CN113452089B - 基于双曲正切函数下垂的新能源变流器控制方法 - Google Patents

基于双曲正切函数下垂的新能源变流器控制方法 Download PDF

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CN113452089B CN202110629161.7A CN202110629161A CN113452089B CN 113452089 B CN113452089 B CN 113452089B CN 202110629161 A CN202110629161 A CN 202110629161A CN 113452089 B CN113452089 B CN 113452089B
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Abstract

本发明公开了一种基于双曲正弦函数下垂的新能源变流器控制方法，属于新能源发电变流器控制领域。该控制方法首先计算得到变流器输出有功和无功功率平均值，然后对有功功率进行双曲正弦函数下垂控制，得到输出电压的角频率指令；对无功功率进行线性下垂控制，得到输出电压的幅值指令。最后进行dq坐标系下的输出电压和电感电流双闭环控制。本发明使新能源变流器无需自适应调节下垂系数，即可在下垂控制并网和并联运行时具有较快的有功响应速度，从而缩短了有功调节时间，加速了变流器达到稳态。

Description

基于双曲正切函数下垂的新能源变流器控制方法
技术领域
本发明属于电力控制领域，具体涉及一种基于双曲正切函数下垂的新能源变流器控制方法。
背景技术
发展光伏和风电等新能源发电技术，是改善能源结构、保障能源安全、推进生态文明建设的重要途径。新能源变流器作为新能源并网的电力电子接口，采用基于有功功率-频率、无功功率-电压幅值的下垂控制模拟同步发电机的电压和频率一次调节特性，可在电网故障时主动提供电压和频率支撑，相较于传统电流控制型新能源变流器，在高比例新能源并网发电和高比例电力电子化电力系统中具有更高的并网友好性和系统稳定性。此外，下垂控制还可应用于孤岛运行的微电网系统中，实现分布式电源的有效利用，并为用户提供可靠的电能。
然而，电网中电压谐波和非线性负载的影响，以及下垂控制功率环自身特性，使得采用下垂控制的新能源变流器在并网和并联运行时，其输出有功存在响应和跟随速度慢、动态超调大甚至振荡失稳等问题。因此，如何提高基于下垂控制的新能源变流器输出有功的响应速度、减小其动态过程中的有功振荡和超调，是实现新能源变流器并网和并联模式下稳定可靠运行急需解决的问题。
目前，关于新能源变流器的改进下垂控制方案，已有多篇学术论文进行分析报道，例如：
1、题为“基于改进下垂控制的多逆变器功率分配控制”，《电气传动》，2020年第50卷第12期83-87页文章在传统下垂控制一次调频和调压基础上，通过逆变器实际输出功率与预期功率差值的积分以调整下垂系数大小，从而实现频率和电压偏差的自愈；题为“自适应调节下垂系数的微电网控制策略”，《电力系统自动化》，2013年第37卷第07期06-11页文章提出一种根据微网逆变器输出功率自适应调节下垂系数的控制策略，实现逆变器在孤岛运行时频率无静差、电压偏差减小，在并网运行时输出功率恒定的控制目标。
2、题为“基于双馈风电机组的变下垂系数控制策略”，《电力系统自动化》，2015年第39卷第11期126-132页文章针对采用传统固定下垂系数控制的风机变流器无法根据风速变化自适应调整风电机组的实时可用容量问题，提出根据实时风速整定下垂系数以充分利用风电机组可用容量的控制策略。
3、题为“微电网逆变器自适应下垂控制策略”，《电网技术》，2014年第38卷第9期2386-2391页文章将分布式电源逆变器输出功率传送到中央控制器，根据中央控制器计算的功率指令自动调节下垂系数，以消除线路阻抗和本地负荷对功率均分的影响，实现复杂结构微电网中分布式电源的精确功率均分。
然而，上述改进下垂控制方案存在以下问题：
