CN113614560A - 可编程毫米波雷达集成电路 - Google Patents

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Abstract

提供了一种集成电路上的雷达接收器级，以及一种处理接收的雷达信号的方法。所述接收器级包括用于连接到接收天线结构的低噪声放大器、第一可编程增益放大器、第一可编程带通滤波器、第二可编程增益放大器、第二可编程带通滤波器和可编程低通滤波器。所述方法包括：选择雷达系统配置，所述雷达系统配置包括系统类型，为FMCW系统或多普勒系统；至少将第一可编程增益放大器级编程为第一增益；将第一可编程带通滤波器级编程为第一中心频率；将可编程低通滤波器编程为第一LPF增益。

Description

可编程毫米波雷达集成电路
技术领域
本发明大体上涉及处理雷达系统中接收的雷达信号。
背景技术
雷达系统通过向目标发射雷达信号并检测反射信号来工作。可以从反射信号确定的信息包括各种对象(包括目标)的范围、速度和大小(可能还有方向角)。传统上，远程雷达与商用和军用飞机以及类似应用结合使用。最近，发现雷达可用于相对短程的应用——探测距离发射器/探测器0.025-0.5米范围内的目标。在这类短程应用中，可以证明将雷达系统的组件集成在单个集成电路中是有利的。
调频连续波(frequency modulated continuous wave，FMCW)信号用于高精度测量距离。在FMCW系统中，发射信号由连续波载波组成，该连续波载波通过周期函数调制。一个常见的示例是锯齿波形。在这种情况下，载波的频率在固定的时间段内线性增加，生成锯齿波形。接收信号和发射信号之间的频差随着时延而增加，因此可以确定目标距离。
多普勒(Doppler)系统使用静态(即，非调制或非扫描的)频率载波信号，并根据目标的速度具有与载波0.01至1kHz偏移的接收信号。这种系统主要用于测量目标的存在、速度或移动，而不精确获知目标的距离。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种集成电路，所述集成电路包括用于处理接收的雷达信号的雷达接收器。所述集成电路包括用于连接到接收天线结构的低噪声放大器。所述集成电路还包括第一可编程增益放大器。所述集成电路还包括第一可编程带通滤波器。所述集成电路还包括第二可编程增益放大器。所述集成电路还包括第二可编程带通滤波器。所述集成电路还包括可编程低通滤波器。
可选地，在上述任一方面中，所述集成电路还包括混频器，所述混频器具有连接到所述低噪声放大器的输出端的输入端，和连接到所述第一可编程增益放大器的输入端的输出端。
可选地，在上述任一方面中，所述集成电路包括如下集成电路：在所述集成电路中，所述第二可编程增益放大器具有连接到所述第一可编程带通滤波器的输出端的输入端，和连接到所述第二可编程带通滤波器的输出端。
可选地，在上述任一方面中，所述集成电路包括如下集成电路：在所述集成电路中，所述第二可编程带通滤波器具有连接到所述可编程低通滤波器的输入端的输出端。
可选地，在上述任一方面中，所述集成电路包括如下集成电路：所述集成电路还包括模数转换器，所述模数转换器具有连接到所述可编程低通滤波器的输出端的输入端。
可选地，在上述任一方面中，所述集成电路包括如下集成电路：在所述集成电路中，每个放大器包括放大器级，所述放大器级包括至少两个放大器元件和至少两个旁路元件。
可选地，在上述任一方面中，所述集成电路包括如下集成电路：在所述集成电路中，每个带通滤波器包括带通滤波器级，所述带通滤波器级包括至少两个带通滤波器元件和至少两个旁路元件。
可选地，在上述任一方面中，所述集成电路包括如下集成电路：在所述集成电路中，所述混频器的所述输出包括同相信号和正交信号，所述同相信号和所述正交信号表示发射的调制载波和所述接收的雷达信号之间的差。
可选地，在上述任一方面中，所述集成电路包括如下集成电路：在所述集成电路中，所述第一可编程带通滤波器采用比所述第二带通滤波器更低的中心频率编程。
可选地，在上述任一方面中，所述集成电路包括如下集成电路：在所述集成电路中，所述第一可编程增益放大器采用比所述第二可编程增益放大器更低的增益编程。
可选地，在上述任一方面中，所述集成电路包括如下集成电路：在所述集成电路中，所述第一带通滤波器和所述第二带通滤波器可在接收所述接收的雷达信号期间编程，并且，所述第一带通滤波器和所述第二带通滤波器用于被编程的频率在最佳中心频率和最大中心频率之间。
可选地，在上述任一方面中，所述集成电路包括如下集成电路：在所述集成电路中，所述接收的雷达信号为锯齿调频连续波雷达信号，并且所述第一带通滤波器和所述第二带通滤波器用于在所述锯齿信号中的每个斜坡之间的等待时段期间被编程的频率在最佳中心频率和最大中心频率之间。
根据本发明的另一方面，提供了一种在雷达接收器级集成电路中处理接收的雷达信号的方法。所述方法可以包括：选择雷达系统配置，所述雷达系统配置包括系统类型，为FMCW系统或多普勒系统；至少将第一可编程增益放大器级编程为第一增益；将第一可编程带通滤波器级编程为第一中心频率；将可编程低通滤波器编程为第一LPF增益。
可选地，在上述任一方面中，所述方法还包括将第二可编程增益放大器编程为第二增益；将第二可编程带通滤波器编程为第二中心频率。
可选地，在上述任一方面中，所述第一中心频率低于所述第二中心频率。
可选地，在上述任一方面中，所述第一增益低于所述第二增益。
可选地，在上述任一方面中，所述方法还包括：在所述雷达信号的第一部分期间，将所述第一可编程带通滤波器级编程为所述第一中心频率；在所述接收的雷达信号的第一部分期间，将所述第二可编程带通滤波器级编程为所述第二中心频率；在所述接收的雷达信号的第二部分期间，将所述第一可编程带通滤波器级和所述第二可编程带通滤波器级编程为最大中心频率。
可选地，在上述任一方面中，所述接收的雷达信号为锯齿调频连续波雷达信号，并且所述接收的雷达信号的所述第一部分是所述接收的雷达信号中的斜坡，所述接收的雷达信号的所述第二部分是斜坡之间的等待时段。
