CN113315350A - 一种控制方法、原边控制电路、反激式变换器及电子设备 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种控制方法，应用于反激式变换器的原边控制电路，所述原边控制电路包括一串接于原边MOS管源极的采样电阻；所述控制方法包括：获取所述反激式变换器中副边整流管信号的占空比；获取所述反激式变换器中变压器的匝比；根据所述采样电阻的电阻值、所述副边整流管信号的占空比、所述变压器的匝比和所述反激式变换器的目标输出电流，获取一参考电压信号；获取一电压采样信号，所述电压采样信号为所述采样电阻两端的电压信号；当所述电压采样信号的电压值大于所述参考电压信号的电压值时，将原边控制信号设置为低电平以控制所述原边MOS管断开。所述控制方法能够实现对副边输出电流的恒流控制。

Description

一种控制方法、原边控制电路、反激式变换器及电子设备
技术领域
本发明属于变换器的控制和调节领域，涉及一种控制方法，特别是涉及一种控制方法、原边控制电路、反激式变换器及电子设备。
背景技术
反激式(Flyback)变换器又称单端反激式或“Buck-Boost”转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。反激式变换器以其电路结构简单、成本低廉等优点而广泛应用于小功率电源以及各种电源适配器。
在现有反激式变换器中，通常需要在辅助绕组上实时测量输入电压和输出电压，并根据测得的输入电压和输出电压来补偿原边峰值限流点，从而实现对副边输出电流的精确控制。具体如下：当测量到的输入电压较高时，原边峰值电流较小，因此，为了实现副边同等功率输出，需要在输入电压较高时进行补偿以使得原边峰值限流点降低；当测量到的输出电压较高时，为了实现副边同等的输出电流，则输出功率越大，原边的峰值限流点也就越高，因此，需要在输出电压较高时进行补偿以使得原边峰值限流点增大。然而，现有方法在对副边输出电流进行控制时需要在辅助绕组实时测量输入电压和输出电压两个变量，不利于对副边输出电流的精确控制，而且控制较为复杂。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种控制方法、原边控制电路、反激式变换器及电子设备，用于解决现有技术控制精度较低且控制较为复杂的问题。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明的第一方面提供一种控制方法，应用于反激式变换器的原边控制电路，所述原边控制电路包括一串接于原边MOS管源极的采样电阻，所述控制方法包括：获取所述反激式变换器中副边整流管信号的占空比；获取所述反激式变换器中变压器的匝比；根据所述采样电阻的电阻值、所述副边整流管信号的占空比、所述变压器的匝比和所述反激式变换器的目标输出电流，获取一参考电压信号；获取一电压采样信号，所述电压采样信号为所述采样电阻两端的电压信号；当所述电压采样信号的电压值大于所述参考电压信号的电压值时，将原边控制信号设置为低电平以控制所述原边MOS管断开。
于所述第一方面的一实施例中，获取所述参考电压信号的一种实现方法包括：利用第一电压信号生成电路生成一电压值为
Figure BDA0003035598180000021
的第一电压信号，该第一电压信号即为所述参考电压信号，其中，Rcs为所述采样电阻的电阻值，Iout为所述目标输出电流，Nps为所述变压器原边绕组与副边绕组的匝比，d为所述副边整流管信号的占空比。
于所述第一方面的一实施例中，获取所述参考电压信号的一种实现方法包括：利用第二电压信号生成电路生成一电压值为V_LPS_OCP＝k×(1-d)×m的第二电压信号，该第二电压信号即为所述参考电压信号，其中，d为所述副边整流管信号的占空比，k为一可调系数且其取值由所述副边整流管信号的占空比决定，m为所述第二电压信号生成电路的增益且其取值为m＝Rcs×(2×Iout/Nps)，Rcs为所述采样电阻的电阻值，Iout为所述目标输出电流，Nps为所述变压器原边绕组与副边绕组的匝比。