1)上述改进下垂系数控制方案主要针对减小微电网频率和电压的稳态偏差或微网中并联逆变器的功率均分问题，提出基于下垂系数自适应调节的改进下垂控制方案，并未从提高变流器输出有功响应速度和动态特性的角度对下垂控制进行优化；
2)上述文献重点对采用改进下垂控制的逆变器并网和并联系统的频率和功率的稳态特性进行分析，并未关注改进下垂控制策略对系统动态特性的影响。
发明内容
本发明目的是针对基于下垂控制的新能源变流器在并网运行时的有功动态跟随特性、在并联运行时的有功均分动态特性问题，提供一种基于双曲正切函数下垂的新能源变流器控制方法，可加快变流器并网和并联运行时的有功动态响应速度、减小动态过程中的功率振荡，提高系统的运行稳定性。
为实现上述目的，本发明提供了一种基于双曲正切函数下垂的新能源变流器控制方法，包括以下步骤：
步骤1、设系统中变流器台数为N，N台变流器容量相同且输出并联在一起共同接入电网，将其中任意一台变流器标记为变流器#i，即i∈[1，N]，N≥2；
步骤2、采样变流器#i的三相输出相电压Uoai，Uobi，Voci和变流器#i的变流器侧电感电流IL1ai，IL1bi，IL1ci；
步骤3、根据步骤2中得到的变流器#i的三相输出相电压Uoai，Uobi，Uoci、变流器#i的变流器侧电流IL1ai，IL1bi，IL1ci，计算得出变流器#i输出有功功率Poi和变流器#i输出无功功率Qoi，并分别经过低通滤波器滤除高频谐波，得到变流器#i输出平均有功功率
Figure GDA0003626995660000031
和变流器#i输出平均无功功率
Figure GDA0003626995660000032
变流器#i输出平均有功功率
Figure GDA0003626995660000033
和变流器#i输出平均无功功率
Figure GDA0003626995660000034
的计算公式分别为：
Figure GDA0003626995660000035
Figure GDA0003626995660000036
其中GLF(s)为低通滤波器的传递函数，s为拉普拉斯算子；
步骤4、设有功功率的指令为Prefi，将有功功率的指令Prefi与步骤3中得到的变流器#i输出平均有功功率
Figure GDA00036269956600000310
作差后得到功率偏差ΔPoi，再经过有功外环控制得到变流器#i角频率指令ωrefi，变流器#i角频率指令ωrefi经积分运算得到变流器#i的相角指令θrefi；所述积分运算的计算公式为：
Figure GDA0003626995660000037
式中，ω0为变流器#i输出电压的额定角频率，ωΔ为变流器#i输出额定容量有功功率时其角频率允许的稳态偏差，tanh为双曲正切函数，λ为变流器#i的有功功率调整系数，π为圆周率，PNi为变流器#i的额定功率；
步骤5、根据步骤3中得到的变流器#i输出平均无功功率
Figure GDA0003626995660000038
经过无功外环控制算法得到变流器#i的d轴电压闭环指令Udrefi，其计算式为：
Figure GDA0003626995660000039
其中，U0为变流器#i额定输出相电压幅值，ni为变流器#i的无功功率下垂系数；
步骤6、根据步骤2中得到的变流器#i的三相输出相电压Uoai，Uobi，Uoci、变流器#i的变流器侧电流IL1ai，IL1bi，IL1ci和步骤4得出的变流器#i的相角指令θrefi，经同步旋转坐标变换后分别得到变流器#i的输出相电压dq轴分量Uodi，Uoqi和变流器#i的变流器侧电感电流dq轴分量IL1di，IL1qi，其中d轴为有功轴，q轴为无功轴；
Figure GDA0003626995660000041
Figure GDA0003626995660000042
步骤7、设变流器#i q轴的电压闭环指令Uqrefi＝0，将该变流器#i的q轴电压闭环指令Uqrefi与步骤6中得到的变流器#i的输出相电压q轴分量Uoqi，经过q轴电压闭环控制，得到变流器#i q轴变流器侧电感电流闭环指令IL1qrefi；将步骤5中得到的变流器#i的d轴电压闭环指令Udrefi与步骤6中得到的变流#i的输出相电压d轴分量Uodi，经过d轴电压闭环控制，得到变流器#i的d轴变流器侧电感电流闭环指令IL1drefi；
