CN113659534B - 一种行波管调制器过重频保护电路及其方法 - Google Patents

一种行波管调制器过重频保护电路及其方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出一种行波管调制器过重频保护电路，包括与门、非门、与非门、可重触发单稳态振荡器、高速比较器、电阻、电容、二极管；通过所述非门、与门、与非门将输出的故障信号与发射指令、调制信号的逻辑关联，通过所述与门、非门完成调制脉冲的前沿分离，产生脉冲宽度固定的前沿窄脉冲，通过单稳态振荡周期的设定，在重频高于设定值时，可重触发单稳态振荡器的输出脉冲宽度超过设定值，通过阻容积分将该脉冲宽度转换为电压信号，电压信号与高速比较器基准进行比较判断，送出过重频故障信号，过重频故障信号与发射指令相与，关断输出的调制信号，通过与门、非门、与非门、可重触发单稳态振荡器、高速比较器、电阻、二极管、电容的简单电路组合实现了对行波管调制信号的过重频保护。本发明的行波管调制器过重频保护电路具有延时小、电路简单、可靠性高、体积小、成本低等特点。

Description

一种行波管调制器过重频保护电路及其方法
技术领域
本发明属于行波管高压电源技术领域，特别涉及一种行波管调制器过重频保护电路及其方法。
背景技术
脉冲工作模式的行波管因高效率、高峰值功率等优良特点常用于雷达发射机系统中。针对行波管脉冲工作时需要设定过重频保护，当脉冲工作的行波管工作重频超出其极限时会导致调制器电路及行波管失效。
常见的过重频保护一般是通过发射机通讯保护电路中的数字处理芯片对送入的调制信号进行采样处理，实现过重频保护。该电路的缺点是电路复杂、延时大，在行波管发射机的高压电源中，数字处理芯片要处理高压隔离和开关辐射干扰问题，需通过隔离驱动器等电路完成调制信号的输入输出，数字处理芯片对调制信号的处理延时较大，从脉宽前后沿检测、信号处理运算到I/O口输出有较长的时间间隔。在实际电路发生过重频故障时，往往难以有效的完成保护。数字处理芯片内核电压较低，在高压环境中属于敏感电路，若隔离屏蔽措施处理不佳，在行波管发射机发生高压打火时较容易发生故障。
发明内容
本发明的目的在于提出一种行波管调制器过重频保护电路及其方法。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种行波管调制器过重频保护电路，包括：与门D4A、非门D2A～D2C、与非门D3A～D3B、可重触发单稳态振荡器D1A、高速比较器U1A、电阻R1～R7、电容C1～C4、二极管V1～V3；所述与门D4A的pin2接非门D2C的pin6，与门D4A的pin1接发射指令，与非门D3B的pin5接与门D4A的pin3，与非门D3B的pin4接调制信号IN，与非门D3B的pin6与非门D2A的pin1、电阻R7第一端、非门D2B的pin3相接，非门D2B的pin4输出为调制信号OUT，非门D2A的pin2与与非门D3A的pin2相接，电阻R7的第二端与电容C4的第一端、与非门D3A的pin1相接，电容C4的第二端接地，与非门D3A的pin3接可重触发单稳态振荡器D1A的pin2，可重触发单稳态振荡器D1A的pin3与电容C3的第一端、电阻R1的第一端相接，电阻R1的第二端、电阻R2的第一端、可重触发单稳态振荡器D1A的pin16接电源VCC，电容C3的第二端与可重触发单稳态振荡器D1A的pin1、pin8接地，电阻R2的第二端和电容C1的第一端接可重触发单稳态振荡器D1A的pin15，电容C1的第二端接可重触发单稳态振荡器D1A的pin14，可重触发单稳态振荡器D1A的pin13与二极管V3的阴极、电阻R5的第一端相接，二极管V3的阳极、电阻R5的第二端、电容C2的第一端与电阻R6的第一端相接，电容C2的第二端接地，电阻R6的第二端、二极管V1的阳极、电阻R4的第一端与高速比较器U1A的pin4相接，二极管V1的阴极接复位指令，电阻R4的第二端与二极管V2的阴极相接，二极管V2的阳极、电阻R3的第一端、非门D2C的pin5与高速比较器U1A的pin12相接，该节点为过重频故障信号，电阻R3的第二端接电源VCC，基准电压ref接高速比较器U1A的pin5。
进一步的，所述电阻R5为低温漂精密电阻。
进一步的，所述电容C2为NP0一类瓷介质电容器。
