CN113922898A - 支持包络跟踪调制的通信设备和包络延迟优化方法 - Google Patents

支持包络跟踪调制的通信设备和包络延迟优化方法 Download PDF

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Abstract

提供一种支持包络跟踪调制的通信设备和包络延迟优化方法。所述方法包括：根据与多个频率相应的测试输入信号，基于从功率放大器输出的测试输出信号来估计分别与多个测试延迟值相应的相邻信道泄漏比；选择与估计的相邻信道泄漏比中的最大值相应的测试延迟值；并且基于根据选择的测试延迟值延迟的包络信号向功率放大器提供电源电压。针对所述多个测试延迟值中的每个测试延迟值，基于包括在测试输出信号中的分量的幅度与互调分量的幅度的比率来估计相应的相邻信道泄漏比。

Description

支持包络跟踪调制的通信设备和包络延迟优化方法
本申请要求于2020年7月7日在韩国知识产权局提交的第10-2020-0083606号韩国专利申请的优先权，其中，该韩国专利申请的公开通过引用全部合并在本申请中。
技术领域
与示例实施例一致的方法、设备和系统涉及通信装置和包络延迟优化方法，并且更具体地，涉及支持包络跟踪调制的通信装置和优化包络延迟的方法。
背景技术
近年来，为了延长电池寿命，已经进行了大量努力来提高用户设备(UE)中设置的发送装置的效率。此外，为了减少热损耗，已经对网络设备领域进行了深入研究。在大多数发送装置的效率和射频(RF)性能受功率放大器(PA)影响的假设下，已经开发了各种技术。
包络跟踪(ET)正引起关注并不断被研究。
发明内容
示例实施例提供一种用于对输入信号和包络的相位进行匹配并提高通信装置中的功率放大器的效率的方法和装置、以及一种包络延迟优化方法。
根据示例实施例的一方面，提供一种优化包络的延迟值的方法。所述方法包括：在测试模式下，基于从功率放大器输出的测试输出信号来估计分别与多个测试延迟值相应的多个相邻信道泄漏比，其中，测试输出信号是由功率放大器根据与多个频率相应的测试输入信号生成的；选择与估计的所述多个相邻信道泄漏比中的最大值相应的测试延迟值；并且在正常模式下，基于根据选择的测试延迟值延迟的包络信号向功率放大器提供电源电压。估计所述多个相邻信道泄漏比的步骤包括：针对所述多个测试延迟值中的每个测试延迟值，基于包括在测试输出信号中的与所述多个频率相应的分量的幅度和测试输出信号的互调分量的幅度的比率来估计相应的相邻信道泄漏比。
根据示例实施例的一方面，提供一种方法。所述方法包括：将从功率放大器输出的测试输出信号转换到频域，其中，测试输出信号是基于以采样率采样的与选择的多个频率相应的单音信号的输入而生成的；基于采样率和选择的所述多个频率来获得与混叠的互调分量相应的多个混叠频率；并且在频域中，基于转换后的测试输出信号中的与选择的所述多个频率相应的分量的幅度和与所述多个混叠频率相应的分量的幅度来估计相邻信道泄漏比。
根据示例实施例的一方面，提供一种通信装置。所述通信装置包括：调制解调器，被配置为在测试模式下生成与选择的多个频率相应的单音信号作为测试输入信号；功率放大器，被配置为基于经由信号发送路径发送的测试输入信号生成测试输出信号；电压调制器，被配置为：在测试模式下基于多个测试延迟值中的每个测试延迟值来顺序地生成延迟的包络信号，并且基于根据所述多个测试延迟值中的每个测试延迟值的延迟的包络信号来顺序地向功率放大器提供电源电压；以及控制器，被配置为：在测试模式下，针对所述多个测试延迟值中的每个测试延迟值，基于包括在测试输出信号中的与选择的所述多个频率相应的分量的幅度和互调分量的幅度来估计相邻信道泄漏比，选择与估计的多个相邻信道泄漏比中的最大值相应的测试延迟值，并且在正常模式下基于测试延迟值来控制电压调制器。
根据示例实施例的一方面，提供一种优化包络的延迟值的方法。所述方法包括：提供与选择的多个频率相应的单音信号作为测试输入信号；通过使用第一延迟值延迟测试输入信号的包络信号，将第一电源电压施加到功率放大器，以生成第一测试输出信号；基于包括在第一测试输出信号中的多个分量中的每个分量的幅度和混叠的互调分量的幅度来估计第一相邻信道泄漏比；通过使用第二延迟值延迟测试输入信号的包络信号，将第二电源电压施加到功率放大器，以生成第二测试输出信号；基于包括在第二测试输出信号中的多个分量中的每个分量和混叠的互调分量的幅度来估计第二相邻信道泄漏比；并且基于第一相邻信道泄漏比等于或大于第二相邻信道泄漏比，在正常模式下根据第一延迟值延迟与基带信号相应的包络信号，并且基于第一相邻信道泄漏比小于第二相邻信道泄漏比，在正常模式下根据第二延迟值延迟与基带信号相应的包络信号。
根据示例实施例的一方面，提供一种优化包络的延迟值的方法。所述方法包括：在测试模式下，通过使用多个测试延迟值向功率放大器提供经调制的电源电压，获得分别与所述多个测试延迟值相应的估计的多个相邻信道泄漏比；并且在正常模式下，基于延迟的包络信号向功率放大器提供电源电压，其中，延迟的包络信号基于与估计的所述多个相邻信道泄漏比中的最大值相应的测试延迟值。获得估计的所述多个相邻信道泄漏比的步骤包括：针对所述多个测试延迟值中的每个测试延迟值，向包括功率放大器的信号发送路径提供与选择的多个频率相应的单音信号；通过将从功率放大器输出的测试输出信号转换到频域，获得与选择的所述多个频率相应的分量的幅度和混叠的互调分量的幅度；并且基于获得的幅度估计相应的相邻信道泄漏比。
附图说明
根据以下结合附图进行的示例实施例的详细描述，将更清楚地理解以上和其它方面、特征和优点，其中：
图1是根据示例实施例的无线通信装置的示图；