d轴电压闭环控制方程和q轴电压闭环控制方程分别为：
IL1drefi＝(Udrefi-Uodi)GV(s)
IL1qrefi＝(Uqrefi-Uoqi)GV(s)
其中，GV(s)为输出相电压闭环比例积分调节器，其表达式为：
GV(s)＝kpv+kiv/s
kpv为输出相电压闭环比例调节器系数，kiv为输出相电压闭环积分调节器系数；
步骤8，将步骤7中得到的变流器#i的d轴变流器侧电感电流闭环指令IL1drefi与步骤6中得到的变流器#i的d轴变流器侧电感电流分量IL1di，经过d轴变流器侧电感电流闭环控制得到变流器#i的d轴输出信号Uidi；将步骤7中得到的变流器#i的q轴变流器侧电感电流闭环指令IL1qrefi与步骤6中得到的变流器#i的q轴变流器侧电感电流分量IL1qi，经过q轴变流器侧电感电流闭环控制得到q轴输出信号Uiqi；
d轴变流器侧电感电流闭环控制方程和q轴变流器侧电感电流闭环控制方程分别为：
Uidi＝(IL1drefi-IL1di)GI(s)
Uiqi＝(IL1qrefi-IL1qi)GI(s)
其中，GI(s)为变流器侧电感电流闭环比例积分调节器，其表达式为：
GI(s)＝kpi+kii/s
kpi为变流器侧电感电流闭环比例调节器系数，kii为变流器侧电感电流闭环积分调节器系数；
步骤9、将变流器#i的d轴电压闭环指令Udrefi和变流器#i的q轴电压闭环指令Uqrefi作为电压指令前馈，分别加上变流器#i的d轴输出信号Uidi和变流器#i的q轴输出信号Uiqi，得到dq坐标系下的调制波Umdi，Umqi；
Umdi＝Uidi+Udrefi
Umqi＝Uiqi+Uqrefi
步骤10、将步骤9中得到的dq坐标系下的调制波Umdi，Umqi和步骤4得出的变流器#i的相角指令θrefi，变换得到abc静止坐标系下的调制波Umai，Umbi，Umci，经调制后作为IGBT/MOSFET组成的三相桥式功率电路的驱动信号；
Figure GDA0003626995660000051
优选地，权利要求1步骤4所述的有功外环控制采用双曲正切函数下垂控制算法，具体实现方式包括以下两种：
(1)通过双曲正切函数实现，其表达式为：
Figure GDA0003626995660000061
式中，e为自然对数的底数；
(2)通过泰勒级数展开形式实现，其表达式为：
Figure GDA0003626995660000062
本发明公开的基于双曲正切函数下垂的新能源变流器控制方法，与现有的改进下垂控制方案相比，其有益效果体现在：
1、本控制方法中无需自适应调节下垂系数，避免了变流器在自适应调节分段函数阈值附近来回抖动造成的系统鲁棒性较差问题；
2、本控制方法中新能源变流器在并网运行时可加快有功指令响应速度，减小有功超调，提高输出有功动态特性；在并联运行时可缩短有功振荡时间，加快有功功率进入稳态。
附图说明
图1为本发明实施例中新能源变流器并网和并联系统结构图。
图2为本发明实施例中新能源变流器的控制结构框图。
图3为本发明实施例中有功双曲正切函数下垂和无功线性下垂控制结构框图。
图4为分别基于有功线性下垂和本发明实施例有功双曲正切函数下垂的新能源变流器并网运行时其输出有功波形。
图5为分别基于有功线性下垂和本发明实施例有功双曲正切函数下垂的新能源变流器并网运行时其输出角频率波形。
图6为采用有功线性下垂的新能源变流器并联运行时其输出有功和角频率波形。
图7为采用本发明实施例有功双曲正切函数下垂的新能源变流器并联运行时其输出有功和角频率波形。
具体实施方式
下面结合附图对本实施例进行具体的描述。