可选地，在上述任一方面中，所述方法还包括将第二可编程增益放大器编程为被旁路；将第二可编程带通滤波器编程为被旁路。
根据本发明的另一方面，提供了一种操作雷达接收器的方法，所述雷达接收器用于接收反射的锯齿调频连续波雷达信号。所述方法包括：至少将第一可编程增益放大器级编程为第一增益；在所述雷达信号的第一部分期间，将第一可编程带通滤波器级编程为第一中心频率；在所述雷达信号的第二部分期间，将所述第一可编程带通滤波器级编程为高于所述第一中心频率的最大中心频率。
可选地，在上述任一方面中，所述方法还包括：在所述雷达信号的第一部分期间，将与所述第一可编程带通滤波器级串联连接的第二可编程带通滤波器级编程为所述第一中心频率；在所述雷达信号的所述第二部分期间，将所述第二可编程带通滤波器级编程为所述最大中心频率。
可选地，在上述任一方面中，所述雷达信号为锯齿调频连续波雷达信号，并且所述雷达信号的所述第一部分是所述雷达信号中的斜坡，所述雷达信号的所述第二部分是所述雷达信号中斜坡之间的等待时段。
可选地，在上述任一方面中，所述方法在调频连续波雷达信号的每个周期期间重复。本发明内容简单介绍了一些概念，在具体实施方式中会进一步描述这些概念。本发明内容不旨在识别所要求保护的主题的关键特征或基本特征，也不旨在用于帮助确定所要求保护的主题的范围。所要求保护的主题不限于解决背景技术中提到的任何或所有缺点的实现方式。
附图说明
本发明的各方面以示例方式说明，不受附图的限制，其中，相同的附图标记表示相同的元件。
图1示出了提供在集成电路上的雷达系统的第一实施例。
图2示出了用于配置图1的接收雷达系统的方法的流程图。
图3是图1的雷达系统的接收信道的框图。
图4是配置图2的雷达系统的方法中的一个步骤的流程图。
图5是频率-时间曲线图，示出了调频连续波雷达系统中的发射信号。
图6A是调频连续波雷达系统中低通滤波器级的输出电压相对于时间的曲线图。
图6B是使用本发明技术提供的加速技术的调频连续波雷达系统中低通滤波器级的输出电压相对于时间的曲线图。
图7是用于操作雷达系统的接收器级的加速方法的流程图。
图8是雷达系统集成电路的接收级的第一编程状态的框图。
图9是雷达系统集成电路的接收级的第二编程状态的框图。
图10是雷达系统集成电路的接收级的第三编程状态的框图。
图11是具有0Hz偏移(即，零中频或零IF)的第一FMCW接收器系统的带通滤波器级的选定中心频率选择和接收信号带宽的曲线图。
图12是具有0Hz偏移的第二FMCW接收器系统的带通滤波器级的选定中心频率选择和接收信号带宽的曲线图。
图13是具有0Hz偏移的第三FMCW接收器系统的带通滤波器级的选定中心频率选择和接收信号带宽的曲线图。
图14是具有0Hz偏移的第四FMCW接收器系统的带通滤波器级的选定中心频率选择和接收信号带宽，以及具有500Hz偏移的FMCW接收器系统的带通滤波器级的接收信号带宽的曲线图。
具体实施方式
现在参考附图描述本发明，本发明大体上涉及为许多不同的雷达系统和配置提供最佳雷达接收的集成电路。该技术提供了单个集成电路，该集成电路可通过软件配置，以便为调频连续波(frequency modulated continuous-wave，FMCW)雷达系统以及多普勒系统的多种变体提供最佳的接收器级性能，以及在这两种类型的系统中，包含零偏移或非零偏移频率音调。此外，公开了接收器级精确的“加速”模式，以支持在FMCW系统中快速扫描。集成电路可以通过软件配置，无论使用哪种雷达系统，以及发射信号是否使用频率偏移，都能创造最佳性能。
本文所述的集成电路适用于使用短程FMCW雷达系统的应用，所述短程FMCW雷达系统可以探测0.025-0.5m范围内的目标。这种类型的系统的应用示例包括探测人的手或手指以探测精细的手指和手势等。这类系统的频率扫描斜率可以在约8至64MHz/μs的范围内，扫描带宽(bandwidth，BW)高达15GHz。然后，接收信号与发射偏移音调(零或非零)偏移1到200kHz。接收器信噪比(signal to noise，SNR)可能大于–9dB(2MHz BW)。具有这些参数的FMCW系统为静止或移动目标提供了精确的距离。
本文所述的集成电路也适用于使用多普勒雷达系统的应用。心率和呼吸监测器是短程多普勒系统的示例性应用。需要说明的是，多普勒系统的范围可以延伸到0.5米以上。
这两种类型的系统的变体在本文称为“偏移”FMCW和多普勒系统。在这种系统中，传输级可以使用偏移频率信号(即，相对于载波500kHz)，而不是载波本身。这会使接收信号发生偏移。例如，对于500kHz偏移，使接收信号移位到300-499kHz，而不是零偏移FMCW系统的1-200kHz频段。类似的偏移也发生在多普勒系统中。这类偏移用于避免集成电路中使用的所有半导体设备固有的低频噪声。
图1示出了雷达系统50的第一实施例。雷达系统50包括集成电路100、雷达系统50和主机190。图1示出了集成电路包括RF前端电路的实施例。在另一实施例中，处理器172和接收器级模块可以包括IC 100的一部分。集成电路100包括能够通过输出天线结构105以56-71GHz范围内的频率输出雷达信号的发射器级110。在图1中，天线结构105以单个天线元件示出。但是，应当理解，输出天线结构105的配置可以变化，并包括适于从发射器级110输出雷达信号的任何合适的天线结构。此外，虽然输出天线结构105示出为在集成电路100外部，但天线结构可以形成到集成电路100中。在该FMCW雷达方案中，发射信号是线性调频连续波(linear frequency-modulated continuous wave，L-FMCW)序列，其频率-时间特性遵循图5所示的阶梯式锯齿图案。调制的每个周期都在载波频率中的新台阶处应用。在FMCW雷达实现中，发射级中的射频载波(RF载波，阶梯式或非阶梯式)通过锯齿图案调制，产生线性调频连续波本地振荡器，该线性调频连续波本地振荡器被放大并从输出天线级105发射。
