CN1134670C - 一种驻波比的检测方法及其装置 - Google Patents
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Abstract
一种驻波比的检测方法及其装置，通过取样耦合器分别获取正向和反向耦合信号，然后进行取样信号处理：正向和反向耦合信号分别经过对数放大器1和对数放大器2后，输出两路模拟电压信号，CPU通过控制A/D转换器将两路模拟信号转换成可供CPU读取的数字信号，CPU将读取的数据与EEPROM中保存的数据进行比较处理，求出驻波损耗的变化量，与设定的门限值进行比较，然后通过串口向TMU上报实时的驻波情况。本发明的方法和装置消除了系统误差问题，可以应用于不同系统和不同环境，且驻波比检测精度提高。
Description
技术领域
本发明涉及微波传输系统中驻波比的检测方法及其装置，更具体的涉及一种对全球移动通讯系统(GSM)基站合路发射系统的馈线入口处的电压驻波比进行检测的方法及其装置。
背景技术
为了对GSM基站合路发射系统的工作状态进行监控，除了对发射机的状态进行检测外，还需对室外的天馈单元进行监控，其最有效的办法是对馈线入口处的电压驻波比进行检测。
根据微波理论可知，两相反方向的行波叠加后形成驻波，电压或电流的最大值与最小值之比为驻波比(VSWR)。与驻波比相关的还有两个参数，回波损耗(RL)和反射系数(Г)：
回波损耗(RL)：入射波功率与反射波功率之比；
反射系数(Г)：反射波电压或电流与入射波电压或电流之比。
三者的函数关系为：TL＝201g|(1+VSWR)÷(1-VSWR)|＝-201g(Г)………(dB) (1)
三者的对应关系由表1可以进一步表现出来：
| 驻波比VSWR | 回波损耗RL(dB) | 反射系数(Г) |
| 1 | ∞ | 0 |
| 1.2 | 20.8 | 0.09 |
| 1.3 | 17.7 | 0.13 |
| 1.5 | 14 | 0.2 |
| 1.7 | 11.7 | 0.26 |
| 2 | 9.5 | 0.33 |
| 2.5 | 7.4 | 0.43 |
| 3 | 6 | 0.5 |
| 4 | 6.4 | 0.6 |
表1
现有技术的驻波检测单元是根据以上的原理，通过检测正向和反向电压之差来判断驻波状况。如图1所示，现有技术中，驻波检测单元设置于系统中的合路器输出端和馈线输入端之间，由取样耦合器和取样信号处理两部分组成。取样耦合器的原理框图如图2，功放输出信号IN(P1端口)经过耦合器后输出三路信号：一为正向耦合信号，二为反向耦合信号，这两路信号作为取样信号处理部分的输入信号；三为功率发射输出信号OUT(P2端口)，该信号接天线。而取样信号处理部分的原理框图如图3所示，从取样耦合器输出的正向耦合信号和反向耦合信号分别经过检波器(采用二极管检波)检波后，其输出为电压信号，正向电压和反向电压经过差分放大后，差分输出电压信号与设定的门限电压进行比较，输出点灯信号进行点灯，通过观察灯的状态来判断驻波情况。由式(1)可知，差分电压越大，驻波比越接近于1。对于GSM基站合路发射系统，驻波比小于1.5时，系统处于良好的工作状态；驻波比为1.5到2.5之间时，系统能够正常工作；驻波比大于2.5时，系统的工作状态太差，必须作为严重告警处理。因此，以驻波比为2.5时的差分电压作为门限值，当差分电压超出门限电压时，则比较器输出高电平点亮红灯告警；反之点亮绿灯表示系统工作正常。
现有技术中，由于检波器采用了二极管，所以灵敏度较低，动态范围太小，而且二极管易受温度影响，一致性较差，影响驻波检测精度，不利于批量生产；而且对于每个驻波检测单元，其门限电压固定，这样会由于检波器的一致性不好、系统误差、环境等因素导致误告警。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足之处，而提供一种可以应用于不同系统和不同环境且驻波比检测精度提高的驻波比检测方法及其装置。