进一步的，所述与非门D3A为内部带施密特触发的与非门。
进一步的，所述与门D4A、非门D2A～D2C、与非门D3A～D3B、可重触发单稳态振荡器D1A为LS(Low power Schottky)门电路。
一种行波管调制器过重频保护方法，基于所述的行波管调制器过重频保护电路实现行波管调制器过重频保护，所述与门D4A的输入端将发射指令与故障电平相与后送入与非门D3B与调制信号IN先与后非，与非门D3B的输出信号经非门D2B反相后作为调制信号OUT送出，与非门D3B输出端的信号经过电阻R7、电容C4积分后与该信号经非门D2A反相后相与完成对信号前沿的分离，与非门D3A的输出产生一个与调制信号IN前沿同步的窄脉冲信号，该窄脉冲信号进入配置好引脚工作电平的可重触发单稳态振荡器D1A的B端，使可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q随着调制信号IN的前沿电平触发翻转，当调制信号IN前沿电平触发间隔小于可重触发单稳态振荡器D1A设定振荡周期时，可重触发单稳态振荡器D1A输出端Q脉冲宽度大于设定值，经过电阻R5与电容C2的积分电路变换，将输出端Q脉冲宽度转换为电平信号送入高速比较器U1A进行比较，当重频高于设定值时，高速比较器U1A输出电平翻转，过重频故障信号变为高电平，该信号经非门D2C、与门D4A及与非门D3B后将送出的调制信号OUT关断，实现过重频保护。
进一步的，所述调制信号IN经过非门D2A、与非门D3A、积分电路R7、C4完成前沿分离，在调制信号IN的前沿产生一个同步窄脉冲，窄脉冲脉冲宽度τ由积分电路时常数调节。
进一步的，所述调制信号IN的前沿同步窄脉冲送入可重触发单稳态振荡器D1A，前沿同步窄脉冲的重复间隔T为调制信号IN的重复周期，可重触发单稳态振荡器D1A的振荡周期设定为Ts，设定调制信号IN的最高重频保护值为Fmax，其中Fmax×RC＝1，R为电阻R5的阻值，C为电容C2的容值，则重复周期Tmin＝1/Fmax，设定Ts＝Tmin，
当T＞Ts时，可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q高电平脉冲宽度t等于Ts；
当T＜Ts时，可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q高电平脉冲宽度t等于Ts+T；
可重触发单稳态振荡器D1A输出端Q的高电平经过R5、C2组成的积分电路，在触发关断时输出端Q信号翻转为低电平通过二极管V3对电容C2放电，电容C2上的最高充电电压与脉冲宽度的关系为
Vt为电容C2上面的充电电压，Vcc为可重触发单稳态振荡器D1A的电源电压，t为可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q高电平脉冲宽度；
设定基准电压
当调制信号IN重频超过Fmax时，可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q高电平脉冲宽度t等于Ts+T，Vt超过基准电压Vref，高速比较器U1A输出翻转为高电平故障信号，高电平故障信号经过非门D2C后变为低电平，低电平送入与门D4A后，与门D4A输出低电平送入与非门D3B，将与非门D3B送出的调制信号OUT关断截止，实现对过脉宽调制信号的保护。
进一步的，所述高速比较器U1A输出翻转为高电平后，输出通过二极管V2、电阻R4将高电平送给高速比较器U1A的同相输入端，完成故障自锁。
进一步的，所述过重频故障自锁后高速比较器U1Apin4持续为高电平，高压控保电路复位指令到达时，复位低电平通过二极管V3将高速比较器U1Apin4电平置低完成复位。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：1)延时小：本发明的行波管调制器过重频保护电路通过一级高速比较器和四级LS门电路实现了过脉宽检测保护，可以在脉冲宽度超过设定值200ns以内关断脉冲输出。2)电路简单，可靠性高：本发明的行波管调制器过重频保护电路通过与门、非门、与非门、可重触发单稳态振荡器、高速比较器、电阻、二极管、电容的简单电路组合的简单电路组合实现了过重频保护，电路元器件少、电路简单、可靠性高。3)体积小、成本低：本发明的行波管调制器过重频保护电路均为逻辑电平比较电路，功耗低，可选用表贴器件减小体积，元器件通用而且数量少，电路成本低。
