CN113466849A - 基于二次雷达的高精度定位系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于二次雷达的高精度定位系统及方法，包括多个雷达测距单元，以及设于待定位目标上的反射器；雷达测距单元包括主控模块、QPSK调制模块、上变频模块、本振信号发生模块、下变频模块和BPSK解调模块。本发明采用BPSK解调模块对发射器倍频后的探测信号进行解调，能够得到相位无模糊的探测信号；主控模块根据雷达测距单元接收的探测信号与调制本振信号的相位差即得到飞行时延，即实现了雷达测距单元与待定位目标的距离测算，进一步解算多个雷达单元与待定位目标的距离关系，进而实现对FOD探测器的二维或者三维定位，进一步提高了定位精度，且整个定位过程对气象不敏感、可靠性强，在山地、高温差、潮湿环境中具备独特的优势。

Description

基于二次雷达的高精度定位系统及方法

技术领域

本发明涉及雷达定位技术领域，尤其涉及一种基于二次雷达的高精度定位系统及方法。

背景技术

机场跑道上的外来物(Foreign Object Debris，FOD)对于跑道上起降的飞机是一种非常严重的威胁。许多案例都证明，机场道面上的外来物可以很容易被吸入到发动机，导致叶片及其他部件损伤，碎片也会堆积在机械装置中，影响起落架、机翼等设备的正常运行，不仅会损坏飞机和夺去宝贵的生命，而且还伴随着巨大的经济损失，因此需要通过FOD探测车对机场跑道上的外来物进行实时探测，保证飞机运行的安全性。

机场FOD探测车工作时需要实时高精度定位信息以解算跑道FOD位置。目前对移动平台的高精度定位方式包括GNSS(差分GPS、北斗等)，塔康(TACON)，激光雷达(SLAM)三种方式。其中GNSS较成熟，作为FOD探测车主设备，但野战环境容易被干扰，军用FOD探测车要在无GNSS情况下正常使用；TACON方式只能引导空中移动平台，在地面上无法使用；SLAM方式问题在于作用距离较短(一百米左右)导致无法适应较高的车速，野外使用气候影响非常大导致视觉匹配精度受限，因此，一种能够对FOD探测车以及其他目标进行高精度定位系统的发明就显得很有必要。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中对待定位目标的定位精度低的问题，提供了基于二次雷达的高精度定位系统及方法。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：基于二次雷达的高精度定位系统，系统具体包括多个雷达测距单元，用于发射探测信号并接收反射器反射的探测信号；设于待定位目标上的反射器，用于接收雷达测距单元发射的探测信号，将所述探测信号进行倍频处理后发射至雷达测距单元；

雷达测距单元包括主控模块、QPSK调制模块、上变频模块、本振信号发生模块、下变频模块和BPSK解调模块，主控模块与QPSK调制模块、BPSK解调模块、本振信号发生模块连接，本振信号发生模块与上变频模块、下变频模块、QPSK调制模块、BPSK解调模块连接，QPSK制模块输出端与上变频模块连接，下变频模块与BPSK模块连接。

作为一选项，所述主控模块包括伪随机码产生子模块、码元延迟比较子模块、载波同步时差计算子模块和结果计算子模块，码元延迟比较子模块与伪随机码产生子模块输出端、BPSK解调模块输出端连接，码元延迟比较子模块输出端、载波同步子模块输出端与结果计算子模块连接，载波同步子模块与本振信号发生模块、BPSK解调模块连接。

作为一选项，所述本振信号发生模块包括第一本振信号发生模块和第二本振信号发生模块，第一本振信号发生模块包括第一本振信号发生子模块和第二本振信号发生子模块，或第一本振信号发生模块包括第一本振信号发生子模块、第二本振信号发生子模块、第三本振信号发生子模块和第四本振信号发生子模块。

作为一选项，所述QPSK调制模块包括顺次连接的电压比较器、正交调制器，电压比较器与主控模块连接，本振信号发生模块与正交调制器输入端连接，正交调制器输出端与上变频模块连接。

作为一选项，所述上变频模块包括顺利连接的第一混频器、第一滤波器、第二混频器、第二滤波器和第一放大器，第一本振信号发生子模块输出端与第一混频器连接，第二本振信号发生子模块输出端与第二混频器连接。