本发明的驻波比检测方法特点在于其取样信号处理的方法，将实测的正向和反向耦合信号数据与保存在可擦可编程存储器中的正向和反向耦合信号的采样数据进行比较处理，求出回波损耗的变化，从而判断驻波比是否在正常范围之内。
本发明的驻波比检测方法包括以下步骤：
通过取样耦合器从微波传输系统中分别获取正向耦合信号和反向耦合信号；
通过检波和模数转换电路将正向耦合信号和反向耦合信号分别转换为相应的两路数字信号；
将上述两路数字信号输出到中央处理器(CPU)；
通过CPU将所读取的数据与可擦可编程存储器(EEPROM)中保存的正向和反向耦合信号的采样数据进行比较处理，求出回波损耗的变化量，并与设定的门限值进行比较；
向传输管理单元(TMU)上报来自CPU的实时的驻波情况。
本发明的驻波比检测装置由取样耦合器和取样信号处理单元两部分组成，其特征在于，所述取样信号处理单元包括作为检波器的对数放大器、模/数转换器(A/D转换器)、中央处理器(CPU)和保存有正向和反向耦合信号采样数据的可擦可编程存储器(EEPROM)；
所述对数放大器将来自取样耦合器的正向耦合信号和反向耦合信号分别转换为相应的两路模拟电压信号，并将其输出到A/D转换器；
通过A/D转换器将来自对数放大器的两路模拟信号转换为数字信号，将其输出到CPU；
通过CPU将来自A/D转换器的所读取的信号与EEPROM中保存的数据进行比较处理，求出驻波损耗的变化量，并与设定的门限值进行比较。
实施本发明的驻波比检测方法和装置，由于采用对数放大器作为检波器，提高了驻波检测的灵敏度、动态范围和检测精度。而且，由于将求驻波比转化为求回波损耗的变化量，解决了系统误差问题，能应用于不同的系统和不同的环境，不会因为器件的不一致性而影响其检测精度，便于对其进行维护。本发明的技术稳定可靠，具有很强的实用性和经济效益。
附图说明
下面结合附图对本发明作进一步的详细说明。
图1为现有技术的驻波检测单元在GSM基站合路发射系统中使用时的连接图；
图2为现有技术的驻波检测单元中取样耦合器的原理方框图；
图3为现有技术的驻波检测单元中取样信号处理部分的原理方框图；
图4是本发明的驻波比检测装置中取样信号处理单元的原理框图；
图5是本发明的驻波比检测装置中取样信号处理单元的一个实施例的电路连接示意图；
图6是本发明的驻波比检测装置的装备测试原理框图。
具体实施方式
本发明的驻波比检测装置由取样耦合器和取样信号处理单元两部分组成，如图4所示，其中的取样信号处理单元包括作为检波器的对数放大器1和对数放大器2、模/数转换器(A/D转换器)、中央处理器(CPU)和保存有正向和反向耦合信号采样数据的电可擦可编程只读存储器(EEPROM)。在本发明中，对数放大器采用AD8313。
首先，通过取样耦合器分别获取正向耦合信号和反向耦合信号，然后进行取样信号处理。取样信号处理过程为：正向和反向耦合信号分别经过对数放大器1和对数放大器2后，输出两路模拟电压信号，CPU通过控制A/D转换器将两路模拟信号转换成可供CPU读取的数字信号，CPU将读取的数据与EEPROM中保存的数据进行比较处理，求出驻波损耗的变化量，与设定的门限值进行比较，然后通过串口向传输管理单元(TMU)上报实时的驻波情况，同时通过点灯来表示驻波状态。此外，为了使本发明的驻波比检测装置适用于不同的系统和不同的环境，TMU根据上报的结果判断驻波告警的正确性，如果出现错误告警，TMU通过串口修改驻波比检测装置的告警门限。所述的TMU可以采用计算机来实现。
本发明的特点在于采用对数放大器作为检波器，且在对取样信号的处理过程中，将求驻波比转化为求回波损耗的变化量，从而解决了系统误差问题。下面将对本发明的驻波比检测方法中的取样信号处理方法进行详细描述：
根据回波损耗(RL)的定义可知，RL＝Pin÷Pr (2)
(2)式中Pin为正向耦合信号，Pr为反向耦合信号。
根据式(1)可知，驻波比和回波损耗具有一一对应的关系，所以，如果Pin和Pr单位转化为dBm来表示，则(2)式可表示为下式：
RL＝Pin-Pr (3)
由(3)式可知，只要知道Pin和Pr就可以得出回波损耗值。