附图说明
图1是本发明的行波管调制器过重频保护电路原理图。
图2是本发明的行波管调制器过重频保护电路在发射机中的功能框图。
图3是本发明过重频保护电路的脉冲信号波形图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
如图1所示，一种行波管调制器过重频保护电路，包括：与门D4A、非门D2A～D2C、与非门D3A～D3B、可重触发单稳态振荡器D1A、高速比较器U1A、电阻R1～R7、电容C1～C4、二极管V1～V3；所述与门D4A的pin2接非门D2C的pin6，与门D4A的pin1接发射指令，与非门D3B的pin5接与门D4A的pin3，与非门D3B的pin4接调制信号IN，与非门D3B的pin6与非门D2A的pin1、电阻R7第一端、非门D2B的pin3相接，非门D2B的pin4输出为调制信号OUT，非门D2A的pin2与与非门D3A的pin2相接，电阻R7的第二端与电容C4的第一端、与非门D3A的pin1相接，电容C4的第二端接地，与非门D3A的pin3接可重触发单稳态振荡器D1A的pin2，可重触发单稳态振荡器D1A的pin3与电容C3的第一端、电阻R1的第一端相接，电阻R1的第二端、电阻R2的第一端、可重触发单稳态振荡器D1A的pin16接电源VCC，电容C3的第二端与可重触发单稳态振荡器D1A的pin1、pin8接地，电阻R2的第二端和电容C1的第一端接可重触发单稳态振荡器D1A的pin15，电容C1的第二端接可重触发单稳态振荡器D1A的pin14，可重触发单稳态振荡器D1A的pin13与二极管V3的阴极、电阻R5的第一端相接，二极管V3的阳极、电阻R5的第二端、电容C2的第一端与电阻R6的第一端相接，电容C2的第二端接地，电阻R6的第二端、二极管V1的阳极、电阻R4的第一端与高速比较器U1A的pin4相接，二极管V1的阴极接复位指令，电阻R4的第二端与二极管V2的阴极相接，二极管V2的阳极、电阻R3的第一端、非门D2C的pin5与高速比较器U1A的pin12相接，该节点为过重频故障信号，电阻R3的第二端接电源VCC，基准电压ref接高速比较器U1A的pin5。
进一步的，所述电阻R5为低温漂精密电阻。
进一步的，所述电容C2为NP0一类瓷介质电容器。
进一步的，所述与非门D3A为内部带施密特触发的与非门。
进一步的，所述与门D4A、非门D2A～D2C、与非门D3A～D3B、可重触发单稳态振荡器D1A为LS(Low power Schottky)门电路。
一种行波管调制器过重频保护方法，基于所述的行波管调制器过重频保护电路实现行波管调制器过重频保护，所述与门D4A的输入端将发射指令与故障电平相与后送入与非门D3B与调制信号IN先与后非，与非门D3B的输出信号经非门D2B反相后作为调制信号OUT送出，与非门D3B输出端的信号经过电阻R7、电容C4积分后与该信号经非门D2A反相后相与完成对信号前沿的分离，与非门D3A的输出产生一个与调制信号IN前沿同步的窄脉冲信号，该窄脉冲信号进入配置好引脚工作电平的可重触发单稳态振荡器D1A的B端，使可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q随着调制信号IN的前沿电平触发翻转，当调制信号IN前沿电平触发间隔小于可重触发单稳态振荡器D1A设定振荡周期时，可重触发单稳态振荡器D1A输出端Q脉冲宽度大于设定值，经过电阻R5与电容C2的积分电路变换，将输出端Q脉冲宽度转换为电平信号送入高速比较器U1A进行比较，当重频高于设定值时，高速比较器U1A输出电平翻转，过重频故障信号变为高电平，该信号经非门D2C、与门D4A及与非门D3B后将送出的调制信号OUT关断，实现过重频保护。
进一步的，所述调制信号IN经过非门D2A、与非门D3A、积分电路R7、C4完成前沿分离，在调制信号IN的前沿产生一个同步窄脉冲，窄脉冲脉冲宽度τ由积分电路时常数调节。
进一步的，所述调制信号IN的前沿同步窄脉冲送入可重触发单稳态振荡器D1A，前沿同步窄脉冲的重复间隔T为调制信号IN的重复周期，可重触发单稳态振荡器D1A的振荡周期设定为Ts，设定调制信号IN的最高重频保护值为Fmax，其中Fmax×RC＝1，R为电阻R5的阻值，C为电容C2的容值，则重复周期Tmin＝1/Fmax，设定Ts＝Tmin，