于所述第一方面的一实施例中，在生成所述第二电压信号以前，所述控制方法还包括：根据所述副边整流管信号的占空比获取一调整区间；获取所述可调系数的取值，以使所述调整区间内的任一占空比di均可以用
Figure BDA0003035598180000022
来模拟。
于所述第一方面的一实施例中，获取所述反激式变换器中副边整流管信号的占空比的一种实现方法包括：获取所述原边MOS管的导通时间和副边整流管的导通时间；根据所述原边MOS管的导通时间和副边整流管的导通时间，获取所述副边整流管信号的占空比。
于所述第一方面的一实施例中，所述原边控制电路还包括一辅助绕组，获取所述反激式变换器中副边整流管信号的占空比的一种实现方法包括：在所述原边控制信号由高电平转换为低电平时，将一占空比信号设置为高电平；在辅助绕组两端的电压为零时，将所述占空比信号设置为低电平；获取所述占空比信号的占空比作为所述副边整流管信号的占空比。
于所述第一方面的一实施例中，当所述原边MOS管的漏极电压震荡至一阈值电压时，将所述原边控制信号设置为高电平以控制所述原边MOS管导通。
本发明的第二方面提供一种原边控制电路，所述原边控制电路采用本发明第一方面任一项所述的控制方法对反激式变换器的原边电路进行控制。
本发明的第三方面提供一种反激式变换器，所述反激式变换器包括：原边电路；副边电路；原边控制电路，采用权本发明第一方面任一项所述的控制方法对所述反激式变换器的原边电路进行控制；副边控制电路，用于对所述反激式变换器的副边电路进行控制。
本发明的第四方面提供一种电子设备，所述电子设备包括本发明第三方面所述的反激式变换器。
如上所述，本发明所述控制方法、原边控制电路、反激式变换器及电子设备的一个技术方案具有以下有益效果：
所述控制方法在所述电压采样信号的电压值大于所述参考电压信号的电压值时，将原边控制信号设置为低电平以控制所述原边MOS管断开，进而实现对原边峰值电流的限制，并实现对副边输出电流的精确控制。与现有技术相比，本发明所述控制方法只需实时测量所述电压采样信号(当反激式变换器稳定工作时，所述参考电压信号为一定值)，控制简单且能够实现对副边输出电流的精确控制。
附图说明
图1显示为本发明所述控制方法于一具体实施例中所涉及的反激式变换器电路图。
图2显示为本发明所述控制方法于一具体实施例中的流程图。
图3A显示为本发明所述控制方法于一具体实施例中的关键步骤流程图。
图3B显示为本发明所述控制方法于一具体实施例中
Figure BDA0003035598180000031
与4.5×(1-d)的关系示意图。
图3C显示为本发明所述控制方法于一具体实施例中第二电压信号生成电路的电路图。
图4显示为本发明所述控制方法于一具体实施例中获取副边整流管信号的占空比的流程图。
图5A显示为本发明所述控制方法于一具体实施例中所涉及的反激式变换器原边的电路图。
图5B显示为本发明所述控制方法于一具体实施例中获取副边整流管信号的占空比的流程图。
元件标号说明
S21～S25步骤
S31～S32步骤
S41～S42步骤
S51～S53步骤
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。此外，此外，在本文中，诸如“第一”、“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。
在现有反激式变换器中，通常需要在辅助绕组上实时测量输入电压和输出电压，并根据测得的输入电压和输出电压来补偿原边峰值限流点从而实现对副边输出电流的精确控制。具体如下：当测量到的输入电压较高时，原边峰值电流较小，因此，为了实现副边同等功率输出，需要在输入电压较高时进行补偿以使得原边峰值限流点降低；当测量到的输出电压较高时，为了实现副边同等的输出电流，则输出功率越大，原边的峰值限流点也就越高，因此，需要在输出电压较高时进行补偿以使得原边峰值限流点增大。然而，现有方法在对副边输出电流进行控制时需要在辅助绕组实时测量输入电压和输出电压两个变量，不利于对副边输出电流的精确控制，而且控制较为复杂。