图2A是根据比较示例的电源电压的曲线图；
图2B是根据示例实施例的经调制的电源电压的曲线图；
图2C是根据比较示例的不与输入信号同步的电源电压的曲线图；
图3是根据示例实施例的包络延迟优化方法的流程图；
图4是根据示例实施例的包络延迟优化方法的流程图；
图5A和图5B是示出根据示例实施例的测试模式下的测试输入信号的频率特性的示图；
图6是示出根据示例实施例的测试模式下的测试输出信号的频率特性的示图；
图7是示出根据示例实施例的测试模式下的测试输出信号的频率特性的示图；
图8是根据示例实施例的控制器的示图；
图9是根据示例实施例的包络延迟优化方法的流程图；
图10是根据示例实施例的包络延迟优化方法的流程图；
图11A和图11B是根据示例实施例的包络延迟优化方法的流程图；
图12A和图12B是示出根据示例实施例的测试模式下的测试输入信号的频率特性的示图；
图13是示出根据示例实施例的测试模式下的测试输出信号的频率特性的示图；以及
图14是根据示例实施例的通信装置的示图。
具体实施方式
在下文中，将参照附图详细描述示例实施例。
图1是根据示例实施例的无线通信装置10的示图。无线通信装置10可包括调制解调器100、射频集成电路(RFIC)200、功率放大器300、前端模块400、天线500、电压调制器600和控制器700。在一些示例实施例中，无线通信装置10还可包括图1中未示出的组件。例如，根据发送模式或接收模式控制的开关和/或双工器可在功率放大器300与前端模块400之间。此外，在示例实施例中，控制器700可以是无线通信装置10的外部装置。
无线通信装置10可通过经由天线500发送和接收信号来连接到无线通信系统。无线通信装置10连接到的无线通信系统可被称为无线接入技术(RAT)，并且作为非限制性示例，该无线通信系统可以是使用蜂窝网络的无线通信系统(诸如第五代无线(5G)系统、长期演进(LTE)系统、高级LTE系统、码分多址(CDMA)系统、全球移动通信系统(GSM)等)，或者可以是无线局域网(WLAN)系统或任何其它无线通信系统。在下文中，将在假设无线通信装置10连接到的无线通信系统是使用蜂窝网络的无线通信系统的情况下描述无线通信装置10连接到的无线通信系统，但将理解，示例实施例不限于此。
无线通信系统的无线通信网络可通过共享可用的网络资源来支持包括无线通信装置10的多个无线通信装置之间的通信。例如，在无线通信网络中，可通过诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)、OFDM-FDMA、OFDM-TDMA和OFDM-CDMA的各种多址方法来传送信息。
无线通信装置10可指连接到无线通信系统的任何装置。例如，无线通信装置10可指基站BS。基站BS通常可指用于与用户设备和/或另一基站进行通信的固定站，并且可通过与用户设备和/或另一基站进行通信来交换数据和控制信息。例如，基站可被称为节点B、演进型节点B(eNB)、下一代节点B(gNB)、扇区、站点、基本收发机系统(BTS)、接入点(AP)、中继节点、远程无线电头端(RRH)、无线电单元(RU)、小小区等。在本说明书中，基站或小区可具有指示由CDMA中的基站控制器(BSC)、WCDMA中的节点B以及LTE中的eNB或扇区(站点)覆盖的一些区域或功能的综合含义，并且可覆盖全部各种覆盖区域，诸如巨型小区、宏小区、微小区、微微小区、毫微微小区、中继节点、RRH、RU和小小区通信范围。
例如，无线通信装置10可指用户设备(UE)。UE可以是固定的或移动的，并且可指能够通过与基站进行通信来发送和接收数据和/或控制信息的任何装置。例如，UE可被称为终端设备、移动站(MS)、移动终端(MT)、用户终端(UT)、用户站(SS)、无线装置或手持装置。在本说明书中，无线通信装置10通常被描述为UE，但将理解，示例实施例不限于此。
参照图1，天线500可被连接到前端模块400，并且可将从前端模块400提供的信号发送到另一无线通信装置，或者可将从另一无线通信装置接收到的信号提供到前端模块400。在图1中，可省略用于通过天线500从其它无线通信装置接收信号的一些组件。在一些示例实施例中，无线通信装置10可包括用于相控阵列、多输入多输出(MIMO)等的多个天线。
调制解调器100可生成包括将通过天线500发送的信息的信号。在一些示例实施例中，调制解调器100可包括编码器、调制器、滤波器、数模转换器(DAC)等。例如，调制解调器100可生成发送信号TX并且可将发送信号TX提供给RFIC 200和电压调制器600。在示例实施例中，调制解调器100可在无线通信装置10的正常模式下生成基带发送信号，并将基带发送信号提供给RFIC 200和电压调制器600。在示例实施例中，调制解调器100可在无线通信装置10的测试模式下生成测试输入信号INPUT，并将测试输入信号INPUT提供给RFIC 200和电压调制器600。测试模式可指用于通过比较针对多个测试延迟值的各自的相邻信道泄漏比来获得多个测试延迟值中的最佳延迟值的模式。在示例实施例中，测试输入信号INPUT是与从信道频带中选择的多个频率相应的信号，并且可以是例如至少两个选择的频率的单音信号。然而，示例实施例不限于此。测试输入信号INPUT可包括多个频带信号，并且多个频带中的每个频带是由资源块生成的单位频带，并且可以是包括至少一个频率的频带。将参照图5A和图5B更详细地描述测试输入信号INPUT。
RFIC 200A可从调制解调器100接收发送信号TX，并且可根据发送信号TX生成第一RF发送信号TX_RF1。例如，RFIC 200A可包括混频器、滤波器和放大器。RFIC 200A可被包括在发送信号TX被发送的信号发送路径上，并且可将发送信号TX发送到功率放大器300。