当T＞Ts时，可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q高电平脉冲宽度t等于Ts；
当T＜Ts时，可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q高电平脉冲宽度t等于Ts+T；
可重触发单稳态振荡器D1A输出端Q的高电平经过R5、C2组成的积分电路，在触发关断时输出端Q信号翻转为低电平通过二极管V3对电容C2放电，电容C2上的最高充电电压与脉冲宽度的关系为
Vt为电容C2上面的充电电压，Vcc为可重触发单稳态振荡器D1A的电源电压，t为可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q高电平脉冲宽度；
设定基准电压
当调制信号IN重频超过Fmax时，可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q高电平脉冲宽度t等于Ts+T，Vt超过基准电压Vref，高速比较器U1A输出翻转为高电平故障信号，高电平故障信号经过非门D2C后变为低电平，低电平送入与门D4A后，与门D4A输出低电平送入与非门D3B，将与非门D3B送出的调制信号OUT关断截止，实现对过脉宽调制信号的保护。
进一步的，所述高速比较器U1A输出翻转为高电平后，输出通过二极管V2、电阻R4将高电平送给高速比较器U1A的同相输入端，完成故障自锁。
进一步的，所述过重频故障自锁后高速比较器U1Apin4持续为高电平，高压控保电路复位指令到达时，复位低电平通过二极管V3将高速比较器U1Apin4电平置低完成复位。
实施例
为了验证本发明的有效性，进行如下实验设计。
电路实例中使用通用的军规54LS132与非门、54LS04非门、54LS08与门、54LS123可重触发单稳态振荡器的级联完成了逻辑电平的转换和电路逻辑判断，使用LM119完成高速比较，电路实例选用与非门和非门组合是为了方便与系统其他电路的元器件选型归一化，无特殊电路功能。
在本发明实例电路中，脉宽检测保护经过了一级LM119(响应速度80ns)，两级54LS04(一级响应15ns)、一级54LS132(一级响应30ns)，一级54LS08(一级响应20ns)、一级54LS123(一级响应30ns)，保护延时典型值为175nS。
以本发明电路实例进行计算，
最大重频Fmax设定为20kHz，则Tmin＝50uS，
可重触发单稳态振荡器54LS123的输出脉冲宽度抖动和温漂为十纳秒级，在分析50uS脉宽时忽略其抖动。
可重触发单稳态振荡器54LS123的输出Q脉冲宽度为
K为0.28，Rt为R2的阻值，Cext为C1的容值，较佳的，选定R2为10kΩ，则
选用15nF电容与1800pF电容并联完成。
R2选用高精密薄膜芯片电阻器，C1选用NP0材质多层陶瓷电容器。
高速比较器U1A的基准电压Vref设定为
利用积分电路线性度较高部分完成所设定值电压比较保护可以实现较高的频率保护精度，选定R5C2＝50uS
较佳的，VCC为5V，R5＝5.1kΩ(选用高精密薄膜芯片电阻器，温漂＜3ppm/℃)，C2＝10nF(选用NP0材质，温漂＜30ppm/℃)。
比较器LM119的输入基准电压Vref≥3.16V，较佳的，设定Vref为3.3V。
按该参数计算，
当重频为21kHz时，可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q脉冲宽度为Tmin+T＝97.6uS，C2两端电压为4.29V。
可以得出，在保护阈值附近可以实现5％频率保护精度。
按照电路工作-55℃～70℃全温度范围进行电常数漂移计算，
以通用的TI、ADI公司电压基准为例，可以实现全温范围0.1％的电压漂移，高精密薄膜芯片电阻温漂＜3ppm/℃，所以忽略基准的漂移。
最恶劣情况下，电容值漂移30ppm×(55+70)＝0.375％，该参数导致可重触发单稳态振荡器D1A振荡周期漂移0.375％，即最大保护频率的设定值漂移0.375％，可以满足电路保护的使用需求。
如图2所示，具有行波管调制器过重频保护电路的发射机中包括：重频检测保护电路201、高压隔离驱动电路202、灯丝调制器电路203、高压控保电路204、高压电源205、行波管(TravelingWave Tube，TWT)206。
