CN113485507B - 一种高精度抗噪倍乘控制电压转电流方法 - Google Patents

一种高精度抗噪倍乘控制电压转电流方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种高精度抗噪倍乘控制电压转电流方法，包括计算机PC1、下位机U1、DAC数模转换电路U2、AD模数转换电路U4、采样电阻电压放大电路U5、加减法电路、驱动管Q1和采样电阻Rs；所述加减法电路由运算放大器U3和电阻R1、R2、R3、R4、R5组成；所述D AC数模转换电路U2提供控制电流电压Ui1，通过电阻R1和电阻R4作用到运算放大器U3同相输入端；所述计算机PC1或者下位机U1用于调节控制电流电压Ui1。本发明能解决电子可调滤波器滤除频点及信号源模组发生频点的精确控制，从而提高测试的准确性。

Description

一种高精度抗噪倍乘控制电压转电流方法
技术领域
本发明涉及一种无线射频领域，具体涉及一种高精度抗噪倍乘控制电压转电流方法。
背景技术
在无线产品射频测试中，通常需要通过压控方法调节信号发生模块输出频率，电子可调滤波器阻带频率或通带频率，但由于环境温度，以及控制过程中控制电压信号（电流可达几百毫安）会使器件产生热量导致输入回路阻抗发生变化。有些器件内部特意安装一个加热装置，使用时，先把器件核心加热到一定程度，从而减小器件受环境温度的影响，即便如此，控制电压不变的情况下，频率仍然会有漂移的情况，为了进一步保证电压控制频率准确及稳定性，需要采取一种低温漂，高精度，抗噪电压控电流的方法进行调节，此时，只要控制电流电压不变，器件发热导致输入阻抗变化时，也能自动修正输入电流，保持稳定；通常一般可用如下图1、图2、和图3所示的典型电路装置，器件输入阻抗可认为图中的RL。
（1）图1、图2和图3推断出负载电流Iout=Uin/RS，其中RS为采样电阻的阻值，Uin为电流大小控制电压，如果输出电流和采样电阻都很小的时候，控制电流电压Uin(Uin=Iout*RS)也非常小，比如RS采样电阻为1Ω，预获得50mA电流，控制电压Uin= Iout*Rs=0.05A*1Ω=50mV,可知电路灵敏度较高，这时只要控制电压Uin稍微存在一点噪声，或者轻微波动就会对输出电流产生很大的影响，很难实现精准控制；
（2）同时，控制电压如果由DAC数模转换电路提供，假设DAC最小输出电压范围0-+5V，如果采样电阻为1Ω，想得到最大1A的电流，控制电压Uin=Iout*Rs=1A*1Ω=1V，而1-5V的输出电压范围不能被用到，DAC数模转换电路位数不变的情况下，控制精度就会比5V控制1A的电流低，而且DAC数模转换电路也存在几个LSB的转换错误，也会较大程度上产生控制准确度；
（3）如果增加采样电阻阻值RS，获得同样输出控制电流电压Uin幅度需提高，可减小灵敏度，但如果需要获得大电流，在采样电阻RS上的功率及压降很大，第一，采样电阻RS会发热导致阻抗发生度化，影响控制精准度；第二，因为采样电RS上的压降增大，获得同样的电流，需要提高电源输入电压，效率也会降低，电源输入电压的提高弊端很多，不能一味提高，所以也就无法获得较大的电流。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种高精度抗噪倍乘控制电压转电流方法，能解决电子可调滤波器滤除频点及信号源模组发生频点的精确控制，从而提高测试的准确性。
本发明高精度抗噪倍乘控制电压转电流方法是通过以下技术方案来实现的：包括计算机PC1、下位机U1、DAC数模转换电路U2、AD模数转换电路U4、采样电阻电压放大电路U5、加减法电路、驱动管Q1和采样电阻Rs；
加减法电路由运算放大器U3和电阻R1、R2、R3、R4、R5组成；DAC数模转换电路U2提供控制电流电压Ui1，通过电阻R1和电阻R4作用到运算放大器U3同相输入端；计算机PC1或者下位机U1用于调节控制电流电压Ui1；运算放大器U3控制驱动管Q1，驱动管Q1的输出电压Uo1通过电阻R5反馈到运算放大器U3的反相输入端，驱动管Q1的输出电压Uo1并通过电阻R2和电阻R4作用到运算放大器U3的同相输入端。
作为优选的技术方案，采样电阻Rs的采样电压US经放大电路U5放大Ks倍后得到电压Uo2，即Uo2=Ks*Us；再通过电阻R3作用到运算放大器U3反相输入端。
作为优选的技术方案，当R1=R2=R5，1/R1+1/R2+1/R4=1/R3+1/R5时，K=R5/R3（K>1)时，根据运算放大器的计算方法可推断出：Uo1=Ui1+Uo1-K*Uo2= Ui1+Uo1-K*Ks*Us，即Ui1= K*Ks*Us，其中K为运算放大器U3对放大电路U5输出电压Uo2的放大倍数；其值可由电阻R1、R2、R3、R4、R5决定。
作为优选的技术方案，由Ui1= K*Ks*Us，可推断出：Ui1/Rs= K*Ks*（Us/Rs），其中Ui1为控制电流电压，Us为采样电阻Rs电压，Iout为被控制电流, Iout=Us/Rs，当采样电阻值RS固定,获得同样电流时，控制电流电压Ui1需提高K*Ks倍，降低了电压控制电流的灵敏度，可控精度更高，抗干扰能力强；同时被控制电流变化与负载阻抗RL无关，阻抗发生变化时只要控制电压Ui1不变，电流就会恒定。
本发明的有益效果是：本发明能解决电子可调滤波器滤除频点及信号源模组发生频点的精确控制，从而提高测试的准确性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术的典型电路装置示意图一；
图2为现有技术的典型电路装置示意图二；
图3为现有技术的典型电路装置示意图三；
图4为本发明的电路装置示意图。
具体实施方式
本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。
本说明书（包括任何附加权利要求、摘要和附图）中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“一端”、“另一端”、“外侧”、“上”、“内侧”、“水平”、“同轴”、“中央”、“端部”、“长度”、“外端”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