作为一选项，所述反射器包括发射天线和接收天线，发射天线用于将所述探测信号进行倍频处理后发射至雷达测距单元，接收天线用于接收雷达测距单元发射的探测信号，所述发射天线和接收天线均为全向天线。

作为一选项，所述反射器包括倍频回传模块，倍频回传模块包括顺次连接的第四滤波器、第三放大器、第三倍频器、第四放大器和第五滤波器。

作为一选项，所述下变频模块包括顺次连接的第二放大器、第三混频器、第三滤波器和第四混频器，第一本振信号发生子模块经第一倍频器与第三混频器连接，第二本振信号发生子模块经第二倍频器与第四混频器连接。

作为一选项，将第一本振信号发生子模块与第一倍频器整体替换为第三本振信号发生子模块，第三本振信号发生子模块输出端与第三混频器连接；将第二本振信号发生子模块与第二倍频器整体替换为第四混频器，第四本振信号发生子模块输出端与第四混频器连接。

作为一选项，所述BPSK解调模块包括IQ混频器、功分器、模数转换器和加法器，IQ混频器的两个输出端均与功分器连接，两个功分器一路输出端均与模数转换器连接，两个功分器另一路输出端均与加法器连接，模数转换器、加法器与主控模块连接，主控模块经本振信号发生模块与IQ混频器连接。

需要进一步说明的是，上述系统各选项对应的技术特征可以相互组合或替换构成新的技术方案。

作为一选项，上述任一选项定位系统在进行定位时的定位方法包括：

伪随机码产生子模块产生伪随机码信号；

码元延迟比较子模块比较伪随机码信号与BPSK解调模块解调后的基带信号进而获取码元延迟比较时差；

载波同步时差计算子模块计算载波同步时差，进而获取雷达测距单元与反射器的距离；所述雷达测距单元与反射器的距离的具体计算方式为：

雷达测距单元与反射器的距离＝光速×(码元延迟比较时差+载波同步时差)。

作为一选项，所述伪随机码产生子模块产生伪随机码信号具体包括以下步骤：

产生一个1Bit波形T，脉宽25％，时钟周期＝(最大作用距离/光速)×2；

确定波形N位正交编码集，N范围取8～64之间，采用所述正交编码集对波形T进行编码得到伪随机码信号。

作为一选项，所述码元延迟比较子模块比较伪随机码信号与BPSK解调模块解调后的基带信号进而获取码元延迟比较时差具体包括：

接收BPSK解调模块解调后的基带信号并缓存，按Bit入队列，队列长度N；

缓存队列乘以正交编码集，根据判断准则判断乘法结果，判断准则具体为：若乘法结果全0则R＝0，乘法结果全1则R＝1，其余情况下输出无效；每次入列，均进行上述判断，计算结果为一个1Bit波形R；

通过周期计数法比较波形T、波形R之间的上升沿时间差时钟数，得到延迟时间；所述延迟时间的计算方式为：

延迟时间delay＝时钟周期×上升沿相差时钟数。

作为一选项，所述载波同步时差计算子模块计算载波同步时差具体包括：

S1：载波同步时差计算子模块通过数据线将本振信号产生模块产生的本振信号的初始相位归零，并等待一定时间待回波稳定；

S2：设定初始搜索范围0～360°，初始步进δ，步进改变本振信号初始相位θn＝n×δ，并在每次步进完成进行步骤S21-S23计算：

S21：通过数据总线读取BPSK解调模块输出三个数字量：解调后载波信号幅度值Vo，BPSK解调模块中I路信号的幅度值VI，BPSK解调模块中Q路信号的幅度值VQ；