图1为2台容量相同的新能源变流器经联线阻抗并联到电网的公共连接点(PCC点)，公共负载也接于同一母线上。变流器编号为#i＝1，2，联线阻抗分别为ZL1，ZL2。直流侧电压为Udc。变流器桥臂滤波电感为L1i，变流器桥臂滤波电感为L1i，滤波电容为C1i。具体参数如下：直流电压为700V，额定输出线电压为400V/50Hz，变流器侧滤波电感L1i的电感值为1mH，滤波电容C1i的电容值为15.5uF，联线阻抗ZLi＝0.001+j0.1Ω，额定容量为20KVA。另外，在图1中，将变流器#i的变流器侧电感电流IL1ai，IL1bi，IL1ci写成IL1δi、变流器#i的三相输出相电压Uoai，UobiUoci写成为Uoδi，δ为相序，δ＝a，b，c，i＝1，2。
图2为本发明实施例中变流器控制结构框图，图3中为本发明实施例有功双曲正切函数下垂和无功线性下垂控制结构框图。由该图可见，本发明基于双曲正切函数下垂的新能源变流器控制方法的步骤如下：
步骤1、设系统中变流器台数为N，N台变流器容量相同且输出并联在一起共同接入电网，将其中任意一台变流器标记为变流器#i，即i∈[1，N]，N≥2。
在本实施例中，N＝2，变流器编号#i分别为#1和#2。
步骤2、采样变流器#i的三相输出相电压Uoai，Uobi，Uoci和变流器#i的变流器侧电感电流IL1ai，L1bi，L1ci。
步骤3、根据步骤2中得到的变流器#i的三相输出相电压Uoai，Uobi，Uoci、变流器#i的变流器侧电流IL1ai，IL1bi，IL1ci，计算得出变流器#i输出有功功率Poi和变流器#i输出无功功率Qoi，并分别经过低通滤波器滤除高频谐波，得到变流器#i输出平均有功功率
Figure GDA0003626995660000071
和变流器#i输出平均无功功率
Figure GDA0003626995660000072
变流器#i输出平均有功功率
Figure GDA0003626995660000073
和变流器#i输出平均无功功率
Figure GDA0003626995660000074
的计算公式分别为：
Figure GDA0003626995660000075
Figure GDA0003626995660000076
其中GLF(s)为低通滤波器的传递函数，s为拉普拉斯算子。
本实施例中，低通滤波器采用一阶低通滤波，其截止频率为5Hz，因此低通滤波器传递函数为：
Figure GDA0003626995660000081
步骤4、设有功功率的指令为Prefi，将有功功率的指令Prefi与步骤3中得到的变流器#i输出平均有功功率
Figure GDA0003626995660000082
作差后得到功率偏差ΔPoi，再经过有功外环控制得到变流器#i角频率指令ωrefi，变流器#i角频率指令ωrefi经积分运算得到变流器#i的相角指令θrefi。
所述有功外环控制采用为双曲正切函数下垂控制算法，具体实现方式包括以下两种：
(1)通过双曲正切函数实现，其表达式为：
Figure GDA0003626995660000083
(2)通过泰勒级数展开形式实现，其表达式为：
Figure GDA0003626995660000084
所述积分运算的计算公式为：
Figure GDA0003626995660000085
式中，ω0为变流器#i输出电压的额定角频率，ωΔ为变流器#i输出额定容量有功功率时其角频率允许的稳态偏差，tanh为双曲正切函数，e为自然对数的底数，λ为变流器#i的有功功率调整系数，π为圆周率，PNi为变流器#i的额定功率。
本实施例中，ω0＝50×2πrad/s，PNi＝20kW，ωΔ按照当变流器输出有功为额定容量时，其频率的最大允许偏差为1％进行设定，因此ωΔ＝1％ω0/PNi＝1.57e-4rad/W。λ为变流器#i的有功功率调整系数，其值越大，下垂曲线的初始斜率越大。在本实施例中，λ＝10。
步骤5、根据步骤3中得到的变流器#i输出平均无功功率
Figure GDA0003626995660000086
经过无功外环控制算法得到变流器#i的d轴电压闭环指令Udrefi，其计算式为：
Figure GDA0003626995660000091
其中，U0为变流器#i额定输出相电压幅值，ni为变流器#i的无功功率下垂系数。
