CN113595583B - 一种本振信号泄露抑制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种本振信号泄露抑制方法，直流电压输入步骤，输入的射频信号通过宽带3dB电桥被输出为一组射频正交信号，一对可调的直流电压通过扼流电感连接宽带3dB电桥的输出端口，两者叠加得到一组叠加的正交射频信号；混频步骤，本振信号源产生本振信号，本振信号通过本振3dB电桥被输出为一组本振正交信号，叠加的正交射频信号与本振正交信号均输入混频单元，混频单元输出中频信号和本振泄露信号；直流电压调整步骤，根据本振泄露信号得到调节参数，根据调节参数对直流电压进行调整得到新的直流电压并依次重复上述步骤直至本振泄露信号抑制值达到预设的抑制基准值。通过该方法可以有效滤除本振信号而与本振信号频率无关。

Description

一种本振信号泄露抑制方法
技术领域
本发明涉及微波射频通信技术领域，尤其是涉及一种本振信号泄露抑制方法。
背景技术
随着无线通信领域的技术发展，在空口传输的无线信号承载着越来越高的数据信息容量，无线电频率也从从几十MHz升高到几十GHz，甚至THz，这些改变对射频前端的设计也提出了新的要求。在信号接收系统中，较高的载波频率需要变频到基带信号进行处理，同样，在发射机端，基带信号也需要上变频至微波毫米波频段的载波信号。在频率变换过程中，除了要满足通信系统更宽的工作带宽，杂散抑制效率，以及噪声过滤能力外，同时也要求通信系统本身产生的的杂散信号、噪声功率抑制到一个非常低的水平。
在频率变换过程中，需要使用混频器来实现。输入信号的频率与本振信号频率进行相加或相减，从而完成信号的上变频或下变频。但是实际上，混频的输出信号中不但有所需要的有用信号，同时还混杂着本振信号。该泄露至输出端口的本振信号可能对有用信号造成干扰，或者对后级的放大器造成阻塞。
一种滤除该本振泄露信号的方法是通过在混频器输出端增加滤波器来过滤。如图1所示。但是实际由于受器件工艺水平以及滤波器设计难度，成本等因素影响，滤波器并不能达到所需要的效果。比如，当本振信号与输出载波信号频率非常接近时或者当本振是一个可变频率的信号时，本振泄露信号无法得到有效的滤除。
发明内容
本发明的目的在于提供了一种通信信号在接收机或发射机内部进行频率变换时，对混频器输出端口的本振泄露信号进行抑制的方法。
为实现上述目的，本发明采取的技术方案为：一种本振信号泄露抑制方法，包括直流电压叠加步骤、混频步骤和直流电压调整步骤；
所述直流电压叠加步骤，输入的射频信号通过宽带3dB电桥被输出为一组相位相差90°的射频正交信号，一对可调的直流电压通过扼流电感连接所述宽带3dB电桥的输出端口，所述直流电压与所述射频正交信号叠加得到一组叠加的正交射频信号；
所述混频步骤，本振信号源产生本振信号，所述本振信号通过本振3dB电桥被输出为一组相位相差90°的本振正交信号，叠加的正交射频信号与本振正交信号均输入混频单元，所述混频单元输出中频信号和本振泄露信号；
所述直流电压调整步骤，根据所述本振泄露信号得到调节参数，根据所述调节参数对所述直流电压进行调整得到新的直流电压并依次重复直流电压输入步骤和混频步骤直至本振泄露信号抑制值达到预设的抑制基准值。
作为优选，所述直流电压叠加步骤中，所述直流电压通过MCU控制DAC输出。
作为优选，所述DAC输出的所述直流电压为负压，所述DAC包括24位的DAC芯片，所述DAC芯片的分辨率为1微伏。
作为优选，所述直流电压叠加步骤中，所述扼流电感为宽带锥形空心电感。
作为优选，所述直流电压叠加步骤中，所述宽带3dB电桥包括悬置微带线电路；所述混频步骤中，所述本振3dB电桥包括悬置微带线电路。采用该结构设计的电路具有插入损耗小，频带宽，阻抗匹配良好的特点。