雷达系统50还包括接收器级120，用于检测由发射器级110发射的反射信号。如图1所示，四个单独的天线元件可以构成天线级115。如下文所述，每个元件可由接收器级120选择。接收器级120包括低噪声放大器级125、混频器级130、第一可编程增益放大器级135、第一可编程带通滤波器级140、第二可编程增益放大器级145、第二可编程带通滤波器级150、低通滤波器级155，以及模数转换器级160。模数转换器的输出端连接到主机190。
各级串联连接，在一个实施例中，串联的各级的顺序是独特的方面，并在接收器级120中提供独特的灵活性。
主机190可以可选地包括处理器172，该处理器172用于执行代码，所述代码指示处理器根据本文描述的各种配置和操作中的任何一种对接收器级120的各种组件进行编程。主机190还可以包括非易失性存储器185和系统存储器188。非易失性存储器可以存储代码183和其它数据，供系统188中的处理器172使用。系统存储器188示为包括操作系统182、包括可由处理器172执行以实现本文所述的任何进程的指令的代码183，以及接收器级控制寄存器180，所述接收器级控制寄存器180提供控制信号195以对接收器级120的元件进行编程，如下所述。在一个实施例中，处理器172可以包括双核处理器，具有通用处理器核心和数字信号处理器(digital signal processor，DSP)核心。代码183可在一个或两个核心上执行，以控制IC 100。虽然未示出，但来自主机的控制线提供到发射级110，并且可以在发射级信号路径中包括数模转换器。控制代码180指示结合图3描述的接收器级元件的编程。
图2示出了用于配置图1所示的接收器级120的方法。在210中，选择将由主机系统使用的雷达系统的类型和配置(偏移或非偏移，以及如果是FMCW系统，则为扫描斜率)。在220中，对低噪声放大器、可编程增益放大器、带通滤波器和低通滤波器进行编程以实现所选系统。图4和随附的描述描述了用于对这些元件进行编程的一个实施例。本文公开了用于不同类型系统的接收器级的各种配置。
图3是图1的接收器级120的更详细的图，示出了每个级的模拟组件。本文描述的电路用于差分正交相位接收器。在接收器级120中，低噪声放大器级125包括四个低噪声放大器(或放大器元件)，示出了其中两个-放大器302和放大器304。选择性启用每个放大器(302、304)，以便选择四个天线元件中的一个天线元件(示出了与其中两个天线元件的连接)。为每个低噪声放大器302-304提供单个天线元件(图3中未示出)，并且所述单个天线元件通过与每个放大器302-304关联的变压器301、303连接。根据该技术，可以使用更多或更少的天线元件和低噪声放大器。
低噪声放大器级125中的每个低噪声放大器可以具有21dB+/–2dB的增益，噪声系数为6dB+/–2dB，但该技术不应解释为受限于上述增益和噪声参数。低噪声放大器将来自选定元件的接收信号输出到混频器级130。
低噪声放大器级125的输出端连接到混频器级130。混频器级130用于移除RF载波，从而产生中频。在一个实施例中，混频器级130不可编程。混频器级130包括将低噪声放大器级125耦合到混频器310和312的变压器元件315。混频器级输出来自低噪声放大器的接收信号的同相分量和接收信号的正交分量。每个混频器310、312具有–4dB+/–2dB的增益，噪声系数为6dB+/–2dB。混频器310从发射级本地振荡器同相信号路径接收输入，而混频器312从发射级本地振荡器正交信号路径接收输入。来自低噪声放大器级125的接收信号与来自发射级的本地振荡器的同相和正交输出混频，这会移除RF载波，将同相(I)和正交(Q)信道留在接收器级中进行进一步处理。这些同相和正交信号包括目标信息和任何频率偏移(零或非零)。
将混频器级的输出与接收器数模(digital-to-analog，DAC)补偿信号350相加，之后输入到第一可编程放大器级135。众所周知，根据发射天线级105和接收天线级115之间的隔离程度，雷达系统中的发射信号和接收信号之间可能存在干扰。这种自干扰可以通过来自接收器补偿DAC(未示出)的补偿信号(经由接收器补偿信号350)部分或完全抵消。
第一可编程增益放大器级135包括第一可编程差分运算放大器(或放大器元件)322和旁路开关(或旁路元件)326，以及第二可编程差分运算放大器324和旁路开关328。每个可编程差分运算放大器322、324的增益可以3dB步长(+/–1dB)在3与30dB之间编程，每个放大器的等效输入噪声为16(+/-4)nV/rtHz。0dB旁路状态也可通过旁路开关326、328获得。
第一可编程带通滤波器级140包括第一带通滤波器(或滤波器元件)332和旁路开关(或旁路元件)336以及第二带通滤波器334和旁路开关338。每个滤波器都有一个中心频率(Fc)，该中心频率可以二进制步长(1x、2x、4x、8x)在50-400kHz之间编程。600kHz状态也可用，用作独特加速操作模式的“最大中心频率”状态，如下所述。每个可编程带通滤波器332、334在50kHz下具有90nV/rtHz的等效输入噪声，在400kHz下具有41nV/rtHz的等效输入噪声。0dB旁路状态也可用。
第二可编程增益放大器级145包括第一可编程差分运算放大器342和旁路开关346，以及第二可编程差分运算放大器344和旁路开关348。在一个实施例中，放大器级145与放大器级135的设计相同。与第一可编程增益放大器级135一样，增益可以3dB步长在3和30dB之间编程，0dB旁路状态也可用。应当认识到，如本文所述，在操作期间，可以不将第二可编程增益放大器级145编程为与第一可编程增益放大器级135相同的中心频率或旁路状态。
第二可编程带通滤波器级150包括第一带通滤波器352和旁路开关356以及第二带通滤波器354和旁路开关358。在一个实施例中，第二可编程带通滤波器级150与第一可编程带通滤波器级140的设计相同。每个滤波器具有与第一可编程带通滤波器级140相同的可编程性，具有相同的旁路和相同的最大中心频率能力。应当认识到，如本文所述，在操作期间，可以不将第二可编程带通滤波器级150编程为与第一可编程带通滤波器级140相同的中心频率或旁路状态。
低通滤波器级155包括第一低通滤波器(或滤波器元件)362和旁路开关366以及第二低通滤波器364和旁路开关368。每个滤波器以单个6dB步长具有在0与6dB之间的可编程增益，并具有0dB旁路状态(以移除滤波)。