S22：对Vo，VI，VQ做快速傅里叶变换，提取第一点FFT幅度值，分别命名为：Vo_FFT0，VI_FFT0，VQ_FFT0；

S23：按下式判定结果有效性：

(VI_FFT0+VQ_FFT0)–(VI_FFT0-VQ_FFT0)＝0，不满足则丢弃，满足则缓存；

S3：缓存排序，找出缓存中Vo_FFT0最小值对应的θn；

S4：以θn为中心，搜索范围±δ，以更小步进重复步骤S3、S4，直至Vo_FFT0不再减小为止，输出Vo_FFT最小值对应的载波同步时差。

与现有技术相比，本发明有益效果是：

本发明采用BPSK解调模块对发射器倍频后的探测信号进行解调，能够得到相位无模糊的探测信号，保证了定位的精准度，主控模块根据该探测信号(雷达测距单元接收的探测信号)与调制本振信号的相位差即得到飞行时延，实现了雷达测距单元与反射器(待定位目标)的距离测算，进一步解算多个雷达单元与待定位目标的距离关系，进而实现对FOD探测器的二维或者三维定位，进一步提高了定位精度，且整个定位过程对气象不敏感、可靠性强，在山地、高温差、潮湿环境中具备独特的优势。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明，此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本发明的一部分，在这些附图中使用相同的参考标号来表示相同或相似的部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。

图1为本发明实施例1中雷达测距单元系统框图；

图2为本发明实施例1中雷达测距单元与反射器之间的信号收发框图；

图3为本发明实施例1中3台雷达对待定位目标进行定位的机制示意图；

图4为本发明实施例1中QPSK调制模块原理框图；

图5为本发明实施例1中上变频模块原理框图；

图6为本发明实施例1中倍频回传模块原理框图；

图7为本发明实施例1中下变频模块原理框图；

图8为本发明实施例1中BPSK解调模块原理框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，需要说明的是，属于“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方向或位置关系为基于附图所述的方向或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，属于“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，属于“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。

实施例1

如图1-2所示，在实施例1中，基于二次雷达的高精度定位系统，系统具体包括多个雷达测距单元，用于发射探测信号并接收反射器反射的探测信号；设于待定位目标上的反射器，用于接收雷达测距单元发射的探测信号并将该探测信号发射(反射)至雷达测距单元；雷达测距单元包括主控模块、QPSK调制模块、上变频模块、本振信号发生模块、下变频模块和BPSK解调模块，主控模块与QPSK调制模块、BPSK解调模块、本振信号发生模块连接，本振信号发生模块与上变频模块、下变频模块、QPSK调制模块、BPSK解调模块连接，QPSK制模块输出端与上变频模块连接，下变频模块与BPSK模块连接。具体地，本实施例中的待定位目标具体为FOD探测车，当然，也可将本发明技术方案适用至其他应用场景，对其他目标进行定位。主控模块产生伪随机码信号并传输至QPSK调制模块，QPSK调制模块配合本振信号产生模块产生的调制本振信号对该伪随机码信号进行调制处理得到中频信号，该中频信号经上变频模块、本振信号产生模块产生的发射本振信号进行上变频处理得到射频探测信号并到达反射器，反射器对该射频探测信号进行倍频处理并发射，倍频处理后的QPSK信号变成了双边带频谱信号，雷达测距单元的下变频模块接收该经过反射器发射的射频探测信号(双边带频谱信号)，下变频模块配合本振信号产生模块对该射频探测信号进行下变频处理得到中频信号，通过BPSK解调模块对该中频信号(双边带频谱信号)进行解调，能够得到相位无模糊的探测信号，保证了定位的精准度，该中频信号经BPSK解调模块进行解调恢复处理得到载波信号并传输至主控模块，主控模块比较解调恢复后的载波信号与调制本振信号的相位差值即可得到飞行时延，飞行时延乘以光速即可得到雷达测距单元与反射器(FOD探测车)的距离，进一步解算多个雷达单元与FOD探测车的距离关系，进而实现对FOD探测器的二维或者三维定位，进一步提高了定位精度，且整个定位过程对气象不敏感、可靠性强，在山地、高温差、潮湿环境中具备独特的优势。

进一步地，雷达测距单元具体为毫米波雷达，在本实施例1中采用3台毫米波雷达实现FOD探测车的三维定位，如图3所示，图中空心点为待定位目标(FOD探测车)，实心点为毫米波雷达，点内数字代表雷达编号，雷达1、雷达2、雷达3到FOD探测车的距离分别为D1、D2、D3。雷达固定安装，雷达位置可预先标定，3台雷达位置可标定于笛卡尔坐标中，雷达1、雷达2、雷达3的位置坐标分别为(x₁,0,0)，(0,y₁,0)，(0,0,z₁)，根据笛卡尔两点距离公式可联立方程求解FOD探测车位置(x,y,z)，这是一个二阶齐次方程组：