由于AD8313具有很好的线性，我们可以假设：对数放大器1和对数放大器2的特性一样，AD8313斜率为Slope(20mV/dB)，输入端功率为0dBm时，其输出电压为Vref，输入信号和反射信号经过A/D采样后，正向电压为Vin，反向电压为Vr，可以得出：
RL＝Pin-Pr
＝(Vin-Vref)÷Slope-(Vr-Vref)÷Slope
＝(Vin-Vr)÷Slope (4)
从上式计算出来的回波损耗值是没有考虑AD8313的一致性和系统误差的情况。而AD8313的一致性表现在不同AD8313其斜率是不一样的。对于每一个系统来说，其系统误差(固有误差)是固定的，考虑系统的误差情况：Pin(实际)＝Pin(实测)+Pin(误差) (5)Pr(实际)＝Pr(实测)+Pr(误差) (6)回波损耗：RL(实际)＝Pin-Pr
＝(Pin(实测)+Pin(误差))-(Pr(实测)+Pr(误差))
＝(Pin(实测)-Pr(实测))+(Pin(误差)-Pr(误差))
＝RL(实测)+RL(误差) (7)
从上式可以看出：我们只要知道系统的误差就可求出实际的回波损耗，而对于不同的系统，其误差是不一样的，所以通过求误差的方法来求回波损耗是很困难的。解决系统误差问题可以通过装备测试来完成，装备测试的主要功能是对正、反向耦合信号进行采样，并把采样数据保存在EEPROM中。关于装备测试的原理和过程将在后文中进行详细描述。
在使用驻波比检测装置对微波传输系统进行测试时，将实测的正向耦合信号功率和反向耦合信号功率跟EEPROM中保存的数据进行比较，即可得出实测的正向和反向功率的变化量：正向功率的改变：ΔPin＝Pin(实际)-Pin(EEPROM实际)
＝(Pin(实测)+Pin(误差))-(Pin(EEPROM实测)+Pin(误差))
＝Pin(实测)-Pin(EEPROM实测) (8)反向功率的改变：ΔPr＝Pr(实际)-Pr(EEPROM)
＝(Pr(实测)+Pr(误差))-(Pr(EEPROM实测)+Pr(误差))
＝Pr(实测)-Pr(EEPROM实测) (9)得出回波损耗的变化：ΔRL＝RL(实际)-RL(EEPROM实际)
＝((Pin(实测)+Pin(误差))-(Pr(实测)+Pr(误差))-
((Pin(EEPROM实测)+Pin(误差))-(Pr(EEPROM实测)+Pr(误差)))
＝Pin(实测)-Pin(EEPROM实测)-(Pr(实测)-Pr(EEPROM实测))
＝ΔPin-ΔPr (10)
从(8)、(9)式中可以看出ΔPin、ΔPr跟系统误差无关，即ΔRL跟系统误差无关。
根据驻波比和回波损耗的函数关系式(1)可知：
驻波比为2.5时对应的回波损耗理论值为RL(2.5)＝7.4；
驻波比为1.5时对应的回波损耗理论值为RL(1.5)＝14；
以驻波比为2.5时的回波损耗RL的理论值为参考值，即ΔRL＝RL-RL(2.5)，则：
当ΔRL＞(14-7.4＝6.6)时，驻波比小于1.5；
当0＜ΔRL＜6.6时，1.5＜驻波比＜2.5；
当ΔRL＜0时，驻波比＞2.5。
从上述可得出结论：只要求出ΔRL，就可求出驻波比。
以上是没有考虑AD8313不一致的情况，Pin(实测)和Pr(实测)是通过(4)式求得。AD8313的不一致性表现在不同的AD8313其斜率不一致。通过(4)式求Pin(实测)和Pr(实测)是存在一定误差的。解决AD8313不一致的影响，可以通过求AD8313的实际斜率来完成，并通过装备测试来具体实现。
如图6所示为装备测试的原理框图：将驻波比检测装置中的取样耦合器的P2端口接一已知驻波比的负载；将可调节信号源的输出经过功放对信号进行功率放大后，送到二合一电桥的输入端，电桥的输出通过滤波器滤掉带外的干扰信号后，再输入取样耦合器的P1端口。在取样耦合器的正向耦合信号输出端接上射频功率计，调节射频信号源的输出功率，使射频功率计的读数为P1和P2，即正向耦合功率信号为P1和P2，并测出经A/D转换后的相应的两组正向和反向电压采样值，并把采样数据保存在EEPROM中。