功率放大器300可通过使用由经调制的电源电压V_M提供的功率对第一RF发送信号TX_RF1进行放大来生成第二RF发送信号TX_RF2。在无线通信装置10的测试模式下，由调制解调器100生成的测试输入信号INPUT经由包括RFIC 200A的信号发送路径被提供给功率放大器300，并且功率放大器300可基于经由信号发送路径接收到的测试输入信号INPUT输出测试输出信号OUTPUT。功率放大器300可将测试输出信号OUTPUT提供给控制器700。
电压调制器600可基于通过检测发送信号TX的包络而生成的包络信号ENV来调制提供给功率放大器300的电源电压。例如，电压调制器600可生成遵循包络信号ENV的经调制的电源电压V_M，并且可将经调制的电源电压V_M提供给功率放大器300。电压调制器600可包括包络检测器620、延迟电路640和电源660。
包络检测器620可通过检测从调制解调器100提供的发送信号TX的包络来生成包络信号ENV。包络检测器620可将包络信号ENV提供给延迟电路640。
延迟电路640可通过基于由控制器700提供的延迟值DLY延迟包络信号ENV来生成延迟的包络信号ENV_D，并且可将延迟的包络信号ENV_D提供给电源660。例如，在测试模式下，延迟电路640可通过基于从控制器700作为延迟值DLY提供的多个测试延迟值中的每个测试延迟值延迟包络信号ENV，生成延迟的包络信号ENV_D。此外，例如，在正常模式下，延迟电路640可通过基于从控制器700作为延迟值DLY提供的优化延迟值延迟包络信号ENV，生成延迟的包络信号ENV_D，将参照图2B和图2C更详细地描述需要延迟包络信号ENV的原因。
电源660可基于延迟的包络信号ENV_D来生成经调制的电源电压V_M，并且可将经调制的电源电压V_M提供给功率放大器300。
控制器700可基于延迟值DLY来控制延迟电路640。例如，在正常模式下，控制器700可通过将优化延迟值作为延迟值DLY提供给延迟电路640来控制延迟电路640。此外，例如，在测试模式下，控制器700可通过将多个测试延迟值中的每个测试延迟值作为延迟值DLY提供给延迟电路640来控制延迟电路640。
在示例实施例中，控制器700可选择多个测试延迟值中的一个测试延迟值作为优化延迟值。为此，在测试模式下，控制器700可基于针对多个测试延迟值中的每个测试延迟值的测试输出信号OUTPUT来估计相邻信道泄漏比。更详细地，在测试模式下，控制器700可将测试延迟值作为延迟值DLY提供给延迟电路640，电压调制器600可将根据基于测试延迟值的延迟的包络信号的经调制的电源电压V_M提供给功率放大器300，并且功率放大器300可通过使用经调制的电源电压V_M放大经由信号发送路径接收到的测试输入信号INPUT来输出测试输出信号OUTPUT。当测试输入信号INPUT是选择的多个频率的单音信号时，测试输出信号OUTPUT可包括基频分量和互调分量。基频分量可指示与选择的多个频率相应的分量。此外，在示例实施例中，互调分量是选择的多个频率的谐波分量，并且可包括三阶互调分量和五阶互调分量。控制器700可基于包括在测试输出信号OUTPUT中的基频分量的幅度和互调分量的幅度的比率来估计相邻信道泄漏比。换句话说，控制器700可针对多个测试延迟值获得估计的多个相邻信道泄漏比。控制器700可选择与估计的多个相邻信道泄漏比中的最大相邻信道泄漏比相应的测试延迟值，并且可使用选择的测试延迟值作为优化延迟值。
随着技术的进步，发送信号TX的带宽继续变宽。为了测量具有宽带宽的发送信号TX的相邻信道泄漏比，根据比较示例的无线通信装置需要支持高采样率。例如，为了测量带宽为100MHz的发送信号TX的相邻信道泄漏比，根据比较示例的无线通信装置需要支持至少300MHz的采样率。然而，为了使无线通信装置支持高采样率，需要过多的功耗或高硬件成本。
基于根据示例实施例的无线通信装置10，在测试模式下，可基于包括在根据测试输入信号INPUT(诸如与在信道频带中选择的多个频率相应的单音信号)的输入而输出的测试输出信号OUTPUT中的基频分量的幅度和互调分量的幅度来估计相邻信道泄漏比。具体地，当与互调分量相应的互调频率大于采样率(或采样率的一半)时，控制器700可基于基频分量的幅度和混叠的互调分量的幅度来估计相邻信道泄漏比。
此外，根据示例实施例的无线通信装置10可通过针对多个测试延迟值估计相邻信道泄漏比来选择多个测试延迟值中的优化延迟值，并且在正常模式下，可通过基于优化延迟值控制延迟电路640来使发送信号TX与包络信号ENV同步。因此，可提高功率放大器300的效率。
图2A是根据比较示例的电源电压的曲线图。图2A示出当施加到功率放大器的电源电压是恒定电压时，发送信号TX和电源电压随时间的曲线图。
当施加到功率放大器的电源电压恒定时，因为电源电压的值需要大于发送信号TX的最大值，所以出现发送信号TX与电源电压之间的差变宽的时间段。
因此，在曲线图中以与电源电压线和发送信号TX之间的区域50a相应的量出现热损耗。
图2B是根据示例实施例的经调制的电源电压的曲线图。具体地，图2B示出根据示例实施例的当经调制的电源电压被施加到功率放大器300时第一RF发送信号TX_RF1和经调制的电源电压随时间的曲线图。参照图1描述图2B。
根据示例实施例的包括在无线通信装置10中的电压调制器600可从发送信号TX检测包络信号ENV，并且可生成经调制的电源电压V_M，使得经调制的电源电压V_M遵循发送信号TX的包络。