模数转换器(analog-to-digital converter，ADC)级160包括两个具有14位幅度量化的ADC 372和374。每个ADC都响应ADC时钟，在一个实施例中，ADC时钟可以以96MHz运行。ADC 372的输出是数字化的同相信号，ADC 374的输出是数字化的正交信号。
控制代码183通过写入接收器级控制寄存器180来控制每个元件的编程。这些硬件寄存器180专用于接收器级120中的每个元件的控制位。寄存器180和控制信号195之间可以有直接连接，图3示出了用于对接收器级中的每个元件进行编程的位数。
对处理器172的附加指令通过其它专用寄存器(未示出)控制发射级110的发射状态。例如，发射功率和偏移频率(如果有)可以由在处理器上运行的软件编程。作为FMCW设置的一部分，本地振荡器设置也受处理器控制。但是，由于精确的时序要求，对LO的实际扫描命令可以由定制硬件执行。
附加到线上的数字表示控制各种状态所需的二进制信息位数。例如，第一可编程增益放大器级135和第二可编程增益放大器级145具有10个可用的增益状态加上一个旁路状态，因此需要4个位来覆盖所有状态。类似地，第一可编程带通滤波器级140和第二可编程带通滤波器级150各需要3个位来覆盖5个中心频率，加上1个旁路状态。低通滤波器155使用2个位来覆盖2个增益状态加上一个旁路状态。
图4示出了对接收器级进行编程的方法。图4可以示出图2的步骤220的一个实施例。在210中，在选择包括雷达系统类型在内的三个变量时，选择偏移频率(如果有)和扫描斜率(如果有)。根据210中的选择，获知以下各项：(a)正在编程的系统类型；FMCW或连续波系统；(b)偏移频率值(如果有)；(c)如果正在实现FMCW，扫描(即斜坡)速率；(d)发射功率和TX-RX天线泄漏；(e)所需的瞬变建立时间；(f)预期目标范围(例如，手指手势识别高达0.5米)。使用给定的参数(a)、(b)、(c)和(f)，并通过所熟知的雷达计算，将获知在接收器处看到的预期目标频率。(任何偏移频率(b)都添加到接收器处的预期目标频率中。)根据(d)获知自干扰信号幅度。
在配置接收器级时，可以在系统链路预算模拟中对重要的接收信道性能参数进行优化和分析，以假设FMCW系统中的零偏移，推导表1(下文)。可以对具有非零偏移的FMCW系统进行类似的优化。针对每个扫描斜率优化的项目包括：噪声系数、动态范围、信噪比(signal to noise ratio，SNR)和瞬变建立时间，所有这些对于任何无线电设计都是熟知的参数。用于编程的优化技术(在图4中)在步骤420-460中示出，该技术产生表1并基于链路预算模拟。
在420中，根据最大预期信号幅度确定第一可编程增益放大器的增益。最大信号幅度通常是发射器天线设计中的自干扰信号。在其它实施例中，信号幅度可以通过软件增益校准过程测量。该软件过程将第一可编程增益放大器135之后的所有后续元件(方框140-155)设置为旁路状态(0dB增益和无滤波)，因此ADC(160)可以直接测量第一可编程增益放大器135的输出幅度。
根据表1的值，或根据校准，然后将第一可编程增益放大器135的增益设置为允许的最大增益。最大允许增益是降低总体接收信道噪声系数，进而倾向于增加动态范围的增益。
在步骤430中，根据预期的目标频率确定第一可编程带通滤波器140的中心频率。中心频率应等于或大于最大预期频率，但尽可能低，以避免信号衰减导致的过度噪声系数下降。目标是在最低信号幅度下，带通滤波器140具有最高增益。这在最高目标范围内发生，其中，信号幅度最低，接收频率最高。因此，将第一可编程带通滤波器的中心频率设置为等于或略高于该最大预期信号频率将有助于优化噪声滤波器。
在440中，确定第二可编程带通滤波器150的中心频率。该中心频率还必须大于或等于最大预期信号频率，并考虑瞬变建立时间。众所周知，具有固定“带宽-Fc”比(即BW/Fc)的带通滤波器将随着中心频率的增加而更快地建立。(替代术语是“BW百分比”，等于(BW/Fc)*100。)为了满足上述(e)的建立时间标准(即使在使用本文描述的加速技术时)，对于表1所示的低中心频率情况(即8、16和32MHz/μs扫描情况)，第二可编程带通滤波器150的中心频率必须大于第一可编程带通滤波器140的中心频率。对于最高Fc情况(64MHz/μs)，此限制是不必要的。
在步骤450中，通过最大幅度信号确定第二可编程增益放大器145的增益。第二可编程增益放大器145处的最大信号可能是自干扰信号，与第一可编程增益放大器135一样。即，即使第一可编程带通滤波器140正在衰减该非所需的信号(其在低频下存在)，该信号仍然大于任何频率下的期望目标信号。因此，然后将第二可编程增益放大器145的增益设置为允许的最大增益。选择标准以避免第二可编程增益放大器145中有任何饱和或过度失真。
在460中，低通滤波器155的增益通常固定在6dB，但在极高的自干扰情况下，该增益可以设置为0dB，以避免低通滤波器155的输出处存在饱和或失真。
此时，值(中心频率和增益)可用于编程。使用表1所示的选择(或根据场内校准)，在470中，通过代码183(在处理器172上运行)对在420-460中确定的值进行编程。结果是所有优化的中心频率和增益都在扫描之前设置。滤波器中心频率和可编程放大器增益的编程是通过熟知的技术完成的。
可编程接收器级120解决了许多问题。
图5-图7示出了可编程接收器级和可编程雷达集成电路接收器级120的第一配置和操作所解决的一个问题。解决的第一个问题是FMCW瞬变建立(FMCW信令)。图5是频率-时间曲线图，示出了调频连续波雷达系统中的发射信号。
参考图5，在FMCW发射信号510的多GHz(需要多段，每个步进)扫描期间，在信号510的等待时间(Wait0)期间栅极关闭和开启传输级扫描调制。Wait0用于步进RF载波频率，为使用新起点的新段做准备。从56到71GHz的总扫描可能在256μs内发生。非信令瞬变(由选通引起)必须在接收级输出处建立到稳态值，只需256μs。因此，目标是在每个段的瞬变部分期间快速建立接收级。这可以实现快速信号斜率，因为等待瞬变建立的时间更少，测量所需信号的时间更多。快速信号斜率可以提高雷达目标的距离分辨率。