在本发明中，装备测试中采用驻波比为2.5的负载，其原因是：a、驻波告警门限设置为2.5；b、接驻波比大的负载，其反向耦合信号的大小更接近与正向耦合信号的大小，这样也可以保证反向耦合信号的大小在AD8313的线性范围以内。
在装备测试中，信号源的输出功率的调节是通过计算机里面的GPIB卡(通用仪器接口卡)来进行控制的，GPIB卡与射频信号源之间通过并口线连接，通过计算机来控制射频信号源的频率和输出功率(如果是GSM900系统，频段为935-960MHz，则信号源的频率设置为935MHz；对于GSM1800系统，频段为1805-1850MHz，则信号源的频率设置为1840MHz)，使正向耦合信号的输出功率为两个已知的功率值P2、P1。P2、P1的取值范围应该在0dBm～-40dBm，这样可以保证正向耦合信号大小在AD8313的线性范围以内，如可以取0dBm、-40dBm。此时，通过A/D转换器采样得出正、反向信号的电压值分别为Vin1、Vr1和Vin2、Vr2，并把两组电压值保存在EPPROM中。则正、反向AD8313的斜率分别为：
Slopein＝(Vin1-Vin2)/ΔPin＝(Vin1-Vin2)/(P2-P1)＝(Vin1-Vin2)/40
Sloper＝(Vr1-Vr2)/ΔPr
而由式(10)可知，ΔRL＝ΔPin-ΔPr＝0，故
Sloper＝(Vr1-Vr2)/ΔPr＝(Vin1-Vin2)/ΔPin＝(Vin1-Vin2)/(P2-P1)
＝(Vr1-Vr2)/40
在实际电路中，驻波比检测装置工作的实测的正、反向信号电压分别为Vin和Vr，则相对于Vin1、Vr1的正、反功率改变量为：ΔPin＝Pin(实测)-Pin(EEPROM实测)
＝(Vin1-Vin)/Slopein
＝(P2-P1)(Vin1-Vin)/(Vin1-Vin2)
＝40(Vin1-Vin)/(Vin1-Vin2)ΔPr ＝Pr(实测)-Pr(EEPROM实测)
＝(Vr1-Vr)/Sloper
＝(P2-P1)(Vr1-Vr)/(Vr1-Vr2)
＝40(Vr1-Vr)/(Vr1-Vr2)回波损耗的变化：ΔRL＝ΔPin-ΔPr
＝(P2-P1)(Vin1-Vin)/(Vin1-Vin2)-(P2-P1)(Vr1-Vr)/(Vr1-Vr2)
＝40(Vin1-Vin)/(Vin1-Vin2)-40(Vr1-Vr)/(Vr1-Vr2)
以驻波比为2.5时的回波损耗RL的理论值为参考值，则驻波比检测门限设置为：
驻波比为2.5时，ΔRL(2.5)＝0；
驻波比为1.5时，ΔRL(1.5)＝6.6；
上面两个门限值也保存在EEPROM中。
对于不同的环境或驻波比检测装置应用于不同的系统，则需要通过修改门限来完成。驻波比检测装置通过串口上报驻波情况，TMU根据上报结果判断驻波告警的正确性，如果出现错误告警，TMU通过串口修改驻波比检测装置的告警门限，直到得到正确的告警。例如，系统接上驻波比为2.5的负载，实际检测出来的回波损耗的变化为2，则门限值应设置为：
驻波比为2.5时，ΔRL(2.5)＝2；
驻波比为1.5时，ΔRL(1.5)＝8.6。
综上所述，在本发明方法的第一实现方法中，求回波损耗变化量的方法如下：
在微波传输系统中实测正反向信号的电压值，并根据EEPROM中保存的两组正向和反向电压的采样数据，通过CPU计算出回波损耗的变化量。而EEPROM中保存的两组正向和反向电压的采样数据是通过对驻波比检测装置进行装备测试来获得的。
下面介绍本发明方法的第二实现方法。在本发明方法的第二实现方法中，求回波损耗的过程与第一实现方法不一样，在解决AD8313不一致性的问题中采用了另外一种实现形式(查表)，其实现方法如下：