因此，可看出，与图2A的区域50a相比，指示热损耗的经调制的电源电压线与发送信号TX之间的区域50b非常小。换句话说，可陈述为，当经调制的电源电压V_M遵循发送信号TX的包络时，无线通信装置10的热损耗减少并且热效率增大。
图2C是根据比较示例的不与输入信号同步的电源电压的曲线图。图2C示出当供应给功率放大器的经调制的电源电压和第一RF发送信号TX_RF1彼此不同步时的曲线图。参照图1描述图2C。
参照图1，从调制解调器100输出的发送信号TX通过RFIC 200A到功率放大器300的路径和通过电压调制器600到达功率放大器300的路径彼此不同，并且输入到功率放大器300的经调制的电源电压V_M的相位和第一RF发送信号TX_RF1的相位可能彼此不匹配(或者可能彼此不同步)。
在图2C的情况下，与图2B的示例实施例相比，功率放大器300的线性特性可能恶化。因此，无线通信装置10需要将包络信号ENV延迟适当的延迟值，以使经调制的电源电压V_M的相位和第一RF发送信号TX_RF1的相位彼此匹配。
基于根据示例实施例的无线通信装置10，控制器700向延迟电路640提供优化延迟值，使得经调制的电源电压V_m的相位和第一RF发送信号TX_RF1的相位可彼此匹配。
图3是根据示例实施例的包络延迟优化方法的流程图。参照图1描述图3。
在操作S120，在测试模式下，无线通信装置10可使用多个测试延迟值通过应用测试输入信号INPUT来估计相邻信道泄漏比。例如，在测试模式下，调制解调器100可输出与在信道频带中选择的多个频率相应的测试输入信号INPUT。电压调制器600可使用多个测试延迟值中的每个测试延迟值基于测试输入信号INPUT来输出经调制的电源电压V_M。控制器700可基于经调制的电源电压V_M，使用从功率放大器300输出的测试输出信号OUTPUT来估计相邻信道泄漏比。由此，控制器700可获得分别与多个测试延迟值相应的估计的多个相邻信道泄漏比。
在操作S140，无线通信装置10可选择与估计的多个相邻信道泄漏比中的最大估计的相邻信道泄漏比相应的测试延迟值，作为优化延迟值。在正常模式下，控制器700可将优化延迟值作为延迟值DLY提供给延迟电路640，并且延迟电路640可通过基于延迟值DLY延迟包络信号ENV来输出延迟的包络信号ENV_D。电源660可基于延迟的包络信号ENV_D来输出经调制的电源电压V_M。
图4是根据示例实施例的包络延迟优化方法的流程图。具体地，图4可以是示出图3的操作S120的详细示例实施例的流程图。参照图1描述图4。
在操作S220，无线通信装置10可将与选择的多个频率相应的测试输入信号INPUT输入到包括功率放大器300的信号发送路径。例如，如图5A中所示，测试输入信号INPUT可以是与在信道频带中选择的多个频率相应的单音信号。此外，在示例实施例中，如图5B中所示，测试输入信号INPUT可以是包括包含选择的多个频率的小频带的信号。
在操作S240中，无线通信装置10可将测试输出信号OUTPUT转换到频域。例如，控制器700可根据测试输入信号INPUT的输入将从功率放大器300输出的测试输出信号OUTPUT转换到频域。在示例实施例中，控制器700可通过使用测试输出信号OUTPUT执行傅里叶变换来将测试输出信号OUTPUT转换到频域。在示例实施例中，控制器700可通过使用测试输出信号OUTPUT执行快速傅里叶变换(FFT)来将测试输出信号OUTPUT转换到频域。
在操作S260，在频域中，无线通信装置10可基于互调分量的幅度和与选择的多个频率相应的分量的幅度来估计相邻信道泄漏比。例如，在频域中，控制器700可基于包括在测试输出信号OUTPUT中的基频分量的幅度和互调分量的幅度的比率来估计相邻信道泄漏比。在示例实施例中，互调分量可包括三阶互调分量和/或五阶互调分量。此外，在示例实施例中，当采样率的一半小于选择的频率的三倍时，控制器700可基于基频分量的幅度和混叠的互调分量的幅度的比率来估计相邻信道泄漏比。
图5A和图5B是示出根据示例实施例的测试模式下的测试输入信号的频率特性的示图。图5A和图5B可示出图1的测试输入信号INPUT的示例实施例。参照图1描述图5A和5B。
参照图5A，测试输入信号INPUT可以是与在信道频带CB中选择的多个频率相应的单音信号。选择的多个频率可包括第一频率及第二频率，其中，第二频率可以是与第一频率具有相同数值且仅符号不同的频率。例如，选择的多个频率可包括正的第一频率+f_1和负的第一频率-f_1。换句话说，测试输入信号INPUT可以是具有正的第一频率+f_1分量和负的第一频率-f_1分量的单音信号。第一频率f_1可等于或小于信道频带频率f_cb。信道频带频率f_cb可与信道频带CB的带宽的一半相应，并且在示例实施例中，第一频率f_1可以是信道频带频率f_cb。
参照图5B，测试输入信号INPUT可包括与在信道频带CB中选择的多个频率相应的多个带宽分量，并且多个带宽分量中的每个带宽分量可包括与多个频率相应的分量，并且可与由调制解调器100中的资源块生成的单位带宽信号相应。例如，选择的多个频率可包括正的第一频率+f_1和负的第一频率-f_1。测试输入信号INPUT包括与正的第一频率+f_1相应的分量并可包括具有带宽df的带宽分量，并且包括与负的第一频率-f_1相应的分量并且可包括具有带宽df的带宽分量。带宽df可与调制解调器100中的一个资源块的单位带宽相应。
图6是示出根据示例实施例的测试模式下的测试输出信号的频率特性的示图。具体地，图6可以是示出根据如图5A中所示的测试输入信号的输入而生成的测试输出信号的频率特性的示图。参照图1描述图6。