针对上述问题，本发明提供一种控制方法，所述控制方法在电压采样信号的电压值大于参考电压信号的电压值时，将原边控制信号设置为低电平以控制所述原边MOS管断开，从而实现对原边峰值电流的限制，并实现对副边输出电流的精确控制。与现有技术相比，本发明所述控制方法只需实时测量所述电压采样信号，控制简单且能够实现对副边输出电流的精确控制。
于本发明的一实施例中，所述控制方法应用于反激式变换器的原边控制电路。请参阅图1，所述原边控制电路包括一串接于原边MOS管M1源极的采样电阻Rcs。具体地，请参阅图2，所述控制方法包括：
S21，获取所述反激式变换器中副边整流管信号的占空比。其中，所述副边整流管信号的占空比是指副边整流管的导通时间Tdis与其开关周期Ts的比值。
S22，获取所述反激式变换器中变压器的匝比，所述变压器的匝比是指所述变压器初级绕组与次级绕组的匝数比，或者是所述变压器次级绕组与初级绕组的匝数比。
S23，根据所述采样电阻Rcs的电阻值、所述副边整流管信号的占空比、所述变压器的匝比和所述反激式变换器的目标输出电流，获取一参考电压信号Vref。在对所述副边输出电流进行恒流控制时，所述目标输出电流为一预先设定的固定值，此时，所述参考电压信号同样为一固定值。
S24，获取一电压采样信号Vcs，其中，所述电压采样信号Vcs为所述采样电阻Rcs两端的电压信号。
S25，当所述电压采样信号Vcs的电压值大于所述参考电压信号Vref的电压值时，将原边控制信号设置为低电平以控制所述原边MOS管断开。具体的，将所述原边控制信号输入所述原边MOS管的栅极，当所述原边控制信号为低电平时所述原边MOS管断开，当所述原边控制信号为高电平时所述原边MOS管导通。
根据以上描述可知，本实施例所述控制方法在所述电压采样信号Vcs的电压值大于所述参考电压信号Vref的电压值时，将原边控制信号设置为低电平并控制所述原边MOS管断开，以实现对原边峰值电流的限制，进而实现对副边输出电流的精确控制。在此过程中只需实时获取电压采样信号即可，控制简单。
于本发明的一实施例中，获取所述参考电压信号的一种实现方法包括：利用第一电压信号生成电路生成一电压值为
Figure BDA0003035598180000051
的第一电压信号，该第一电压信号即为所述参考电压信号Vcs。其中，Rcs为所述采样电阻的电阻值，Iout为所述目标输出电流，Nps为所述变压器原边绕组与副边绕组的匝比，d为所述副边整流管信号的占空比。
本实施例中，所述参考电压信号的电压值为
Figure BDA0003035598180000052
当所述采样电阻Rcs两端的电压值Vcs等于所述参考电压信号的电压值Vcs_pk时，流经所述采样电阻Rcs的峰值电流为
Figure BDA0003035598180000053
进而可知，副边整流管的峰值电流
Figure BDA0003035598180000054
此时，副边电路的实际输出电流为
Figure BDA0003035598180000055
根据以上描述可知，本实施例利用第一电压信号生成电路生成一电压值为Vcs_pk的第一电压信号，并将所述第一电压信号作为参考电压信号，能够使得所述副边电路的实际输出电流值与期望的目标输出电流相同，因而能够实现对副边的恒流控制。
于本申请的一实施例中，获取所述参考电压信号的一种实现方法包括：利用第二电压信号生成电路生成一电压值为V_LPS_OCP＝k×(1-d)×m的第二电压信号，该第二电压信号即为所述参考电压信号，其中，d为所述副边整流管信号的占空比，k为一可调系数且其取值由所述副边整流管信号的占空比决定，m为所述第二电压信号生成电路的增益且其取值为m＝Rcs×(2×Iout/Nps)，Rcs为所述采样电阻的电阻值，Iout为所述目标输出电流，Nps为所述变压器原边绕组与副边绕组的匝比。