在本实施例中，U0＝230V，ni设置为当变流器输出无功为额定容量时，其电压幅值最大允许偏差为5％。因此，ni＝5％U0/PNi＝5.75e-4V/Var。
步骤6、根据步骤2中得到的变流器#i的三相输出相电压Uoai，Uobi，Uoci、变流器#i的变流器侧电流IL1ai，IL1bi，IL1ci和步骤4得出的变流器#i的相角指令θrefi，经同步旋转坐标变换后分别得到变流器#i的输出相电压dq轴分量Uodi，Uoqi和变流器#i的变流器侧电感电流dq轴分量IL1di，IL1qi，其中d轴为有功轴，q轴为无功轴。
Figure GDA0003626995660000092
Figure GDA0003626995660000093
步骤7、设变流器#iq轴的电压闭环指令Uqrefi＝0，将该变流器#i的q轴电压闭环指令Uqrefi与步骤6中得到的变流器#i的输出相电压q轴分量Uoqi，经过q轴电压闭环控制，得到变流器#i q轴变流器侧电感电流闭环指令IL1qrefi；将步骤5中得到的变流器#i的d轴电压闭环指令Udref与步骤6中得到的变流#i的输出相电压d轴分量Uodi，经过d轴电压闭环控制，得到变流器#i的d轴变流器侧电感电流闭环指令IL1drefi。
d轴电压闭环控制方程和q轴电压闭环控制方程分别为：
IL1drefi＝(Udrefi-Uodi)GV(s)
IL1qrefi＝(Uqrefi-Uoqi)GV(s)
其中，GV(s)为输出相电压闭环比例积分调节器，其表达式为：
GV(s)＝kpv+kiv/s
kpv为输出相电压闭环比例调节器系数，kiv为输出相电压闭环积分调节器系数。
综合考虑电压闭环控制的电压跟踪稳态和动态特性，在本实施例中kpv＝0.03，kiv＝600。
步骤8，将步骤7中得到的变流器#i的d轴变流器侧电感电流闭环指令IL1drefi与步骤6中得到的变流器#i的d轴变流器侧电感电流分量IL1di，经过d轴变流器侧电感电流闭环控制得到变流器#i的d轴输出信号Uidi；将步骤7中得到的变流器#i的q轴变流器侧电感电流闭环指令IL1qrefi与步骤6中得到的变流器#i的q轴变流器侧电感电流分量IL1qi，经过q轴变流器侧电感电流闭环控制得到q轴输出信号Uiqi。
d轴变流器侧电感电流闭环控制方程和q轴变流器侧电感电流闭环控制方程分别为：
Uidi＝(IL1drefi-IL1di)GI(s)
Uiqi＝(IL1qrefi-IL1qi)GI(s)
其中，GI(s)为变流器侧电感电流闭环比例积分调节器，其表达式为：
GI(s)＝kpi+kii/s
kpi为变流器侧电感电流闭环比例调节器系数，kii为变流器侧电感电流闭环积分调节器系数。
电感电流闭环主要是为了提高电压闭环控制的抗扰性，在本实施例中电感电流闭环仅采用比例调节器，kpi＝0.3，kii＝0。
步骤9、将变流器#i的d轴电压闭环指令Udrefi和变流器#i的q轴电压闭环指令Uqrefi作为电压指令前馈，分别加上变流器#i的d轴输出信号Uidi和变流器#i的q轴输出信号Uiqi，得到dq坐标系下的调制波Umdi，Umqi；
Umdi＝Uidi+Udrefi
Umqi＝Uiqi+Uqrefi
步骤10、将步骤9中得到的dq坐标系下的调制波Umdi，Umqi和步骤4得出的变流器#i的相角指令θrefi，变换得到abc静止坐标系下的调制波Umai，Umbi，Umci，经调制后作为IGBT/MOSFET组成的三相桥式功率电路的驱动信号。
Figure GDA0003626995660000111
为了佐证本发明的技术效果，对本发明控制方法进行了仿真。
以下是图1所示三相新能源变流器并网和并联运行时，在分别采用传统线性下垂控制和本专利所提有功双曲正切函数下垂控制情况下，其输出有功功率和电压角频率波形。
变流器功率外环采用下垂控制算法，0s时变流器#1并网运行，有功指令Pref1＝0.5kW，1s时有功指令阶跃为20kW，2s时有功指令恢复到0.5kW。