参照图5A，测试输入信号INPUT可包括与正的第一频率+f_1相应的分量和与负的第一频率-f_1相应的分量。换句话说，测试输入信号INPUT可包括与第一频率f_1相应的分量和与第二频率f_2相应的分量，并且第二频率f_2可以是负的第一频率-f_1。响应于测试输入信号INPUT被输入到包括RFIC200A和功率放大器300的信号发送路径而输出的测试输出信号OUTPUT可包括与选择的多个频率中的每个相应的基频分量和互调分量。例如，测试输出信号OUTPUT可包括基频分量、三阶互调分量和五阶互调分量。基频分量可包括与正的第一频率+f_1相应的分量和与负的第一频率-f_1相应的分量。三阶互调分量可包括与2*f_1-f_2相应的分量和与2*f_2-f_1相应的分量。在示例实施例中，当f_2等于-f_1时，三阶互调分量可包括与3*f_1相应的分量和与-3*f_1相应的分量。五阶互调分量可包括与3*f_1-2f_2相应的分量和与3*f_2-2f_1相应的分量。在示例实施例中，当f_2等于-f_1时，五阶互调分量可包括与5*f_1相应的分量和与-5*f_1相应的分量。
根据示例实施例的控制器700可通过将测试输出信号OUTPUT转换到频域，基于基频分量的幅度和互调分量的幅度的比率来估计相邻信道泄漏比。
图6示出当与无线通信装置10的采样率的一半相应的半采样频率大于选择的频率(例如，第一频率f_1)的3倍和5倍时，测试输出信号OUTPUT的频率特性。当半采样频率小于第一频率f_1的三倍时，测试输出信号OUTPUT的互调分量可能被混叠。下面将参照图7更详细地描述混叠的互调分量。
图7是示出根据示例实施例的测试模式下的测试输出信号的频率特性的示图。具体地，图7可示出在支持有限采样率SR的无线通信装置10中根据如图5A中所示的测试输入信号INPUT的输入而生成的测试输出信号的频率特性。具体地，与图6相比，图7示出与采样率SR的一半相应的半采样频率f_hsr大于第一频率f_1但小于第一频率f_1的3倍的情况。
因为与测试输出信号OUTPUT的基频分量相应的第一频率f_1小于半采样频率f_hsr，所以测试输出信号OUTPUT可在未在频域中移动位置的情况下具有与正的第一频率+f_1和负的第一频率-f_1相应的基频分量。
此外，因为与测试输出信号OUTPUT的三阶互调分量相应的频率大于半采样频率f_hsr，所以三阶互调分量被下采样，并且与三阶互调分量相应的分量可以以三阶混叠频率f_a3出现。以三阶混叠频率f_a3出现的分量将被称为混叠的三阶互调分量。三阶混叠频率f_a3与第一频率f_1之间的关系可如下面的等式1中所示。
【等式1】
f_a3＝3*f_1-f_hsr*[3*f_1/f_hsr]
在等式1中，符号“[]”是高斯函数，并且是输出不大于输入值的整数中的最大整数的函数。作为为了便于描述的非限制性示例，当第一频率f_1是50MHz并且采样率SR是122.88MHz时，高斯函数可以是2，并且可通过将3乘以50MHz并除以61.44MHz来获得，其中，通过将3乘以50MHz并除以61.44MHz获得的值为2.44。不大于2.44的整数中的最大整数是2。因此，第三混叠频率f_a3可以是通过从150MHz减去通过将2乘以61.44MHz获得的值而获得的27.12MHz。
同样地，因为与测试输出信号OUTPUT的五阶互调分量相应的频率大于半采样频率f_hsr，所以五阶互调分量被下采样，并且与五阶互调分量相应的分量可以以五阶混叠频率f_a5出现。以五阶混叠频率f_a5出现的分量将被称为混叠的五阶互调分量。五阶混叠频率f_a5与第一频率f_1之间的关系可如下面的等式2中所示。
【等式2】
f_a5＝5*f_1-f_hsr*[5*f_1/f_hsr]
在等式2中，[]是高斯函数，并且是输出不大于输入值的整数中的最大整数的函数。作为为了便于描述的非限制性示例，当第一频率f_1是50MHz并且采样率SR是122.88MHz时，高斯函数可以是4，并且可通过将5乘以50MHz并除以61.44MHz来获得，其中，通过将5乘以50MHz并除以61.44MHz获得的值为4.06。不大于4.06的整数中的最大整数是4。因此，五阶混叠频率f_a5可以是通过从250MHz减去通过将4乘以61.44MHz获得的值而获得的4.24MHz。作为为了便于描述的非限制性示例，当第一频率f_1是40MHz并且采样率SR是122.88MHz时(即，当半采样频率f_hsr是61.44MHz时)，五阶混叠频率f_a5可以是通过从200MHz减去通过将3乘以61.44MHz获得的值而获得的15.68MHz。
图8是根据示例实施例的控制器700的示图。控制器700可与图1的控制器700相应。参照图1描述图8。
控制器700可包括相邻信道泄漏比(ACLR)估计电路720和优化延迟值选择电路740。
在测试模式下，ACLR估计电路720可基于根据测试延迟值的测试输出信号OUTPUT来估计相邻信道泄漏比，并且可生成估计的相邻信道泄漏比ACLR_E。例如，ACLR估计电路720可将测试输出信号OUTPUT转换到频域，并且可基于采样率SR和选择的多个频率f_sel来获得多个混叠频率f_a。基于转换后的测试输出信号OUTPUT_f，ACLR估计电路720可基于与选择的多个频率f_sel相应的分量的幅度和与多个混叠频率f_a相应的分量的幅度来获得估计的相邻信道泄漏比ACLR_E。
为此，ACLR估计电路720可包括混叠频率计算电路722、变换电路724和计算电路726。