在装备测试中，将驻波比检测装置中的取样耦合器的P2端口接已知驻波比(驻波比为2.5)的负载。然后通过GPIB卡调节信号源的输出功率，使正向耦合信号的输出功率按一定的阶差变化(功率范围：0dBm～-40dBm，功率间隔：0.5dBm)，此时CPU通过控制A/D转换器对正、反向信号进行采样，读取每一功率所对应的正、反向信号的数据。以正向功率P0为参考值，由于正向功率的变化ΔPin等于反向功率的变化ΔPr，故可以得出正向(反向)耦合信号功率变化与经A/D转换的正向和反向电压数据的对应关系，并以表格的形式把数据保存在EEPROM中。如表2所示为所述表格的一个实例：
| 正(反)向功率变化 | 0 | 1 | 1.5 | 2 | 2.5 | 3 | 3.5 | 4 | 4.5 | 5 | 5 | 6 | 6.5 | 7 | 7.5 | 8 | 8.5 | … |
| 正向数据 | 78 | 85 | 89 | 95 | 100 | 104 | 110 | 115 | 120 | 124 | 130 | 134 | 138 | 143 | 147 | 152 | 158 | … |
| 反向数据 | 68 | 73 | 78 | 82 | 88 | 94 | 99 | 103 | 109 | 114 | 119 | 123 | 128 | 132 | 137 | 141 | 147 | … |
表2
驻波比检测装置在实际工作中，将实测到的正、反向信号的数据与保存在EEPROM中表的数据进行比较，分别找出表中与之最相近的数据，再根据表格，同样以正向功率＝P0作为参考值，分别查出正向和反向功率的变化，则可算出回波损耗变化。
假设驻波比检测装置在实际工作中，CPU读取正向信号和反向信号的数据为105和77，从表2中找出相应的一组数据为104和78，从表2中可查出正向和反向的功率变化：
ΔPin(实测)＝3，ΔPr(实测)＝1.5
根据公式(10)可知，ΔRL＝ΔPin-ΔPr，且与系统误差无关，即
ΔRL＝ΔPin(实测)-ΔPr(实测)＝3-1.5＝1.5
以驻波比为2.5时的回波损耗RL的理论值为参考值，因
当ΔRL＞(14-7.4＝6.6)时，驻波比小于1.5；
当0＜ΔRL＜6.6时，1.5＜驻波比＜2.5；
当ΔRL＜0时，驻波比＞2.5。
所以上述实例中的驻波比为：1.5＜驻波比＜2.5。(也可以根据驻波比与回波损耗的关系得出驻波比的实际数值)
对于不同的环境或驻波检测单元应用于不同的系统，门限的修改方法跟第一实现方法相同。
在实际应用中，驻波比检测装置的一个实施例的组成示意图如图5所示。在图5中，在对数放大器1和对数放大器2之前分别设置衰减器1和衰减器2的目的是：(1)起阻抗匹配作用；(2)避免输入到AD8313的信号大小超过AD8313工作在线性范围内的最大输入信号，以满足不同功率的需要；(3)衰减器1和衰减器2对信号的衰减大小不一样，衰减器1对信号的衰减比衰减器2对信号的衰减大，其目的是保证正、反向信号大小在AD8313工作在线性范围内，其原因是驻波比小于1.5时，正向耦合信号比反向耦合信号至少大15dBm。在对数放大器1、2和A/D转换器之间分别加入放大器1和放大器2，其目的是对正、反向信号进行放大，以提高驻波检测精度。
Claims (12)
1.一种微波传输系统中驻波比的检测方法，其特征在于包括以下步骤：
(1)通过取样耦合器从微波传输系统中分别获取正向耦合信号和反向耦合信号；
(2)通过检波和模数转换电路将正向耦合信号和反向耦合信号分别转换为相应的两路数字信号；
(3)将步骤(2)获得的两路数字信号输出到中央处理器(CPU)；
(4)通过CPU将所读取的数据与可擦可编程存储器(EEPROM)中保存的正向和反向耦合信号的采样数据进行比较处理，其中采样数据是通过对驻波比检测装置进行装备测试获得，然后求出回波损耗的变化量，并与设定的门限值进行比较；