如图5所示，理想的发射雷达信号505是从斜坡0的开始到斜坡3的结束的线性频率斜坡(即，啁啾)。即，这些点之间的频率线性增加，没有任何不连续。然后，根据锯齿调制，在雷达测量期间，这种扫描将不断重复。但是，对于极宽的频率扫描，硬件限制要求每个扫描分成线性步进段，在图5中示为四个段：斜坡0、斜坡1、斜坡2和斜坡3。但是，需要说明的是，在替代实施例中，可以有2到N个任何数量的段。
在每个斜坡段的开始(“wait0”时间窗口的开始)，存在不连续。因为最重要的是整体扫描中的线性，所以在接收器级处理中忽略这种不连续性。接收器级必须忽略“wait2”、“wait0”和“wait1”时间窗口，以便将所有段拼凑成从端到端的完全线性扫描。在“wait0”窗口开始时显示的每个不连续都会导致接收器级信号中出现瞬变尖峰。当接收器不处理数据时，尖峰必须在组合的“wait0”和“wait1”时间窗口期间建立。否则，重建之后分段扫描从端到端不会显示为线性。
图6A示出了瞬变尖峰，图6A是LPF 155的LPF项362或364输出的电压相对于时间的曲线图。在图6A和图6B中，x轴是以秒为单位的时间。所示的y轴刻度用于相对分析，因为这些精确电压在实施例中可能存在，也可能不存在。示出了两个瞬变，但瞬变之间的40微秒不一定代表实际的系统扫描时序。图6A示出了与图6B所示的加速方法相比，非加速情况的瞬变建立。
瞬变周期期间(线性斜坡段之间)的快速带通滤波器级建立可以缩短总扫描时间。较短的扫描时间提供了每秒更多的扫描，以收集更多的目标数据。然后，可以在较短的处理时段内对这些数据进行平均，以提高目标参数(如范围或运动)的精度。
在该技术的独特特征中，提供了图6B和图7所示的操作接收器级的“加速”方法。加速方法能够缩短接收信号路径(具体是FMCW系统中的带通滤波器级(没有发射信号偏移频率))的瞬变建立时间。为了使接收器信号路径在“wait0”和“wait1”时间窗口内建立，带通滤波器级应具有高中心频率。在实际实现中，实现最佳雷达性能所需的中心频率可能太低，无法在这段时间内建立，这段时间可能只有10-20μs。图7是一种在瞬变期间将每个带通滤波器的中心频率从最佳雷达中心频率切换到更高的中心频率，然后再切换回最佳雷达中心频率的方法。
在图7的方法之前，根据给定雷达应用的接收器级的配置，(根据图4)将每个带通滤波器编程为其操作设置。在图7中，在710中每个瞬变开始处，将每个带通滤波器级140、150的中心频率编程为最大值(即Max FC)，在上述实施例中该最大值为600kHz。在730中短等待(在一个实施例中等于Wait0时间段)之后，将每个中心频率编程为其原始设置740(根据接收器级的选定操作模式)，并且该方法在750中等待下一个瞬变。在另一个实施例中，等待时间730对应于图6中示为610的脉冲。在脉冲开启状态期间，将中心频率编程为最大值。脉冲610可以等效于，也可以不等效于Wait0的持续时间。
图6B示出了对应的最大频率“脉冲”610，在此期间，带通滤波器设置为相对于瞬变的最大中心频率，以及脉冲如何影响瞬变周期。图6B示出了瞬变周期期间(线性斜坡段之间)的快速带通滤波器建立。在一个实施例中，最大中心频率仅在“wait0”窗口期间使用，其中，瞬变尖峰将在其最终值附近建立。然后，在“wait1”开始时，将中心频率切换回编程值，以便在下一个线性斜坡段之前完全建立瞬变尖峰。在另一个实施例中，脉冲610可以比Wait0更宽或更窄，和/或可以从Wait0开始并在Wait1结束。
在图6A中，瞬变尖峰相当宽，建立时间约为35μs(在最终建立值的几毫伏内)。应用如图6B所示的加速方法，4μs脉冲的上升沿和下降沿指示从最佳中心频率切换到最大中心频率(上升沿)并再次切换回最佳中心频率(下降沿)的精确时刻。此4μs时间间隔是可编程的，可以代表整个“wait0”窗口或其一小部分。可以为使用的每个系统和使用的每个扫描选择最终值。上文所示的建立时间在加速情况下约为16μs，在没有加速的情况下约为35μs。
加速模式可以用于各种应用，但并非所有应用都能从实现加速模式中受益。例如，在使用约500kHz偏移的偏移FMCW系统中，带通滤波器级的最佳编程值等于或接近最大中心频率，因此不需要加速。
作为解决的第二个问题，本文描述的集成电路还提供了接收级动态范围的可编程改进。这种动态范围的改进通过在接收器级中使用可编程块来提供。接收器级系统设置通过选择雷达系统的类型(FMCW、多普勒)、发射偏移频率(0、500kHz)(如果有)和扫描斜率(0、8、16、32、64MHz/μs)来定义。通过对每个块进行适当编程，可以为任何系统设置实现最佳接收器性能(即最大可实现动态范围(dynamic range，DR))，其中，动态范围是可以进行可靠处理以提供良好质量结果的最大信号和最小信号之间的幅度比。
图8示出了设置为实现无偏移且扫描斜率为8的FMCW系统的经编程的接收器级的一个实施例。如图8所示，第一可编程增益放大器级135具有6dB的编程增益，第一可编程带通滤波器级140具有50kHz的编程中心频率，第二可编程增益放大器级135具有30dB的编程增益，第二带通滤波器级150具有100kHz的编程中心频率，低通滤波器级155具有6dB的编程增益。
虽然第一可编程带通滤波器级140具有50kHz的编程中心频率，但应该认识到，每个可编程带通滤波器级140、150可以在图7的加速方法中操作。图9和图10示出了经编程的接收器级的其它示例。
图9示出了没有偏移且扫描斜率为64的FMCW系统的经编程的接收器级120。图10示出了具有500kHz偏移且扫描斜率为8的雷达系统的接收器级。在图10的实施例中，由于偏移，扫描斜率变得不相关，因此系统等效于具有500kHz偏移的多普勒系统配置。如上所述，在偏移FMCW系统中，带通滤波器级的最佳设置等于或接近最大中心频率，因此不需要加速。其它接收器状态可用，但上文未示出。