可化简为：

其中，

其中，z满足以下一元二次方程：

一元二次求根公式取正解即可，解得z后代入(5)求解y，代入(4)求解x。通过该方法对FOD探测车位置进行解算，雷达测距误差小于1cm，雷达间距10米情况下，系统测距误差小于1cm，测角误差小于3.5*10^-3度；在机场跑道范围内(3.5KM)定位效果相比RTK-GPS的水平精度高一个数量级。

进一步地，雷达设于机械转台上，机械转台能够带动雷达实现360°全方位转动，进而实现全方面的扫描与检测，利于接收经反射器倍频后的探测信号。转台具体包括顺次连接的转动控制器、动力发生装置、传动组件以及台体，转动控制器与动力发生装置连接，控制动力发生装置的启停等工作状态；动力发生装置经传动组件与台体连接，台体上设有雷达，以此通过动力发生装置带动台体转动，进而实现雷达的转动。如专利公告号为CN206311975U、名称为“一种雷达转台装置的实用新型专利中的机座(转台+转台控制机构)。

进一步地，主控模块为FPGA、单片机中的任意一种。本实施例中采用FPGA作为主控模块，计算能力强且成本低。

进一步地，FPGA包括伪随机码产生子模块、码元延迟比较子模块和载波同步时差计算子模块，其中，伪随机码产生子模块用于产生伪随机码信号(基带信号)，码元延迟比较子模块用于比较伪随机码信号与BPSK解调后的基带信号进而获取码元延迟比较时差，载波同步时差计算子模块用于计算载波同步时差，即调制本振信号与BPSK模块解调后得到的载波信号的相位差，雷达测距单元与反射器(FOD探测车)的距离＝光速×(码元延迟比较时差+载波同步时差)。更为具体地，载波同步子模块与本振信号发生模块连接，以将本振信号发生模块产生的调制本振信号初相置零，保证计算精准度；同时，载波同步子模块与BPSK解调模块连接，以获取解调后载波信号幅度值Vo以及I、Q两路信号的幅度值VI，VQ，再根据Vo、VI、VQ计算载波同步时差，载波同步时差＝载波周期×(θn/360)；码元延迟比较子模块与伪随机码产生子模块输出端、BPSK解调模块输出端连接，进而比较伪随机码与解调后的基带信号携带的码流的延迟时间(码元延迟比较时差)，延迟时间Tdelay＝时钟周期×上升沿相差时钟数；码元延迟比较子模块输出端、载波同步子模块输出端与结果计算子模块连接，以将码元延迟比较时差信息、载波同步时差传输至结果计算子模块，结果计算子模块进而根据码元延迟比较时差、载波同步时差计算雷达测距单元与FOD探测车之间的实时距离。

具体地，伪随机码产生子模块产生伪随机码信号具体包括以下步骤：

S01：产生一个1Bit波形(命名为T)，脉宽25％，周期＝(最大作用距离/光速)×2；

S02：确定波形N位正交编码集，N范围取8～64之间，如{01101000，100110111}，采用该码集对上述波形T进行编码得到伪随机码信号。

具体地，码元延迟比较子模块具体为码元延迟计数器，其通过比较伪随机码信号与BPSK解调后的基带信号获取码元延迟比较时差具体包括以下步骤：

S11：接收BPSK解调模块解调后的基带信号并缓存，按Bit入队列，队列长度N；

S12：缓存队列乘以正交编码集，根据判断准则判断乘法结果，判断准则具体为：若乘法结果全0则R＝0，乘法结果全1则R＝1，其余情况下输出无效；每次入列，均进行上述判断，计算结果为一个1Bit波形(命名为R)；