此外，在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
本发明使用的例如“上”、“上方”、“下”、“下方”等表示空间相对位置的术语是出于便于说明的目的来描述如附图中所示的一个单元或特征相对于另一个单元或特征的关系。空间相对位置的术语可以旨在包括设备在使用或工作中除了图中所示方位以外的不同方位。例如，如果将图中的设备翻转，则被描述为位于其他单元或特征“下方”或“之下”的单元将位于其他单元或特征“上方”。因此，示例性术语“下方”可以囊括上方和下方这两种方位。设备可以以其他方式被定向，并相应地解释本文使用的与空间相关的描述语。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“套接”、“连接”、“贯穿”、“插接”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
如图4所示，本发明的一种高精度抗噪倍乘控制电压转电流方法，包括计算机PC1、下位机U1、DAC数模转换电路U2、AD模数转换电路U4、采样电阻电压放大电路U5、加减法电路、驱动管Q1和采样电阻Rs；
加减法电路由运算放大器U3和电阻R1、R2、R3、R4、R5组成；AC数模转换电路U2提供控制电流电压Ui1，通过电阻R1和电阻R4作用到运算放大器U3同相输入端；计算机PC1或者下位机U1用于调节控制电流电压Ui1；运算放大器U3控制驱动管Q1，驱动管Q1的输出电压Uo1通过电阻R5反馈到运算放大器U3的反相输入端，驱动管Q1的输出电压Uo1并通过电阻R2和电阻R4作用到运算放大器U3的同相输入端。
本实施例中，采样电阻Rs的采样电压US经放大电路U5放大Ks倍后得到电压Uo2，即Uo2=Ks*Us；再通过电阻R3作用到运算放大器U3反相输入端。
本实施例中，当R1=R2=R5，1/R1+1/R2+1/R4=1/R3+1/R5时，K=R5/R3（K>1)时，根据运算放大器的计算方法可推断出：Uo1=Ui1+Uo1-K*Uo2= Ui1+Uo1-K*Ks*Us，即Ui1= K*Ks*Us，其中K为运算放大器U3对放大电路U5输出电压Uo2的放大倍数；其值可由电阻R1、R2、R3、R4、R5决定。
本实施例中，由Ui1= K*Ks*Us，可推断出：Ui1/Rs= K*Ks*（Us/Rs），其中Ui1为控制电流电压，Us为采样电阻Rs电压，Iout为被控制电流, Iout=Us/Rs，当采样电阻值RS固定,获得同样电流时，控制电流电压Ui1需提高K*Ks倍。
计算公式如下：
1）(Ui1-UP1)/R1+(Uo1-UP1)/R2=UP1/R4（根据基尔霍夫第一定律），根据运算放大器“虚断”特性,可推断出：UP1*(1/R4+1/R1+1/R2)=Ui1/R1+Uo1/R2;令1/RP=1/R4+1/R1+1/R2，即RP为R1//R2//R4的阻值；“//”表示电阻并联；推断出：UP1=RP*(Ui1/R1+Uo1/R2)；设U011为单独由UP1作用的输出电压,则可认为Uo2接地进行计算：根据运算放大器同相输入作用的输出公式，则有： Uo11=(1+R5/R3)*UP1=(1+R5/R3)*RP*(Ui1/R1+Uo1/R2)= (R5/R5+R5/R3)*RP*(Ui1/R1+Uo1/R2)= R5*(1/R5+1/R3)*RP*(Ui1/R1+Uo1/R2) ①式，令1/RN=1/R5+1/R3,即RN为R3//R5的阻值；“//”表示电阻并联，则由①式可推断出：
Uo11=R5*(RP/RN)*(Ui1/R1+Ui2/R2)；
又设：Uo12为单独由Uo2作用的输出电压,则Uo12=-(R5/R3)*Uo2（运用运算放大器反相输入作用公式）；
Uo1=Uo11+Uo12=R5*(RP/RN)*(Ui1/R1+Uo1/R2)-(R5/R3)*Uo2②式；
2）如果把运算放大器U3阻抗网络阻值设置为：R1=R2=R5,RP=RN（即RP/RN=1）;则由②式可推断出：Uo1=Ui1+Uo1-(R5/R3)*Uo2③式; 令K=R5/R3④式，则③式可写成Uo1=Ui1+Uo1-K*Uo2 ⑤式；
3）由2）可知，⑤式成立的前提是需要RP=RN,则需要1/R4+1/R1+1/R2=1/R5+1/R3 ⑥式,R1=R2=R5；
令R=R1=R2=R5，则⑥式可写成：1/R4+1/R+1/R=1/R+1/R3
推断出：1/R4+1/R=1/R3；推断出：R4=R3*R/(R-R3) ⑦式；本发明提高电流的控制电压，所以根据⑥式可知，只要设计K>1,就有R>R3，⑦式就可以成立；
同时④式可写成R3=R/K ⑧式，
4）把⑧式代入⑦式可得： R4=(R/K)*R/(R-R/K)；推断出：R4=R/(K-1) ⑨式；
5）放大电路(U5)的输出电压Uo2=Ks*Us ⑩式；
6）把⑩式代入⑤式可得：Uo1=Ui1+Uo1-K*Ks*Us;推断出：Ui1=K*Ks*Us；推断出：(Ui1/Rs)=K*Ks*(Us/Rs)；
7）结合上述，当R1//R2//R4=R5//R3 (即RP=RN)，R4=R/(K-1)，R3=R/K, R1=R2=R5（K>1，R=R1=R2=R5）时，有(Ui1/Rs)=K*Ks*(Us/Rs)，Us/Rs近似负载电流；因此，只要根据要求，选择合适的阻抗网络，就能设置合适的K值（K>1），且获得同样电流时，控制电流电压Ui1需提高K*Ks倍，可充分利用控制电压的输出范围，降低电路控制灵敏度，也就减小了控制电流电压噪声对控制电流的影响，同时也提高了电压对电流的控制精确度。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何不经过创造性劳动想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书所限定的保护范围为准。