作为优选，所述直流电压叠加步骤、所述混频步骤和所述直流电压调整步骤中所有信号传输线均采用微带线和共面波导电路。输入的射频信号以及本振信号采用共面波导传输，具有损耗小，阻抗匹配良好的特点，混频后的中频信号采用微带电路传输，电路结构较为简单，易于阻抗匹配以及调试。
作为优选，所述本振信号源(07)和所述本振3dB电桥(06)之间接入频谱分析仪，通过对本振信号进行扫频后，在频谱分析仪获得一组在信号输出端口泄露后的本振信号功率电平值，将此值写入MCU后，MCU根据计算公式计算得到DAC所需要输出的直流电压值；
Figure BDA0003169675570000031
其中，VTUNE为新的直流电压值，P1为频谱分析仪获得的一组在信号输出端口泄露后的本振信号功率电平值。而后再控制DAC的输出所需要的电压幅度，通过多次迭代后，可以将输出信号端口的泄露本振信号抑制在一个非常低的水平。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：通信信号在接收机或者发射机内部进行频率变换时，对混频器输出端口的本振泄露信号的抑制。通过该方法，可以有效滤除本振信号，而与本振信号频率无关。
附图说明
图1为背景技术中现有技术的本振信号泄露抑制方法的原理图；
图2为本振信号泄露抑制方法的原理图；
图3为未施加DAC输出直流电压的情况下输出信号的波形；
图4为施加DAC输出直流电压的情况下输出信号的波形。
附图标记说明如下：01、MCU；02、DAC；03、扼流电感；04、宽带3dB电桥；05、混频单元；06、本振3dB电桥；07、本振信号源。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明进一步详细说明。
实施例1：
如图2所示，一种本振信号泄露抑制方法，包括直流电压叠加步骤、混频步骤和直流电压调整步骤；
所述直流电压叠加步骤，输入的射频信号通过宽带3dB电桥04被输出为一组相位相差90°的射频正交信号，一对可调的直流电压通过扼流电感03连接所述宽带3dB电桥04的输出端口，所述直流电压与所述射频正交信号叠加得到一组叠加的正交射频信号；
所述混频步骤，本振信号源07产生本振信号，所述本振信号通过本振3dB电桥06被输出为一组相位相差90°的本振正交信号，叠加的正交射频信号与本振正交信号均输入混频单元05，所述混频单元05输出中频信号和本振泄露信号；
所述直流电压调整步骤，根据所述本振泄露信号得到调节参数，根据所述调节参数对所述直流电压进行调整得到新的直流电压并依次重复直流电压输入步骤和混频步骤直至本振泄露信号抑制值达到预设的抑制基准值。
所述直流电压叠加步骤中，所述直流电压通过MCU01控制DAC02输出。所述DAC02输出的所述直流电压为负压，所述DAC02包括24位的DAC芯片，所述DAC芯片的分辨率为1微伏。
所述直流电压叠加步骤中，所述扼流电感03为宽带锥形空心电感。
所述直流电压叠加步骤中，所述宽带3dB电桥04包括悬置微带线电路；所述混频步骤中，所述本振3dB电桥06包括悬置微带线电路。
所述直流电压叠加步骤、所述混频步骤和所述直流电压调整步骤中所有信号传输线均采用微带线和共面波导电路。
本发明以一种上变频的实施方式来进行说明。
输入信号频率为1GHz，本振信号源07频率为25GHz，采用单边带抑制，保留上边带，最终输出变频后的信号频率为26GHz。同时，在输出的信号成分中还有本振泄露信号25GHz频率成分。该信号较大会对有用信号造成干扰。接下来阐述具体实施方式来对输出信号中的本振泄露信号进行抑制。
输入的1GHz信号经过宽带3dB电桥04后，被等功率的分为一组正交信号I(1GHz)和Q(1GHz)。
本振信号经过电桥后，同样被分配为一组正交信号I(25GHz)和Q(25GHz)。
在进入混频后，经过混频的作用，最终在输出信号频谱中包含有26GHz和25GHz信号。