S13：通过周期计数法比较T，R之间的上升沿时间差，即可得到延迟时间，即延迟时间Tdelay＝时钟周期×上升沿相差时钟数。

具体地，载波同步时差计算子模块计算载波同步时差，即调制本振信号与BPSK模块解调后得到的载波信号的相位差具体步骤如下：

S21：载波同步时差计算子模块通过数据线如SPI0将本振信号产生模块产生的本振信号(调制本振信号)的初始相位归零，并等待一定时间待回波稳定；

S22：设定初始搜索范围0～360°，初始步进δ，步进改变本振信号初始相位θn＝n×δ，并在每次步进完成后做如下计算；

(a)通过数据总线读取Costas环路(BPSK解调模块)输出三个数字量：Vo，VI，VQ；

(b)对Vo，VI，VQ做快速傅里叶变换，提取第一点FFT幅度值(FFT的DC分量)，分别命名为：Vo_FFT0，VI_FFT0，VQ_FFT0；

(c)按下式判定结果有效性：

(VI_FFT0+VQ_FFT0)–(VI_FFT0-VQ_FFT0)＝0，不满足则丢弃，满足则缓存；

S23：缓存排序，找出缓存中Vo_FFT0最小值对应的θn；

S24：以θn为中心，搜索范围±δ，以更小步进重复第三步，第四步，直到达到Vo_FFT0不再减小为止，输出Vo_FFT最小值对应的θn(载波同步时差)。

本发明载波同步时差计算子模块能够实现精确测距，即雷达发射端的射频探测信号经过空间时延后，在接收端进行载波恢复，载波信号与当前调制本振信号的相位变化表明了飞行时延t，即得到距离。若载波同步无模糊(0～360°)，相位比较也无模糊(0～360°)，则系统测距精度取决于相位同步精度+相位比对精度，最大误差不超过空气中半波长，同时模糊距离为空气中半波长。为了抗地杂波，反射器倍频发射，由于倍频，雷达接收端解析频率在倍频后频点；此时往返程电磁波频率不同但时延不变，模糊距离为倍频后频率的空气中半波长(边界条件是载波同步无模糊(0～360°)，相位比较无模糊(0～360°)，倍频前频率相位由倍频器翻倍，等效于倍频后频率走完全相同的距离；发射器倍频回传后，调制由QPSK变为BPSK，同时多出来一个载波分量，载波同步必须按BPSK解调才能获得伪随机码，同时利用载波分量实现360°无模糊Costas环路。

进一步地，本振信号发生模块包括第一本振信号发生模块和第二本振信号发生模块，第一本振信号发生模块包括第一本振信号发生子模块和第二本振信号发生子模块，或第一本振信号发生模块包括第一本振信号发生子模块、第二本振信号发生子模块、第三本振信号发生子模块和第四本振信号发生子模块。具体地，本振信号发生模块为晶体振荡器、锁相环电路或DDS频率合成器，本实施例中，具体采用DDS频率合成器。其中，当第一本振信号发生模块包括第一本振信号发生子模块和第二本振信号发生子模块时，第一本振信号发生子模块、第二本振信号发生子模块分别用于产生上变频模块、下变频模块的1GHz一本振信号和3.95GHz二本振信号；当第一本振信号发生模块包括第一本振信号发生子模块、第二本振信号发生子模块、第三本振信号发生子模块和第四本振信号发生子模块时，第一本振信号发生子模块、第二本振信号发生子模块、第三本振信号发生子模块、第四本振信号发生子模块分别用于产生上变频模块的1GHz一本振信号、上变频模块的3.95GHz二本振信号、下变频模块的1GHz一本振信号以及下变频模块的7.9GHz二本振信号。第二本振信号发生模块用于产生QPSK调制模块的100MHz调制本振信号。

进一步地，如图4所示，QPSK调制模块包括顺次连接的电压比较器、正交调制器，电压比较器与主控模块输出端连接，本振信号发生模块与正交调制器输入端连接，正交调制器输出端与上变频模块连接。更为具体地，晶振经DDS频率合成器、带通滤波器与正交调制器连接，为正交调制器提供无杂波的调制本振信号。本实施例中，具体采用的是电压比较器TLV3501，以将主控模块产生的LVTTL信号(伪随机码)转换为±1V的双极性归零信号(即没有直流分量)，并输入正交调制器，以保证正交调制器的正常工作(正交调制器的工作要求为双极性归零信号输入)。正交调制器具体为正交调制器LT5598，用于根据调制本振信号、50Kbps伪随机码产生的初相已知的QPSK中频信号。