即使在图8至图10中的所有示例中，第一可编程增益放大器级135的增益设置为6dB，但需要说明的是，第一可编程增益放大器级135的增益实际上将由两个因素决定：发射天线级105与接收天线级115的隔离程度和/或由接收器DAC补偿信号350提供给第一可编程增益放大器级135的抵消量。关于发射/接收器级隔离程度，由于发射级110和接收器级120同时工作，发射信号泄漏到接收器中通常在比从雷达目标反射的期望接收器信号高得多的幅度下发生。这种“自干扰”会导致接收器信号路径中的饱和和/或失真，并降低动态范围(dynamic range，DR)。因此，在雷达系统操作之前通过增益校准过程设置第一可编程增益放大器级135的增益，以避免这种情况。其结果是，如果天线隔离程度较高，则第一可编程增益放大器级的增益可以增加。关于由接收器DAC补偿信号350提供的抵消量，自干扰信号可以由来自接收器补偿DAC(未示出)的补偿信号350部分或完全抵消。这可以通过数字基带处理器操作执行，并且如果提供更多的抵消，则可以实现第一可编程放大器级135中的更高增益。
可操作用于使用本文讨论的技术的FMCW和偏移FMCW系统可以具有范围为0-64MHz/μs的扫描斜率，并以二进制步长(1x、2x、4x……)进行管理，导致可能的斜率为8、16、32和64MHz/μs。因此，本文描述的集成电路提供了宽范围的FMCW扫描斜率。在8-64MHz/μs的扫描斜率范围内，0.025-0.5m范围内的目标产生1.3-209kHz的接收器基带信号(对于零发射偏移情况)。
本发明技术的另一个优点是带通滤波器级可用作范围补偿滤波器。范围补偿意味着近目标的幅度衰减，远目标的幅度不衰减，导致接收器信号电平接近恒定，而不管接收器的距离如何。
在无偏移的FMCW系统中，带通滤波器级中心频率大于遇到的最大接收器频率，以便正确地将带通滤波器级用作范围补偿滤波器。对于低于中心频率的接收器频率，每个带通滤波器级的幅度斜率选择为20dB/十倍频。串联的两个带通滤波器级产生40dB/十进制，理论上可以补偿任何范围内的目标。在接收器信号路径中具有两个这类带通滤波器级可以实现最大可能动态范围，前提是可用的中心频率大于任何接收器信号频率。在零偏移频率、扫描斜率为8-64MHz/μs、目标范围为0.025-0.5m的FMCW系统中，接收器基带频率将覆盖1.3-209kHz。但是，任何一个扫描斜率都只会产生这些频率的一小部分。例如，8MHz/μs扫描斜率在0.025-0.5m的指定目标范围内产生1.3-26kHz内的接收器频率，而64MHz/μs扫描斜率产生10-209kHz范围内的接收器频率。频率随着扫描斜率的倍增而倍增。在该实施例中，为每个扫描斜率选择唯一的中心频率。这可以为使用的每个斜率实现最大动态范围。
对于偏移FMCW系统，带通滤波器级不提供范围补偿，因为所有可能的基带接收器信号频率的占用远小于单个十倍频，而不管扫描斜率或目标范围如何。对于偏移系统，选择单个中心频率，与偏移频率高度匹配。它不基于扫描斜率，如同在零偏移FMCW系统中一样。
图11到图14示出了在具有0Hz偏移的FMCW接收器系统中，对于不同扫描斜率，第一带通滤波器级140所选择的中心频率选择。在所有情况下，目标范围为0.025-0.5m。图14还示出了在具有500kHz偏移示例的偏移FMCW系统中使用的任何扫描斜率的中心频率。在图11-图14中，x轴为接收器基带频率(Hz)，左y轴为带通滤波器级增益(dB)，右y轴为带通滤波器级群时延(秒)。关于群时延，带通滤波器级设计是Q＝0.625(质量因子)的二阶滤波器。这使群时延在用于每个带通滤波器级中心频率设置的接收器信号频率上可以相对恒定。
图11示出了用于8MHz/μs扫描斜率的接收信号频率1100的范围和中心频率(50kHz)的曲线图。
图12示出了用于16MHz/μs扫描斜率的接收信号频率1200的范围和中心频率(100kHz)。
图13示出了用于32MHz/μs扫描斜率的接收信号频率1300的范围和中心频率(200kHz)。
图14示出了用于64MHz/μs扫描斜率的接收信号频率1400的范围和中心频率(400kHz)，和使用任何扫描斜率的FMCW系统中的偏移1402。
第二带通滤波器级150的中心频率的选择可以选择为高于第一带通滤波器级140的中心频率，以缩短接收器瞬变建立时间，无论是否使用加速模式。
在一个实施例中，带通滤波器级中心频率配置可以如下表所示。
Figure BDA0003267636570000111
第二带通滤波器级150的中心频率高于第一带通滤波器级140的中心频率的可能缺点是带通滤波器150中的信号衰减更大。降低的信号电平通常会降低接收器动态范围，但这可以通过在接收器序列中带通滤波器级150之前的第二可编程放大器级135中选择较大的可编程增益(30dB)来补偿。因此，在第二带通滤波器150之前使用第二可编程放大器级145。
每个带通滤波器级的可编程性是该技术的一个方面，考虑到可以在雷达系统中实现的许多可能的扫描斜率，可以实现最大可能动态范围，并可以进一步实现偏移FMCW系统的最佳性能，而不管扫描斜率如何。
考虑到可以在雷达产品中使用的任何可能的雷达系统设置，在接收器信号路径中使用可编程块和可编程块的排序可以将接收器级配置成提供最大动态范围性能的状态。各级的排序优化端到端噪声和高动态范围。此外，其它有用的接收器状态可以经编程用于发射级和接收级的内部校准。这些内部校准包括第一可编程增益放大器增益校准、发射I-Q平衡、接收器I-Q平衡和发射本地振荡器(local oscillator，LO)泄漏校准。