混叠频率计算电路722可基于采样率SR和信道频带内的选择的多个频率f_sel来获得多个混叠频率f_a。例如，混叠频率计算电路722可以以与等式1和等式2相同的方式来获得三阶混叠频率和/或五阶混叠频率。混叠频率计算电路722可将选择的多个频率f_sel和多个混叠频率f_a提供给计算电路726。
变换电路724可通过将测试输出信号OUTPUT转换到频域来输出转换后的测试输出信号OUTPUT_f。变换电路724可以以采样率SR对测试输出信号OUTPUT进行采样。例如，变换电路724可使用傅里叶变换来对测试输出信号OUTPUT进行变换，并且在示例实施例中，变换电路724可使用快速傅里叶变换。
计算电路726可基于包括在转换后的测试输出信号OUTPUT_f中的与选择的多个频率f_sel相应的分量的幅度和与多个混叠频率f_a相应的分量的幅度来获得估计的相邻信道泄漏比ACLR_E。例如，计算电路726可通过将包括在转换后的测试输出信号OUTPUT_f中的与选择的多个频率f_sel相应的分量的幅度除以与多个混叠频率f_a相应的分量的幅度来获得估计的相邻信道泄漏比ACLR_E。计算电路726可将估计的相邻信道漏泄比ACLR_E提供给优化延迟值选择电路740。
优化延迟值选择电路740可对与多个测试延迟值相应的估计的多个相邻信道泄漏比进行累加。优化延迟值选择电路740可选择与估计的多个相邻信道泄漏比中的最大相邻信道泄漏比相应的测试延迟值，作为优化延迟值DLY_OP。在正常模式下，控制器700可将优化延迟值DLY_OP提供给延迟电路640。
图9是根据示例实施例的包络延迟优化方法的流程图。具体地，图9可示出图4的操作S260的详细流程图。参照图1和图8描述图9。
在操作S320，控制器700可基于选择的多个频率f_sel和采样率SR来获得多个混叠频率f_a。可参照等式1和等式2获得多个混叠频率f_a，并且可参照下面的图10获得多个混叠频率f_a。
在操作S340，控制器700可基于与选择的多个频率f_sel相应的分量的幅度和与混叠的互调分量相应的分量的幅度来获得估计的相邻信道泄漏比ACLR_E。
图10是根据示例实施例的包络延迟优化方法的流程图。具体地，图10可示出图9的操作S320的详细流程图。也就是说，图10可以是基于等式1和等式2获得混叠频率的方法的流程图。参照图1和图8描述图10。
在操作S420，控制器700可通过将选择的多个频率乘以互调阶数来获得乘法结果。例如，当获得与三阶互调分量相应的混叠频率时，控制器700可将选择的频率乘以3，并且当获得与五阶互调分量相应的混叠频率时，控制器700可将选择的频率乘以5。
在操作S440，控制器700可将乘法结果除以采样率SR的一半。例如，控制器700可将操作S420的乘法结果除以与采样率SR的一半相应的半采样频率f_hsr。
在操作S460，控制器700可将高斯函数应用于除法结果。例如，控制器700可通过将高斯函数应用于操作S440中的除法结果来获得高斯函数值。
在操作S480，控制器700可从操作S420中的乘法结果减去通过将高斯函数值乘以采样率SR的一半而获得的值。例如，控制器700可通过从操作S420的乘法结果减去通过将操作S460的高斯函数值乘以半采样频率f_hsr而获得的值来获得混叠频率。
图11A和图11B是根据示例实施例的包络延迟优化方法的流程图。具体地，图11A和11B可示出图9的操作S320的详细流程图。参照图1和图8描述图11A和图11B。
为了便于解释，假设测试输入信号INPUT是与第一频率和第二频率相应的单音信号。在示例实施例中，第二频率可与负的第一频率相应。
测试输出信号OUTPUT可包括与第一频率相应的第一基频分量和与第一频率相应的互调分量。在示例实施例中，由于采样率的限制，与第一频率相应的互调分量可能被混叠。此外，测试输出信号OUTPUT可包括与第二频率相应的第二基频分量和与第二频率相应的互调分量。在示例实施例中，由于采样率的限制，与第二频率相应的互调分量可能被混叠。
参照图11A，在操作S520，控制器700可基于第一基频分量的幅度和第一混叠互调分量的幅度来获得第一比率。例如，控制器700可通过将第一基频分量的幅度除以第一混叠互调分量的幅度来获得第一比率。
在操作S540，控制器700可基于第二基频分量的幅度和第二混叠互调分量的幅度来获得第二比率。例如，控制器700可通过将第二基频分量的幅度除以第二混叠互调分量的幅度来获得第二比率。
在操作S560，控制器700可基于第一比率和第二比率来获得估计的相邻信道泄漏比ACLR_E。在示例实施例中，控制器700可通过对第一比率和第二比率求平均来获得估计的相邻信道泄漏比ACLR_E。可选地，在示例实施例中，控制器700可选择第一比率和第二比率中的较小值作为估计的相邻信道泄漏比ACLR_E。
参照图11B，在操作S510，控制器700可通过对第一基频分量的幅度和第二基频分量的幅度求平均来获得第一平均值。
在操作S530，控制器700可通过对第一混叠互调分量的幅度和第二混叠互调分量的幅度求平均来获得第二平均值。
在操作S550，控制器700可基于第一平均值和第二平均值来获得估计的相邻信道泄漏比ACLR_E。例如，控制器700可通过将第一平均值除以第二平均值来获得估计的相邻信道泄漏比ACLR_E。
图12A和图12B是示出根据示例实施例的测试模式下的测试输入信号的频率特性的示图。图12A和图12B示出图1的测试输入信号INPUT的示例。参照图1描述图12A和图12B。