进一步地，如图5所示，上变频模块包括顺利连接的第一混频器、第一滤波器、第二混频器、第二滤波器和第一放大器，第一本振信号发生子模块输出端与第一混频器连接，第二本振信号发生子模块输出端与第二混频器连接。其中，第一滤波器、第二滤波器均为带通滤波器(BPF)，100MHz中频信号、1GHz一本振信号经第一混频器(Mixer)进行混频处理得到0.9GHz二中频信号，二中频信号经第一滤波器进行滤波处理并取上边带，实现第一次上变频；0.9GHz二中频信号与3.95GHz二本振信号经第二混频器进行混频处理，再经第二滤波器进行滤波处理取上边带、第一放大器(AMP)进行放大，得到4.85GHz的射频探测信号，实现了第二次上变频处理，该射频探测信号经雷达的发射天线进行发射，由发射器进行接收。在本发明上变频模块中，通过两次上变频处理，能够抑制镜像频率，避免镜像频率影响测距精度。本发明射频探测信号的频段为4.7～5GHz，以满足高增益天线带宽与功放带宽需求。需要说明的是，本发明上变频本振(二本振信号)可以与中频解调/调制的本振无相参关系，因为上变频本振相位对载波相位恢复没有影响，载波相位回复质量仅取决于调制本振信号。

进一步地，反射器中的发射天线和接收天线为全向天线，利于全方位接收雷达发射的射频探测信号。作为一选项，本发明反射器默认不工作，通过雷达主机2.4G通信模块远程唤醒，以保证多个反射器情况下，任意时刻只有1个反射器工作，避免多值情况发生，可靠性强。

进一步地，如图6所示，反射器包括倍频回传模块，反射器接收到雷达发射的射频探测信号后，将该信号倍频放大后由其发射天线发出。具体地，倍频回传模块包括顺次连接的第四滤波器、第三放大器(LNA)、第三倍频器、第四放大器和第五滤波器。其中，第四滤波器为带通滤波器，第五滤波器为低通滤波器。发射器经接收到的射频探测信号经放大、倍频、滤波处理后得到9.7GHz的射频信号，并通过其发射天线发射，实现射频探测信号的倍频回转，且倍频后的射频信号变成了双边带频谱，雷达接收端为准确解析该双边带频谱信号，得到相位无模糊的探测信号，且需采用BPSK解调模块对反射器倍频后的双边带频谱进行解调处理。本发明中反射器采用倍频回传的方式，使反射器接收信号与发射信号频率不同，实现了反射器天线的收发隔离，且由于收发频率不同，雷达可将反射器回传信号与其他地物反射信号区分开，极大提高地形适应能力，进一步保证了定位的精准性。

进一步地，如图7所示，下变频模块包括顺次连接的第二放大器、第三混频器、第三滤波器和第四混频器，第一本振信号发生子模块经第一倍频器与第三混频器连接，第二本振信号发生子模块经第二倍频器与第四混频器连接，第一本振信号发生子模块产生1GHz一本振信号，经第一倍频器倍频处理后得到2GHz一本振信号；第二本振信号发生子模块产生3.95GHz一本振信号，经第二倍频器倍频处理后得到7.9GHz二本振信号。其中，第三滤波器为带通滤波器，9.7GHz射频信号经第二放大器放大处理后与7.9GHz二本振信号经第三混频器进行混频处理，得到1.8GHz射频信号，实现了第一次下变频；1.8GHz射频信号经第三滤波器滤波处理后输入第四混频器，2G二本振信号、1.8GHz射频信号经第四混频器进行混频处理得到200MHz中频信号，并将该中频信号传输至BPSK解调模块进行信号的解调处理。

作为一选项，本发明将第一本振信号发生子模块与第一倍频器整体替换为第三本振信号发生子模块，即第三本振信号发生子模块输出端与第三混频器连接，第三本振信号发生子模块直接产生7.9GHz的二本振信号；将第二本振信号发生子模块与第二倍频器整体替换为第四混频器，第四本振信号发生子模块输出端与第四混频器连接，第四本振信号发生子模块直接产生2GHz的一本振信号，以此实现射频信号的下变频处理。