固定增益低噪声放大器级用于低噪声。低噪声放大器级增益足够高，以提供良好的整体噪声系数，但又足够低，以避免由于自干扰信号而导致的第一可编程增益放大器级输出中的信号压缩。在可编程放大器级中使用差分运算放大器，以及使用正交信号路径可以在使用低电源电压(例如，小于一伏)时有大接收信号。模数转换器级160中使用的14位ADC转换器用于提供至少75dB的杂散自由动态范围。根据自干扰信号电平校准第一可编程增益放大器级135、第一可编程带通滤波器级140、第二可编程增益放大器级145、第二可编程带通滤波器级150、低通滤波器级155的增益。当不使用可选的“自干扰信号DAC补偿”时，需要低增益。当自干扰信号在第一可编程增益放大器级135输入端口被取消时，使用更高的增益。每个可编程增益放大器级135和带通滤波器级都设计为最低噪声和最高线性度，从而避免看起来像实际目标的失真产物。带通滤波器级可以执行与现有技术的高通滤波器相同的范围补偿功能，并具有减少高频噪声的附加优点。因此，该技术提供了独特的灵活性，因为接收器级可以在有或没有取消、有或没有发射偏移音调、有FMCW或CW信令的情况下使用。
在另一方面中，本发明的主题包括用于处理接收的雷达信号的模块120。模块120包括：低噪声模块125，用于放大接收的雷达信号，所述低噪声模块连接到接收天线；第一可编程增益模块135，用于放大低噪声模块的输出；第一可编程带通模块140，用于对用于放大的第一可编程模块的输出进行滤波；第二可编程增益模块145，用于放大第一可编程带通模块的输出；第二可编程带通模块150，用于对第二可编程增益模块的输出进行滤波；可编程低通模块155，用于对第二可编程带通模块的输出进行滤波。
应理解，本主题可以通过许多不同的形式体现且不应解释为本主题仅限于本文所阐述的实施例。相反，提供这些实施例是为了使本主题透彻和完整，并将本发明充分传达给本领域的技术人员。事实上，本主题旨在涵盖包括在由所附权利要求书定义的本主题的范围和精神内的这些实施例的替代物、修改和等同物。此外，在本主题的以下详细描述中，阐述了许多具体细节，以便提供对本主题的透彻理解。但是，本领域的普通技术人员将清楚，可以在没有这些具体细节的情况下实践本主题。
本文结合本发明实施例提供的方法、装置(系统)和计算机程序产品的流程图和/或框图来描述本发明的各方面。应理解，流程图和/或框图的每个框以及流程图和/或框图中的框的组合可以由计算机程序指令实现。这些计算机程序指令可以提供给通用计算机、专用计算机或其它可编程数据处理装置的处理器以形成机器，使得通过计算机或其它可编程指令执行装置的处理器执行的指令创建用于实现流程图和/或框图的一个或多个框中指定的功能/动作的机制。
出于说明和描述的目的呈现对本发明的描述，但不旨在按照所公开形式对本发明穷举或限于本发明。在不偏离本发明的范围和精神的情况下，许多修改和改变对本领域的普通技术人员而言是显而易见的。选择和描述本发明的各个方面以便更好地解释本发明的原理和实际应用，并且使本领域的普通技术人员能够以适合于预期的特定用途的各种修改来理解本发明。
结合各实施例对本发明进行了描述。但是，可以通过对附图、公开内容和所附权利要求书的研究，理解和实现对所公开的实施例所做的其它变化和修改，这些变化和修改均应包含在所附权利要求的保护范围之内。在权利要求书中，词语“包括”不排除其它元件或步骤，术语“一”或者“一个”不排除多个。
为了本文目的，需要说明的是，图中所描绘的各种特征的尺寸不一定是按比例绘制的。
为了本文目的，说明书中可以引用“实施例”、“一个实施例”、“一些实施例”或“另一实施例”来描述不同的实施例或同一实施例。
为了本文目的，连接可以是直接连接或间接连接(例如通过一个或多个其它部分)。在某些情况下，当一个元件被称为连接到另一个元件时，所述元件可以是直接连接到另一个元件或通过相关元件间接连接到另一个元件。当一个元件被称为直接连接到另一个元件时，所述元件与另一个元件之间没有相关元件。如果两个设备直接或间接相连，使得它们之间能够传输电子信号，则这两个设备就处于“通信状态”。
为了本文目的，术语“根据”可理解为“至少部分根据”。
为了本文目的，除非另有说明，否则使用“第一”项目、“第二”项目和“第三”项目等数字术语是出于识别目的用于识别不同的项目，而不是意味着项目的排序。
已经出于说明和描述目的呈现了前述详细描述。其并非旨在穷举或限制本文要求保护的主题为所公开的一种或多种精确形式。根据上述教导，可以进行许多修改和变更。选择所描述的各个实施例是为了最好地解释所公开技术的原理及其实际应用，从而使本领域技术人员能够在各种实施例中最好地利用该技术，并以适合于预期特定用途进行各种修改。预期范围由所附权利要求书界定。
尽管已经以特定于结构特征和/或方法动作的语言描述了主题，但是应理解，所附权利要求书中定义的主题不必限于上文描述的具体特征或动作。而是公开上述具体特征和动作作为实现权利要求的示例形式。

Claims (29)

1.一种集成电路，其特征在于，所述集成电路包括：
低噪声放大器，用于连接到接收天线结构；
第一可编程增益放大器；
第一可编程带通滤波器；
第二可编程增益放大器；
第二可编程带通滤波器；
可编程低通滤波器。
2.根据权利要求1所述的集成电路，其特征在于，还包括混频器，所述混频器具有连接到所述低噪声放大器的输出端的输入端，和连接到所述第一可编程增益放大器的输入端的输出端。
3.根据权利要求1或2所述的集成电路，其特征在于，所述第二可编程增益放大器具有连接到所述第一可编程带通滤波器的输出端的输入端，和连接到所述第二可编程带通滤波器的输出端。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的集成电路，其特征在于，所述第二可编程带通滤波器具有连接到所述可编程低通滤波器的输入端的输出端。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的集成电路，其特征在于，还包括模数转换器，所述模数转换器具有连接到所述可编程低通滤波器的输出端的输入端。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的集成电路，其特征在于，每个可编程增益放大器包括放大器级，所述放大器级包括至少两个放大器元件和至少两个旁路元件。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的集成电路，其特征在于，每个带通滤波器包括带通滤波器级，所述带通滤波器级包括至少两个带通滤波器元件和至少两个旁路元件。