图4为分别采用有功线性下垂和有功双曲正切函数下垂控制的变流器#1并网运行时，其输出有功波形。0s时变流器开始并网运行，有功功率的指令Prefi＝0.5kW。1s时Prefi阶跃为20kW，采用线性下垂和双曲正切函数下垂的变流器在经过有功动态调节后均到达新的稳态，且稳态下输出有功功率与有功功率的指令相等，但采用双曲正切函数下垂的变流器输出有功功率在约1.25s即达到稳态，而基于线性下垂的变流器输出有功功率在约1.55s达到稳态。2s时Pref1恢复至0.5kW，基于线性下垂的变流器输出有功功率约2.58s恢复到0.5kW，基于双曲正切函数下垂的变流器输出有功功率约2.3s即达到新的稳态。因此可以看出，基于双曲正切函数下垂的变流器在并网运行时，其输出有功功率具有更快的响应速度和更短的调节时间。
图5为分别采用有功线性下垂和有功双曲正切函数下垂控制的变流器并网运行时，其角频率指令ωrefi波形。可以看出，角频率指令的动态调节过程与输出有功功率相对应。由于采用有功双曲正切函数下垂控制的变流器在功率指令阶跃时角频率变化更快，因此其输出有功功率响应也更快。但两种下垂控制的变流器角频率波动范围都在规定范围内。
图6为采用有功线性下垂的新能源变流器#1和变流器#2并联运行时，其输出有功功率和角频率指令波形。0s时变流器#1和变流器#2开始并联运行，PCC点有功负荷为4kW，2s时有功负荷阶跃为24kW。变流器#1和变流器#2在经过0.8s的有功振荡后，约2.8s达到稳态，稳态下两台变流器均分有功负荷。
图7为采用有功双曲正切函数下垂的新能源变流器#1和变流器#2并联运行时，其输出有功功率和角频率指令波形。同样0s时变流器#1和变流器#2开始并联运行，PCC点有功负荷为4kW，2s时有功负荷阶跃为24kW。变流器#1和变流器#2在经过0.2s的有功振荡后，约2.2s即可达到稳态，稳态下两台变流器均分有功负荷。因此可以看出，基于双曲正切函数下垂的变流器在并联运行时，其输出有功功率也具有更快的响应速度和更短的调节时间。

Claims (2)

1.一种基于双曲正切函数下垂的新能源变流器控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、设系统中变流器台数为N，N台变流器容量相同且输出并联在一起共同接入电网，将其中任意一台变流器标记为变流器#i，即i∈[1，N]，N≥2；
步骤2、采样变流器#i的三相输出相电压Uoai，UobiUoci和变流器#i的变流器侧电感电流IL1ai，IL1bi，IL1ci；
步骤3、根据步骤2中得到的变流器#i的三相输出相电压Uoai，Uobi，Uoci、变流器#i的变流器侧电流IL1ai，IL1bi，IL1ci，计算得出变流器#i输出有功功率Poi和变流器#i输出无功功率Qoi，并分别经过低通滤波器滤除高频谐波，得到变流器#i输出平均有功功率
Figure FDA0003626995650000011
和变流器#i输出平均无功功率
Figure FDA0003626995650000012
变流器#i输出平均有功功率
Figure FDA0003626995650000013
和变流器#i输出平均无功功率
Figure FDA0003626995650000014
的计算公式分别为：
Figure FDA0003626995650000015
Figure FDA0003626995650000016
其中GLF(s)为低通滤波器的传递函数，s为拉普拉斯算子；
步骤4、设有功功率的指令为Prefi，将有功功率的指令Prefi与步骤3中得到的变流器#i输出平均有功功率
Figure FDA0003626995650000017
作差后得到功率偏差ΔPoi，再经过有功外环控制得到变流器#i角频率指令ωrefi，变流器#i角频率指令ωrefi经积分运算得到变流器#i的相角指令θrefi；所述积分运算的计算公式为：
Figure FDA0003626995650000018
式中，ω0为变流器#i输出电压的额定角频率，ωΔ为变流器#i输出额定容量有功功率时其角频率允许的稳态偏差，tanh为双曲正切函数，λ为变流器#i的有功功率调整系数，π为圆周率，PNi为变流器#i的额定功率；