进一步地，如图8所示，BPSK解调模块包括IQ混频器、功分器、模数转换器和加法器，IQ混频器的两个输出端均与功分器连接，两个功分器其中一路输出端均与模数转换器连接，两个功分器另一路输出端均与加法器连接，模数转换器、加法器与主控模块连接，且主控模块输出端经第二本振信号发生模块与IQ混频器连接。通过两个功分器将IQ混频器输出的I路、Q路信号分为两路信号，以将I路、Q路信号分别输入至模数转换器、加法器，且模数转换器与FPGA(载波同步时差计算子模块)连接，以使载波同步时差计算子模对VI、VQ值进行采样，同时，加法器输出端与FPGA连接，将解调后载波信号幅度值Vo输入FPGA(载波同步时差计算子模块)。本发明BPSK解调模块具体为Costas环路，配合FPGA的具体数据处理过程包括以下步骤：

S31：FPGA下发DDS相位控制，等待一段时间直到环路完全稳定；

S32：FPGA从ADC(模数转换器)采数(同步采样)，采样率10MHz，采样点数N依据灵敏度指标设定，不少于1024点；

S32：对数据求N点快速傅里叶变换(FFT)；

S32：取I、Q两路FFT结果直流分量(第0个点)分别寄存于I路寄存器，Q路寄存器；

S32：对I路，Q路寄存器做乘法、加法、减法，分别得到VI*VQ，VI+VQ，VI-VQ的计算结果，并判断该计算结果的有效性，并在判断结果具有有效时，FPGA输出载波信号与调制本振信号的相位差。更为具体地，计算结果有效性判断规见下表：

表1真值判断表

更为具体地，通过FPGA控制DDS芯片AD9910，且costas环路采用加法器对IQ混频器输出的I路、Q路信号进行解调处理，能够消除现有costas环路中存在的90°相位模糊，这是因为现有costas环路采用乘法器进行解调处理，即其以sin2θ作为DDS控制，又sin2θ＝sin2(θ+90°)，所以每隔90°有模糊，本发明Vout输出值在0度，消除了输出值在90度时存在的多值性(sin2θ函数特性)。本发明通过计算VI+VQ和VI-VQ值辅助判断，0°～45°时，VI+VQ＝VI+VQ；45°～90°时，VI+VQ＝—(VI+VQ)，VI与VQ值可通过ADC采样滤波获得，通过一段时间的VI，VQ的采样值做加减法，可以有效解决sin(2θ)的多值问题，确定θ的象限，进而得到360°范围内无模糊的相位差。本发明costas消除了经典Costas环路的周期模糊问题，可对接收信号进行360°无模糊同步，无模糊同步是精测距的关键点，由于本发明的Costas环路没有模糊，对码元延迟比较时差粗测距的精度要求较低，对于波长1.5m的200MHz的中频信号，本发明Costas环路的相位误差为1°，则距离误差约为2mm，测距误差与信噪比相关，本系统的最大测距误差不超过5mm，定位精度高。需要说明的是，图8中，IQ混频器输入端X(t)cos(wt)为倍频后的调制波分量，X(t)为被调制信号，无直流分量；Acos(wt)为倍频后载波分量，A为归一化幅度。

进一步地，主控模块经本振信号发生模块、第四倍频器与IQ混频器连接，通过第四倍频器对本振信号进行倍频处理，利于接收反射器倍频回传的探测信号。

进一步地，IQ混频器两路输出端分别经第六滤波器、第七滤波器与功分器连接，第六滤波器、第七滤波器具体为低通滤波器(LPF)，用于进一步滤除杂波信号，保证定位的精准度。

本发明整个系统架构简单，成本不高，支持无限多目标，且还能应用于桥梁工程等需要高精度定位的场合；相比现有的光学定位方案，包括激光/视觉等方案，有效距离远，受天气影响小；相比现有的无线电定位方案(主要对比GNSS)，抗干扰强，精度高一个量级；更进一步地，本发明还支持跳频通信，通信周期短，极难被干扰。