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的集成电路，其特征在于，所述混频器的所述输出包括同相信号和正交信号，所述同相信号和所述正交信号表示发射的调制载波和所述接收的雷达信号之间的差。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的集成电路，其特征在于，所述第一可编程带通滤波器采用比所述第二带通滤波器更低的中心频率编程。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的集成电路，其特征在于，所述第一可编程增益放大器采用比所述第二可编程增益放大器更低的增益编程。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的集成电路，其特征在于，所述第一带通滤波器和所述第二带通滤波器可在接收所述接收的雷达信号期间编程，并且，所述第一带通滤波器和所述第二带通滤波器用于被编程的频率在最佳中心频率和最大中心频率之间。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的集成电路，其特征在于，所述接收的雷达信号为锯齿调频连续波雷达信号，并且所述第一带通滤波器和所述第二带通滤波器用于在所述锯齿信号中的每个斜坡之间的等待时段期间被编程为所述最大中心频率，并在所述锯齿信号中的每个斜坡期间被编程为所述最佳中心频率。
13.一种在雷达接收器级集成电路中处理接收的雷达信号的方法，其特征在于，包括：
选择雷达系统配置，所述雷达系统配置包括系统类型，为FMCW系统或多普勒系统；
至少将第一可编程增益放大器级编程为第一增益；
将第一可编程带通滤波器级编程为第一中心频率；
将可编程低通滤波器编程为第一LPF增益。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
将第二可编程增益放大器编程为第二增益；
将第二可编程带通滤波器编程为第二中心频率。
15.根据权利要求13或14所述的方法，其特征在于，所述第一中心频率低于所述第二中心频率。
16.根据权利要求13至15中任一项所述的方法，其特征在于，所述第一增益低于所述第二增益。
17.根据权利要求13至16中任一项所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
在所述雷达信号的第一部分期间，将所述第一可编程带通滤波器级编程为所述第一中心频率；
在所述接收的雷达信号的第一部分期间，将第二可编程带通滤波器级编程为所述第二中心频率；
在所述接收的雷达信号的第二部分期间，将所述第一可编程带通滤波器级和所述第二可编程带通滤波器级编程为最大中心频率。
18.根据权利要求13至17中任一项所述的方法，其特征在于，所述接收的雷达信号为锯齿调频连续波雷达信号，并且所述接收的雷达信号的所述第一部分是所述接收的雷达信号中的斜坡，所述接收的雷达信号的所述第二部分是斜坡之间的等待时段。
19.根据权利要求13至18中任一项所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
将第二可编程增益放大器编程为被旁路；
将第二可编程带通滤波器编程为被旁路。
20.一种操作雷达接收器的方法，其特征在于，所述雷达接收器用于接收反射的锯齿调频连续波雷达信号，所述方法包括：
至少将第一可编程增益放大器级编程为第一增益；
在所述雷达信号的第一部分期间，将第一可编程带通滤波器级编程为第一中心频率；
在所述雷达信号的第二部分期间，将所述第一可编程带通滤波器级编程为高于所述第一中心频率的最大中心频率。
21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，还包括：
在所述雷达信号的第一部分期间，将与所述第一可编程带通滤波器级串联连接的第二可编程带通滤波器级编程为所述第一中心频率；
在所述雷达信号的所述第二部分期间，将所述第二可编程带通滤波器级编程为所述最大中心频率。
22.根据权利要求20或21所述的方法，其特征在于，所述雷达信号为锯齿调频连续波雷达信号，并且所述雷达信号的所述第一部分是所述雷达信号中的斜坡，所述雷达信号的所述第二部分是所述雷达信号中斜坡之间的等待时段。
23.根据权利要求20至22中任一项所述的方法，其特征在于，所述方法在所述调频连续波雷达信号的每个周期期间重复。
24.一种用于处理接收的雷达信号的模块，其特征在于，包括：
低噪声模块，用于放大所述接收的雷达信号，所述低噪声模块连接到接收天线；
第一可编程增益模块，用于放大所述低噪声模块的输出；
第一可编程带通模块，用于对所述用于放大的第一可编程模块的输出进行滤波；
第二可编程增益模块，用于放大所述第一可编程带通模块的输出；
第二可编程带通模块，用于对所述第一可编程增益模块的输出进行滤波；
可编程低通模块，用于在所述第二可编程带通模块的输出处施加增益。
25.根据权利要求24所述的集成电路，其特征在于，还包括用于将所述可编程低通模块的模拟输出转换为数字输出的模块。
26.根据权利要求1至8中任一项所述的集成电路，其特征在于，还包括用于编程的模块，其中，所述第一可编程带通滤波器采用比所述第二带通滤波器更低的中心频率编程。
27.根据权利要求1至9中任一项所述的集成电路，其特征在于，还包括用于以低于所述用于放大的第二可编程增益模块的增益编程用于放大的第一可编程增益模块的模块。
28.根据权利要求1至10中任一项所述的集成电路，其特征在于，还包括用于在接收所述接收的雷达信号期间将用于滤波的第一可编程带通模块和用于滤波的第二可编程带通模块编程在最佳中心频率和最大中心频率之间的模块。
29.根据权利要求1至11中任一项所述的集成电路，其特征在于，所述接收的雷达信号为锯齿调频连续波雷达信号，并且用于在接收所述接收的雷达信号期间编程用于滤波的第一可编程带通模块和用于滤波的第二可编程带通模块的模块在所述锯齿信号中的每个斜坡之间的等待时段期间编程最大中心频率。
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