参照图12A，测试输入信号INPUT可以是与信道频带CB中的选择的多个频率相应的单音信号。例如，选择的多个频率可包括正的第一频率+f_1、负的第一频率-f_1、正的第二频率+f_2和负的第二频率-f_2。换句话说，测试输入信号INPUT可以是具有正的第一频率+f_1分量、负的第一频率-f_1分量、正的第二频率+f_2分量和负的第二频率-f_2分量的单音信号。第一频率f_1和第二频率f_2可等于或小于信道频带频率f_cb。信道频带频率f_cb可与信道频带CB的带宽的一半相应，并且在示例实施例中，第二频率f_2可以是信道频带频率f_cb。
参照图12B，测试输入信号INPUT可包括分别与信道频带CB中的选择的多个频率相应的多个带宽分量，并且多个带宽分量中的每个带宽分量可包括与多个频率相应的分量，并且可与由调制解调器100中的资源块生成的单位带宽信号相应。例如，选择的多个频率可包括正的第一频率+f_1、负的第一频率-f_1、正的第三频率+f_3和负的第三频率-f_3。测试输入信号INPUT包括与正的第一频率+f-1相应的分量并可包括具有带宽df的带宽分量，包括与负的第一频率-f-1相应的分量并可包括具有带宽df的带宽分量，包括与正的第三频率+f-3相应的分量并可包括具有带宽df的带宽分量，并且包括与负的第三频率-f-3相应的分量并可包括具有带宽df的带宽分量。带宽df可与调制解调器100中的一个资源块的单位带宽相应。
图13是示出根据示例实施例的测试模式下的测试输出信号的频率特性的示图。将基于与图7的不同来描述图13。参照图1描述图13。
具体地，图13可示出与半采样频率f_hsr小于作为选择的频率的第一频率的情况相应的测试输出信号OUTPUT的频率特性。
在如图13中所示的示例实施例中，控制器700可基于与混叠的第一频率f_a1(其中，选择的频率是下采样的频率)相应的频率分量和混叠的互调分量(不是与选择的频率相应的分量)来获得估计的相邻信道泄漏比。
图14是根据示例实施例的无线通信装置1000的示图。如图14中所示，无线通信装置1000可包括专用集成电路(ASIC)1100、专用指令集处理器(ASIP)1300、存储器1500、主处理器1700和主存储器1900。ASIC 1100、ASIP 1300和主处理器3700中的至少两个可彼此通信。此外，ASIC 1100、ASIP 1300、存储器1500、主处理器1700和主存储器1900中的至少两个可被包括在单个芯片中。
ASIP 3300是为特定应用定制的集成电路，并且可支持用于特定应用的专用指令集，并且可执行包括在指令集中的指令。存储器1500可与ASIP 1300进行通信，并且可作为非暂时性存储装置存储由ASIP 1300执行的多个指令。例如，作为非限制性示例，存储器3500可包括可由ASIP 1300访问的任何类型的存储器，诸如随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、磁带、磁盘、光盘、易失性存储器、非易失性存储器及其组合。
主处理器1700可通过执行多个指令来控制无线通信装置1000。例如，主处理器1700可控制ASIC 1100和ASIP 1300，并且可处理通过MIMO信道接收到的数据或用户对无线通信装置1000的输入。主存储器1900可与主处理器1700进行通信，并且可存储由作为非暂时性存储装置的主处理器1700执行的多个指令。例如，主存储器1900可包括可由主处理器1700访问的任何类型的存储器，诸如，作为非限制性示例的RAM、ROM、磁带、磁盘、光盘、易失性存储器、非易失性存储器及其组合。
根据上述示例实施例的优化包络信号的延迟值的方法和基于经调制的电源电压操作功率放大器的方法可由包括在图14的无线通信装置1000中的组件中的至少一个组件来执行。在一些示例实施例中，优化包络信号的延迟值的方法和基于经调制的电源电压操作功率放大器的方法中的至少一个操作可被实现为存储在存储器1500中的多个指令。在一些示例实施例中，ASIP 1300执行存储在存储器1500中的多个指令以执行所述方法中的至少一个操作。
尽管已经具体示出和描述了示例实施例，但将理解，在不脱离权利要求的精神和范围的情况下，可在其中进行形式和细节上的各种改变。

Claims (20)

1.一种优化包络的延迟值的方法，所述方法包括：
在测试模式下，基于从功率放大器输出的测试输出信号来估计分别与多个测试延迟值相应的多个相邻信道泄漏比，其中，测试输出信号是由功率放大器根据与多个频率相应的测试输入信号生成的；
选择与估计的所述多个相邻信道泄漏比中的最大值相应的测试延迟值；并且
在正常模式下，基于根据选择的测试延迟值被延迟的包络信号，向功率放大器提供电源电压，
其中，估计所述多个相邻信道泄漏比的步骤包括：针对所述多个测试延迟值中的每个测试延迟值，基于包括在测试输出信号中的与所述多个频率相应的分量的幅度和测试输出信号的互调分量的幅度的比率来估计相应的相邻信道泄漏比。
2.如权利要求1所述的方法，其中，估计所述多个相邻信道泄漏比的步骤包括：
针对所述多个测试延迟值中的每个测试延迟值，将测试输入信号提供给包括功率放大器的信号发送路径；并且
通过基于所述多个测试延迟值中的相应的测试延迟值对测试输入信号的包络信号进行延迟，向功率放大器提供经调制的电源电压。
3.如权利要求1所述的方法，其中，测试输入信号包括与所述多个频率相应的单音信号。
4.如权利要求1所述的方法，其中，测试输入信号包括多个频带分量，并且
其中，所述多个频带分量中的每个频带分量包括分别与所述多个频率相应的分量和由一个资源块生成的单位频带的分量。
5.如权利要求1所述的方法，其中，互调分量包括来自与包括在测试输入信号中的所述多个频率相应的分量的三阶互调分量和五阶互调分量中的任意一个或任意组合。
6.如权利要求1所述的方法，其中，与采样率的一半相应的半采样频率小于包括在所述多个频率中的第一频率的三倍，并且