步骤5、根据步骤3中得到的变流器#i输出平均无功功率
Figure FDA0003626995650000019
经过无功外环控制算法得到变流器#i的d轴电压闭环指令Udrefi，其计算式为：
Figure FDA00036269956500000110
其中，U0为变流器#i额定输出相电压幅值，ni为变流器#i的无功功率下垂系数；
步骤6、根据步骤2中得到的变流器#i的三相输出相电压Uoai，Uobi，Uoci、变流器#i的变流器侧电流IL1ai，IL1bi，IL1ci和步骤4得出的变流器#i的相角指令θrefi，经同步旋转坐标变换后分别得到变流器#i的输出相电压dq轴分量Uodi，Uoqi和变流器#i的变流器侧电感电流dq轴分量IL1di，IL1qi，其中d轴为有功轴，q轴为无功轴；
Figure FDA0003626995650000021
Figure FDA0003626995650000022
步骤7、设变流器#iq轴的电压闭环指令Uqrefi＝0，将该变流器#i的q轴电压闭环指令Uqrefi与步骤6中得到的变流器#i的输出相电压q轴分量Uoqi，经过q轴电压闭环控制，得到变流器#iq轴变流器侧电感电流闭环指令IL1qrefi；将步骤5中得到的变流器#i的d轴电压闭环指令Udrefi与步骤6中得到的变流#i的输出相电压d轴分量Uodi，经过d轴电压闭环控制，得到变流器#i的d轴变流器侧电感电流闭环指令IL1drefi；
d轴电压闭环控制方程和q轴电压闭环控制方程分别为：
IL1drefi＝(Udrefi-Uodi)GV(s)
IL1qrefi＝(Uqrefi-Uoqi)GV(s)
其中，GV(s)为输出相电压闭环比例积分调节器，其表达式为：
GV(s)＝kpv+kiv/s
kpv为输出相电压闭环比例调节器系数，kiv为输出相电压闭环积分调节器系数；
步骤8，将步骤7中得到的变流器#i的d轴变流器侧电感电流闭环指令IL1drefi与步骤6中得到的变流器#i的d轴变流器侧电感电流分量IL1di，经过d轴变流器侧电感电流闭环控制得到变流器#i的d轴输出信号Uidi；将步骤7中得到的变流器#i的q轴变流器侧电感电流闭环指令IL1qrefi与步骤6中得到的变流器#i的q轴变流器侧电感电流分量IL1qi，经过q轴变流器侧电感电流闭环控制得到q轴输出信号Uiqi；
d轴变流器侧电感电流闭环控制方程和q轴变流器侧电感电流闭环控制方程分别为：
Uidi＝(IL1drefi-IL1di)GI(s)
Uiqi＝(IL1qrefi-IL1qi)GI(s)
其中，GI(s)为变流器侧电感电流闭环比例积分调节器，其表达式为：
GI(s)＝kpi+kii/s
kpi为变流器侧电感电流闭环比例调节器系数，kii为变流器侧电感电流闭环积分调节器系数；
步骤9、将变流器#i的d轴电压闭环指令Udrefi和变流器#i的q轴电压闭环指令Uqrefi作为电压指令前馈，分别加上变流器#i的d轴输出信号Uidi和变流器#i的q轴输出信号Uiqi，得到dq坐标系下的调制波Umdi，Umqi；
Umdi＝Uidi+Udrefi
Umqi＝Uiqi+Uqrefi
步骤10、将步骤9中得到的dq坐标系下的调制波Umdi，Umqi和步骤4得出的变流器#i的相角指令θrefi，变换得到abc静止坐标系下的调制波Umai，Umbi，Umci，经调制后作为IGBT/MOSFET组成的三相桥式功率电路的驱动信号；
Figure FDA0003626995650000041
2.根据权利要求1所述的一种基于双曲正切函数下垂的新能源变流器控制方法，其特征在于，权利要求1步骤4所述的有功外环控制采用双曲正切函数下垂控制算法，具体实现方式包括以下两种：
(1)通过双曲正切函数实现，其表达式为：
Figure FDA0003626995650000042
式中，e为自然对数的底数；
(2)通过泰勒级数展开形式实现，其表达式为：
Figure FDA0003626995650000043
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