所述外部调制信号IN送入重频检测保护电路201的第一输入端，高压控保电路204的第一输出端将发射指令送入重频检测保护电路201第二输入端，重频检测保护电路201的第一输出端送出过重频故障给高压控保电路204的输入端，重频检测保护电路201的第二输出端送出调制信号OUT，调制信号OUT送入高压隔离驱动电路202的输入端，高压隔离驱动电路202的输出端接灯丝调制器电路203的第一输入端，高压控保电路204的第二输出端将高压指令送给高压电源205的输入端，高压电源205的第一输出端将阴极电压送给灯丝调制器电路203的第二输入端，高压电源205的第二输出端将阳极电压送给TWT206，高压电源205的第三输出端将收集极电压送给TWT206，高压电源205的第四输出端将地送给TWT206，灯丝调制器电路203的第一输出端将阴极电压送给TWT206，灯丝调制器电路203的第二输出端将灯丝电压送给TWT206，灯丝调制器电路203的第三输出端将栅极送给TWT206。
当外部输入的调制信号IN脉冲重频超过保护值时，重频检测保护电路201第一输出端送出的调制信号OUT被关断，调制信号OUT被关断后灯丝调制电路203的第三输出端栅极电压处于截止状态，TWT206电子注被截止，实现脉冲级的过重频保护，同时重频检测保护电路201第二输出端送出过重频故障，过重频故障送入高压控保电路204的第一输入端，接收到过重频故障后，高压控保电路204的第二输出端高压指令关闭，高压电源206关掉高压输出，完成全过程过重频保护。
如图3所示，为本发明过重频保护电路的脉冲信号波形图。
A为调制信号IN脉冲波形。
B为经前后沿分离电路将调制信号IN分离为与调制信号前沿同步的窄脉冲波形。
C当同步窄脉冲间隔大于Ts时，可重触发单稳态振荡器后输出脉冲长度固定为Ts；当在Ts时间内触发到第二个窄脉冲时，可重触发单稳态振荡器后输出脉冲长度变为T2+Ts。
综上所述，本发明将调制信号脉冲前沿分离后通过可重触发单稳态振荡器和高速比较器、积分电路的组合完成了对脉冲前沿时间间隔的比较保判断，再通过门电路的逻辑组合关联，实现了对行波管调制器过重频的电路保护，具有延时小、电路简单、可靠性高、体积小、成本低等特点。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种行波管调制器过重频保护电路，其特征在于，包括：与门D4A、非门D2A～D2C、与非门D3A～D3B、可重触发单稳态振荡器D1A、高速比较器U1A、电阻R1～R7、电容C1～C4、二极管V1～V3；所述与门D4A的pin2接非门D2C的pin6，与门D4A的pin1接发射指令，与非门D3B的pin5接与门D4A的pin3，与非门D3B的pin4接调制信号IN，与非门D3B的pin6与非门D2A的pin1、电阻R7第一端、非门D2B的pin3相接，非门D2B的pin4输出为调制信号OUT，非门D2A的pin2与与非门D3A的pin2相接，电阻R7的第二端与电容C4的第一端、与非门D3A的pin1相接，电容C4的第二端接地，与非门D3A的pin3接可重触发单稳态振荡器D1A的pin2，可重触发单稳态振荡器D1A的pin3与电容C3的第一端、电阻R1的第一端相接，电阻R1的第二端、电阻R2的第一端、可重触发单稳态振荡器D1A的pin16接电源VCC，电容C3的第二端与可重触发单稳态振荡器D1A的pin1、pin8接地，电阻R2的第二端和电容C1的第一端接可重触发单稳态振荡器D1A的pin15，电容C1的第二端接可重触发单稳态振荡器D1A的pin14，可重触发单稳态振荡器D1A的pin13与二极管V3的阴极、电阻R5的第一端相接，二极管V3的阳极、电阻R5的第二端、电容C2的第一端与电阻R6的第一端相接，电容C2的第二端接地，电阻R6的第二端、二极管V1的阳极、电阻R4的第一端与高速比较器U1A的pin4相接，二极管V1的阴极接复位指令，电阻R4的第二端与二极管V2的阴极相接，二极管V2的阳极、电阻R3的第一端、非门D2C的pin5与高速比较器U1A的pin12相接，该节点为过重频故障信号，电阻R3的第二端接电源VCC，基准电压ref接高速比较器U1A的pin5。