(5)向传输管理单元(TMU)上报来自CPU的实时的驻波情况。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于步骤(2)的处理过程为：通过对数放大器将来自取样耦合器的正向耦合信号和反向耦合信号转换成相应的两路模拟电压信号，并将其输出到A/D转换器；通过A/D转换器将两路模拟信号转换成数字信号。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，步骤(4)中，所述的EEPROM中保存的正向和反向耦合信号的采样数据是通过对驻波比检测装置进行装备测试获得：在装备测试中，取样耦合器的功率信号输出端P2端接己知驻波比的负载，而通过可调节信号源向取样耦合器的功率信号输入端口P1端输入信号功率；调节射频信号源的输出功率，得到两个正向耦合信号功率；经取样信号处理单元的A/D转换后获得相应的两组正向和反向电压采样值，把采样数据保存在EEPROM中。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，步骤(4)中所述的回波损耗的变化量是通过如下的公式获得的：
ARL＝(P2-P1)(Vin1-Vin)/(Vin1-Vin2)-(P2-P1)(Vr1-Vr)/(Vr1-Vr2)
其中：
Vin1：正向耦合信号功率为P1时，经A/D转换的正向信号的电压值；
Vr1：正向耦合信号功率为P1时，经A/D转换的反向信号的电压值；
Vin2：正向耦合信号功率为P2时，经A/D转换的正向信号的电压值；
Vr2：正向耦合信号功率为P2时，经A/D转换的反向信号的电压值；
Vin：实测的经A/D转换的正向电压值；
Vr：实测的经A/D转换的反向电压值。
5.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于步骤(4)中所述的EEPROM中保存的正向和反向耦合信号的采样数据是通过对驻波比检测装置进行装备测试获得：在装备测试中，取样耦合器的功率信号输出端P2端接已知驻波比的负载，通过可调节射频信号源向取样耦合器的P1端口输入信号功率；调节射频信号源的输出功率，得出正向/反向耦合信号功率变化与经A/D转换的正向和反向电压数据的对应关系，并以表格的形式保存在EEPROM中。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，步骤(4)中所述的回波损耗的变化量是通过如下的方法获得的：
将实测的正、反向信号的数据与保存在EEPROM中表的数据进行比较，分别找出表中与之最相近的数据，根据数据与功率变化的对应关系得出正、反向功率变化ΔPin(实测)和ΔPr(实测)；
再依据以下公式计算出ΔRL：
ΔRL＝ΔPin(实测)-ΔPr(实测)
7.根据权利要求1或2所述的驻波比检测方法，其特征在于，在步骤(5)之后，传输管理单元(TMU)根据上报结果判断驻波告警的正确性时，如果出现错误告警，则传输管理单元(TMU)通过串口修改驻波比检测装置的告警门限，直到得到正确的告警。
8.根据权利要求1或2所述的驻波比检测方法，其特征在于，在步骤(4)之后，CPU根据检测结果发出表示驻波状态的点灯信号。
9.实现权利要求1或2所述方法的驻波比检测装置，由取样耦合器和取样信号处理单元两部分组成，其特征在于，所述取样信号处理单元包括对数放大器、A/D转换器、中央处理器(CUP)和保存有正向和反向耦合信号采样数据的可擦可编程存储器(EEPROM)；
所述对数放大器将来自取样耦合器的正向耦合信号和反向耦合信号分别转换为相应的两路模拟电压信号，并将其输出到A/D转换器；
通过A/D转换器将来自对数放大器的两路模拟信号转换为数字信号，将其输出到CPU；
通过CPU将来自A/D转换器的所读取的信号与EEPROM中保存的数据进行比较处理，求出驻波损耗的变化量，并与设定的门限值进行比较。
10.根据权利要求9所述的驻波比检测装置，其特征在于，所述对数放大器为AD8313。
11.根据权利要求9或10所述的驻波比检测装置，其特征在于，所述装置中还包括有设置在耦合信号与对数放大器之间的衰减器。
12.根据权利要求9或10所述的驻波比检测装置，其特征在于所述装置中还包括有设置在对数放大器和A/D转换器之间的放大器。
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