其中，估计所述多个相邻信道泄漏比的步骤包括：基于包括在测试输出信号中的与所述多个频率中的一个频率相应的分量的幅度和混叠的三阶互调分量的幅度来估计相应的相邻信道泄漏比。
7.如权利要求6所述的方法，其中，估计所述多个相邻信道泄漏比的步骤还包括：
针对所述多个测试延迟值中的每个测试延迟值，将测试输出信号转换到频域；
基于半采样频率和第一频率获得第一混叠频率；并且
其中，基于包括在测试输出信号中的与所述多个频率中的一个频率相应的分量的幅度和混叠的三阶互调分量的幅度来估计相应的相邻信道泄漏比的步骤包括：基于包括在测试输出信号中的与第一频率相应的分量的幅度和与第一混叠频率相应的分量的幅度的相应比率来估计所述多个相邻信道泄漏比。
8.如权利要求7所述的方法，其中，将测试输出信号转换到频域的步骤包括：使用测试输出信号执行快速傅里叶变换。
9.如权利要求7所述的方法，其中，获得第一混叠频率的步骤包括：
将第一频率乘以互调阶数以获得乘法结果；
将乘法结果除以半采样频率以获得除法结果；
将高斯函数应用于除法结果以获得高斯函数值；并且
通过从乘法结果减去通过将高斯函数值乘以半采样频率而获得的值，获得第一混叠频率。
10.如权利要求1所述的方法，其中，所述多个频率包括第一频率和第二频率，并且
其中，估计所述多个相邻信道泄漏比的步骤包括：
基于包括在测试输出信号中的与第一频率相应的分量的幅度和第一混叠互调分量的幅度来获得第一比率；
基于包括在测试输出信号中的与第二频率相应的分量的幅度和第二混叠互调分量的幅度来获得第二比率；并且
基于第一比率和第二比率选择测试延迟值。
11.如权利要求1所述的方法，其中，所述多个频率包括第一频率和第二频率，并且
其中，估计所述多个相邻信道泄漏比的步骤包括：
通过对包括在测试输出信号中的与第一频率相应的分量的幅度和与第二频率相应的分量的幅度求平均来获得第一平均值；
通过对第一混叠互调分量的幅度和第二混叠互调分量的幅度求平均来获得第二平均值；并且
基于第一平均值和第二平均值估计所述多个相邻信道泄漏比。
12.一种方法，包括：
将从功率放大器输出的测试输出信号转换到频域，其中，测试输出信号是基于以采样率采样的与选择的多个频率相应的单音信号的输入而生成的；
基于采样率和选择的所述多个频率来获得与混叠的互调分量相应的多个混叠频率；并且
在频域中，基于转换后的测试输出信号中的与选择的所述多个频率相应的分量的幅度和与所述多个混叠频率相应的分量的幅度来估计相邻信道泄漏比。
13.如权利要求12所述的方法，还包括：
选择与针对多个测试延迟值的估计的多个相邻信道泄漏比中的最大值相应的测试延迟值，作为优化延迟值；并且
在正常模式下，通过基于优化延迟值对基带信号的包络信号进行延迟，向功率放大器提供经调制的电源电压。
14.如权利要求12所述的方法，其中，与采样率的一半相应的半采样频率小于包括在选择的所述多个频率中的第一频率的三倍。
15.如权利要求14所述的方法，其中，获得所述多个混叠频率的步骤包括：
将第一频率乘以互调阶数以获得乘法结果；
将乘法结果除以半采样频率以获得除法结果；
将高斯函数应用于除法结果以获得高斯函数值；并且
通过从乘法结果减去通过将高斯函数值乘以半采样频率而获得的值，获得第一混叠频率。
16.如权利要求12所述的方法，其中，选择的所述多个频率包括第一频率和第二频率，并且
其中，估计相邻信道泄漏比的步骤包括：
基于包括在测试输出信号中的与第一频率相应的分量的幅度和第一混叠互调分量的幅度来获得第一比率；
基于包括在测试输出信号中的与第二频率相应的分量的幅度和第二混叠互调分量的幅度来获得第二比率；并且
基于第一比率和第二比率来估计相邻信道泄漏比。
17.如权利要求12所述的方法，其中，选择的所述多个频率包括第一频率和第二频率，并且
其中，估计相邻信道泄漏比的步骤包括：
通过对包括在测试输出信号中的与第一频率相应的分量的幅度和与第二频率相应的分量的幅度求平均来获得第一平均值；
通过对第一混叠互调分量的幅度和第二混叠互调分量的幅度求平均来获得第二平均值；并且
基于第一平均值和第二平均值估计相邻信道泄漏比。
18.一种通信装置，包括：
调制解调器，被配置为：在测试模式下，生成与选择的多个频率相应的单音信号作为测试输入信号；
功率放大器，被配置为：基于经由信号发送路径发送的测试输入信号生成测试输出信号；
电压调制器，被配置为：在测试模式下，基于多个测试延迟值中的每个测试延迟值顺序地生成延迟的包络信号，并且基于延迟的包络信号顺序地向功率放大器提供电源电压；以及
控制器，被配置为：在测试模式下，针对所述多个测试延迟值中的每个测试延迟值，基于包括在测试输出信号中的与选择的所述多个频率相应的分量的幅度和互调分量的幅度来估计相邻信道泄漏比，选择与估计的多个相邻信道泄漏比中的最大值相应的测试延迟值，并且在正常模式下基于该测试延迟值来控制电压调制器。
19.如权利要求18所述的通信装置，其中，与功率放大器的采样率相应的半采样频率小于包括在选择的所述多个频率中的第一频率的三倍，并且
其中，控制器还被配置为：基于包括在测试输出信号中的与选择的所述多个频率相应的分量的幅度和混叠的三阶互调分量的幅度来估计相邻信道泄漏比。
20.如权利要求18所述的通信装置，其中，控制器被配置为：将测试输出信号转换到频域，基于与功率放大器的采样率相应的半采样频率和选择的所述多个频率来获得多个混叠频率，并且基于包括在测试输出信号中的与选择的所述多个频率相应的分量的幅度和与所述多个混叠频率相应的分量的幅度的比率来估计相邻信道泄漏比。
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