Claims (1)

1.一种高精度抗噪倍乘控制电压转电流方法，其特征在于：包括计算机PC1、下位机U1、DAC数模转换电路U2、AD模数转换电路U4、采样电阻电压放大电路U5、加减法电路、驱动管Q1和采样电阻Rs；
所述加减法电路由运算放大器U3和电阻R1、R2、R3、R4、R5组成；所述DAC数模转换电路U2提供控制电流电压Ui1，通过电阻R1和电阻R4作用到运算放大器U3同相输入端；所述计算机PC1或者下位机U1用于调节控制电流电压Ui1；所述运算放大器U3控制驱动管Q1，驱动管Q1的输出电压Uo1通过电阻R5反馈到运算放大器U3的反相输入端，驱动管Q1的输出电压Uo1并通过电阻R2和电阻R4作用到运算放大器U3的同相输入端，并与控制电流电压Ui1相加；
当R1=R2=R5，1/R1+1/R2+1/R4=1/R3+1/R5时，K=R5/R3（K>1)时，根据运算放大器的计算方法推断出：Uo1=Ui1+Uo1-K*Uo2= Ui1+Uo1-K*Ks*Us，即Ui1= K*Ks*Us，其中K为运算放大器U3对采样电阻电压放大电路U5输出电压Uo2的放大倍数；其值由电阻R1、R2、R3、R4、R5决定；由Ui1= K*Ks*Us，推断出：Ui1/Rs= K*Ks*（Us/Rs），其中Ui1为控制电流电压，Us为采样电阻Rs电压，Iout为被控制电流, Iout=Us/Rs，当采样电阻值RS固定,获得同样电流时，控制电流电压Ui1需提高K*Ks倍；所述采样电阻Rs的采样电压US经采样电阻电压放大电路U5放大Ks倍后得到电压Uo2，即Uo2=Ks*Us；再通过电阻R3作用到运算放大器U3反相输入端。
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