以上具体实施方式是对本发明的详细说明，不能认定本发明的具体实施方式只局限于这些说明，对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演和替代，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (4)

1.基于二次雷达的高精度定位系统，其特征在于：所述系统包括：

多个雷达测距单元，用于发射探测信号并接收反射器反射的探测信号；

设于待定位目标上的反射器，用于接收雷达测距单元发射的探测信号，将所述探测信号进行倍频处理后发射至雷达测距单元；

雷达测距单元包括主控模块、QPSK调制模块、上变频模块、本振信号发生模块、下变频模块和BPSK解调模块，主控模块与QPSK调制模块、BPSK解调模块、本振信号发生模块连接，本振信号发生模块与上变频模块、下变频模块、QPSK调制模块、BPSK解调模块连接，QPSK制模块输出端与上变频模块连接，下变频模块与BPSK模块连接；

所述主控模块包括伪随机码产生子模块、码元延迟比较子模块、载波同步时差计算子模块和结果计算子模块，码元延迟比较子模块与伪随机码产生子模块输出端、BPSK解调模块输出端连接，码元延迟比较子模块输出端、载波同步子模块输出端与结果计算子模块连接，载波同步子模块与本振信号发生模块、BPSK解调模块连接；

所述定位系统在进行定位时的定位方法包括：

伪随机码产生子模块产生伪随机码信号；

码元延迟比较子模块比较伪随机码信号与BPSK解调模块解调后的基带信号进而获取码元延迟比较时差；

载波同步时差计算子模块计算载波同步时差，进而获取雷达测距单元与反射器的距离；所述雷达测距单元与反射器的距离的具体计算方式为：

雷达测距单元与反射器的距离＝光速×(码元延迟比较时差+载波同步时差)。

2.根据权利要求1所述定位方法，其特征在于：所述伪随机码产生子模块产生伪随机码信号具体包括以下步骤：

产生一个1Bit波形T，脉宽25％，时钟周期＝(最大作用距离/光速)×2；

确定波形N位正交编码集，N范围取8～64之间，采用所述正交编码集对波形T进行编码得到伪随机码信号。

3.根据权利要求2所述定位方法，其特征在于：所述码元延迟比较子模块比较伪随机码信号与BPSK解调模块解调后的基带信号进而获取码元延迟比较时差具体包括：

接收BPSK解调模块解调后的基带信号并缓存，按Bit入队列，队列长度N；

缓存队列乘以正交编码集，根据判断准则判断乘法结果，判断准则具体为：若乘法结果全0则R＝0，乘法结果全1则R＝1，其余情况下输出无效；每次入列，均进行上述判断，计算结果为一个1Bit波形R；

通过周期计数法比较波形T、波形R之间的上升沿时间差时钟数，得到延迟时间；所述延迟时间的计算方式为：

延迟时间delay＝时钟周期×上升沿相差时钟数。

4.根据权利要求1所述定位方法，其特征在于：所述载波同步时差计算子模块计算载波同步时差具体包括：

S1：载波同步时差计算子模块通过数据线将本振信号产生模块产生的本振信号的初始相位归零，并等待一定时间待回波稳定；

S2：设定初始搜索范围0～360°，初始步进δ，步进改变本振信号初始相位θn＝n×δ，并在每次步进完成进行步骤S21-S23计算：

S21：通过数据总线读取BPSK解调模块输出三个数字量：解调后载波信号幅度值Vo，BPSK解调模块中I路信号的幅度值VI，BPSK解调模块中Q路信号的幅度值VQ；

S22：对Vo，VI，VQ做快速傅里叶变换，提取第一点FFT幅度值，分别命名为：Vo_FFT0，VI_FFT0，VQ_FFT0；

S23：按下式判定结果有效性：

(VI_FFT0+VQ_FFT0)–(VI_FFT0-VQ_FFT0)＝0，不满足则丢弃，满足则缓存；

S3：缓存排序，找出缓存中Vo_FFT0最小值对应的θn；

S4：以θn为中心，搜索范围±δ，以更小步进重复步骤S3、S4，直至Vo_FFT0不再减小为止，输出Vo_FFT最小值对应的载波同步时差。

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