2.根据权利要求1所述的行波管调制器过重频保护电路，其特征在于：所述电阻R5为低温漂精密电阻。
3.根据权利要求1所述的行波管调制器过重频保护电路，其特征在于：所述电容C2为NP0一类瓷介质电容器。
4.根据权利要求1所述的行波管调制器过重频保护电路，其特征在于：所述与非门D3A为内部带施密特触发的与非门。
5.根据权利要求1所述的行波管调制器过重频保护电路，其特征在于：所述与门D4A、非门D2A～D2C、与非门D3A～D3B、可重触发单稳态振荡器D1A为LS门电路。
6.一种行波管调制器过重频保护方法，其特征在于，基于权利要求1-5任一项所述的行波管调制器过重频保护电路实现行波管调制器过重频保护，所述与门D4A的输入端将发射指令与故障电平相与后送入与非门D3B与调制信号IN先与后非，与非门D3B的输出信号经非门D2B反相后作为调制信号OUT送出，与非门D3B输出端的信号经过电阻R7、电容C4积分后与该信号经非门D2A反相后相与完成对信号前沿的分离，与非门D3A的输出产生一个与调制信号IN前沿同步的窄脉冲信号，该窄脉冲信号进入配置好引脚工作电平的可重触发单稳态振荡器D1A的B端，使可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q随着调制信号IN的前沿电平触发翻转，当调制信号IN前沿电平触发间隔小于可重触发单稳态振荡器D1A设定振荡周期时，可重触发单稳态振荡器D1A输出端Q脉冲宽度大于设定值，经过电阻R5与电容C2的积分电路变换，将输出端Q脉冲宽度转换为电平信号送入高速比较器U1A进行比较，当重频高于设定值时，高速比较器U1A输出电平翻转，过重频故障信号变为高电平，该信号经非门D2C、与门D4A及与非门D3B后将送出的调制信号OUT关断，实现过重频保护。
7.根据权利要求6所述的行波管调制器过重频保护方法，其特征在于：所述调制信号IN经过非门D2A、与非门D3A、积分电路R7、C4完成前沿分离，在调制信号IN的前沿产生一个同步窄脉冲，窄脉冲脉冲宽度τ由积分电路时常数调节。
8.根据权利要求6所述的行波管调制器过重频保护方法，其特征在于：所述调制信号IN的前沿同步窄脉冲送入可重触发单稳态振荡器D1A，前沿同步窄脉冲的重复间隔T为调制信号IN的重复周期，可重触发单稳态振荡器D1A的振荡周期设定为Ts，设定调制信号IN的最高重频保护值为Fmax，其中Fmax×RC＝1，R为电阻R5的阻值，C为电容C2的容值，则重复周期Tmin＝1/Fmax，设定Ts＝Tmin，
当T＞Ts时，可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q高电平脉冲宽度t等于Ts；
当T＜Ts时，可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q高电平脉冲宽度t等于Ts+T；
可重触发单稳态振荡器D1A输出端Q的高电平经过R5、C2组成的积分电路，在触发关断时输出端Q信号翻转为低电平通过二极管V3对电容C2放电，电容C2上的最高充电电压与脉冲宽度的关系为
Vt为电容C2上面的充电电压，Vcc为可重触发单稳态振荡器D1A的电源电压，t为可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q高电平脉冲宽度；
设定基准电压
当调制信号IN重频超过Fmax时，可重触发单稳态振荡器D1A的输出端Q高电平脉冲宽度t等于Ts+T，Vt超过基准电压Vref，高速比较器U1A输出翻转为高电平故障信号，高电平故障信号经过非门D2C后变为低电平，低电平送入与门D4A后，与门D4A输出低电平送入与非门D3B，将与非门D3B送出的调制信号OUT关断截止，实现对过脉宽调制信号的保护。
9.根据权利要求6所述的行波管调制器过重频保护方法，其特征在于：所述高速比较器U1A输出翻转为高电平后，输出通过二极管V2、电阻R4将高电平送给高速比较器U1A的同相输入端，完成故障自锁。
10.根据权利要求6所述的行波管调制器过重频保护方法，其特征在于：所述过重频故障自锁后高速比较器U1Apin4持续为高电平，高压控保电路复位指令到达时，复位低电平通过二极管V3将高速比较器U1Apin4电平置低完成复位。
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