经过测试所得，输出端口的本振泄露信号电平大小为-15dBm，如图3所示，是未施加DAC02输出直流电压的情况，可以看到在输出信号的波形显示中，由于有本振信号的泄露，导致信号的幅度在不断的变化，造成了一定的影响。
所述本振信号源07和所述本振3dB电桥06之间接入频谱分析仪，通过对本振信号进行扫频后，在频谱分析仪获得一组在信号输出端口泄露后的本振信号功率电平值，将此值写入MCU后，MCU根据计算公式计算得到DAC所需要输出的直流电压值；
Figure BDA0003169675570000051
其中，VTUNE为新的直流电压值，P1为频谱分析仪获得的一组在信号输出端口泄露后的本振信号功率电平值。而后再控制DAC的输出所需要的电压幅度，通过多次迭代后，可以将输出信号端口的泄露本振信号抑制在一个非常低的水平。而后通过MCU01控制DAC02输出电压-28.1mV，该直流电压叠加在1GHz的输入信号之上，经过混频后输出信号中的本振泄露新号抑制增加了60dB，其混频后输出的波形变为稳定的幅度，如图4所示。
以上对本发明的一个实施例进行了详细说明，但所述内容仅为本发明的较佳实施例，不能被认为用于限定本发明的实施范围。凡依本发明申请范围所作的均等变化与改进等，均应仍归属于本发明的专利涵盖范围之内。

Claims (7)

1.一种本振信号泄露抑制方法，其特征在于包括直流电压叠加步骤、混频步骤和直流电压调整步骤；
所述直流电压叠加步骤，输入的射频信号通过宽带3dB电桥(04)被输出为一组相位相差90°的射频正交信号，一对可调的直流电压通过扼流电感(03)连接所述宽带3dB电桥(04)的输出端口，所述直流电压与所述射频正交信号叠加得到一组叠加的正交射频信号；
所述混频步骤，本振信号源(07)产生本振信号，所述本振信号通过本振3dB电桥(06)被输出为一组相位相差90°的本振正交信号，叠加的正交射频信号与本振正交信号均输入混频单元(05)，所述混频单元(05)输出中频信号和本振泄露信号；
所述直流电压调整步骤，根据所述本振泄露信号对所述直流电压进行调整得到新的直流电压并依次重复直流电压输入步骤和混频步骤直至本振泄露信号抑制值达到预设的抑制基准值。
2.根据权利要求1所述的一种本振信号泄露抑制方法，其特征在于，所述直流电压叠加步骤中，所述直流电压通过MCU(01)控制DAC(02)输出。
3.根据权利要求2所述的一种本振信号泄露抑制方法，其特征在于，所述DAC(02)输出的所述直流电压为负压，所述DAC(02)包括24位的DAC芯片，所述DAC芯片的分辨率为1微伏。
4.根据权利要求1所述的一种本振信号泄露抑制方法，其特征在于，所述直流电压叠加步骤中，所述扼流电感(03)为宽带锥形空心电感。
5.根据权利要求1所述的一种本振信号泄露抑制方法，其特征在于，所述直流电压叠加步骤中，所述宽带3dB电桥(04)包括悬置微带线电路；所述混频步骤中，所述本振3dB电桥(06)包括悬置微带线电路。
6.根据权利要求1所述的一种本振信号泄露抑制方法，其特征在于，所述直流电压叠加步骤、所述混频步骤和所述直流电压调整步骤中所有信号传输线均采用微带线和共面波导电路。
7.根据权利要求2所述的一种本振信号泄露抑制方法，其特征在于，所述本振信号源(07)和所述本振3dB电桥(06)之间接入频谱分析仪，通过对本振信号进行扫频后，在频谱分析仪获得一组在信号输出端口泄露后的本振信号功率电平值，将此值写入MCU后，MCU根据计算公式计算得到DAC所需要输出的直流电压值；
Figure FDA0003169675560000021
其中，VTUNE为新的直流电压值，P1为频谱分析仪获得的一组在信号输出端口泄露后的本振信号功率电平值。
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