可选的，请参阅图3A，在生成所述第二电压信号以前，所述控制方法还包括：
S31，根据所述副边整流管信号的占空比d获取一调整区间。所述调整区间可以只包含所述副边整流管信号的占空比d，也可以包含所述副边整流管信号的占空比d左侧和/或右侧的一段数值范围。例如，当所述副边整流管信号的占空比为0.5时，所述调整区间可以仅包含0.5，也可以为(0.3，0.8)。
S32，获取所述可调系数k的取值，以使所述调整区间内的任一占空比di均可以用
Figure BDA0003035598180000061
来模拟。本实施例中，任一占空比di可以用
Figure BDA0003035598180000062
来模拟是指di等于或近似等于
Figure BDA0003035598180000063
其中，di近似等于
Figure BDA0003035598180000064
是指由于二者之间的差异所导致的误差在用户能够接受的范围之内。例如，当所述调整区间为(0.3，0.8)时，k的取值可以为4.5，如图3B所示，在(0.3，0.8)的调整区间内，
Figure BDA0003035598180000065
与4.5×(1-d)非常接近，即：在(0.3，0.8)的调整区间内，任一占空比di均可以用
Figure BDA0003035598180000066
来模拟。
本实施例中，所述参考电压信号的电压值为V_LPS_OCP＝k×(1-d)×m。当所述采样电阻Rcs两端的电压值等于所述参考电压信号的电压值V_LPS_OCP＝k×(1-d)×m时，流经所述采样电阻Rcs的峰值电流为
Figure BDA0003035598180000067
进而可知，副边整流管的峰值电流Isp＝Ipp×Nps＝k×(1-d)×2×Iout，此时，副边电路的实际输出电流为
Figure BDA0003035598180000068
由于在调整区间内d等于或近似等于
Figure BDA0003035598180000069
因此，副边电路的实际输出电流Iout'等于或近似等于期望的目标输出电流Iout。
根据以上描述可知，本实施例利用第二电压信号生成电路生成一电压值为V_LPS_OCP的第二电压信号，并将所述第二电压信号作为参考电压信号，以使所述副边电路的实际输出电流值等于或近似等于期望的目标输出电流，因而能够实现对副边的恒流控制。
此外，电压值为V_LPS_OCP的第二电压信号的生成较为简单，其电路结构复杂度较低。请参阅图3C，显示为所述第二电压信号生成电路的一种电路图，该电路图的输出为V_LPS_OCP＝4.5×(1-d)×m，适用于所述副边整流管信号的占空比在(0.3，0.8)范围内的场景。其中，VODA为一高电平信号，DEMAG为辅助绕组两端电压信号的采样值。
并且，本实施例中，m＝Rcs×(2×Iout/Nps)，而在反激式变换器中Nps和Rcs往往是确定的，因此，可以通过调节m的取值实现对实际输出电流Iout'的控制。
请参阅图4，于本发明的一实施例中，获取所述反激式变换器中副边整流管信号的占空比的一种实现方法包括：
S41，获取所述原边MOS管的导通时间Ton和副边整流管的导通时间Tdis。
S42，根据所述原边MOS管的导通时间Ton和副边整流管的导通时间Tdis，获取所述副边整流管信号的占空比。在实际应用中，可认为副边整流管的工作周期Ts为Ton和Tdis之和，因此，根据Ton和Tdis即可获取所述副边整流管信号的占空比。
请参阅图5A，于本发明的一实施例中，所述原边控制电路还包括一辅助绕组L3。具体地，请参阅图5B，本实施例中获取所述反激式变换器中副边整流管信号的占空比的一种实现方法包括：
S51，在所述原边控制信号由高电平转换为低电平时(即所述原边控制信号的下降沿)，将一占空比信号设置为高电平。
S52，在辅助绕组两端的电压为零时，将所述占空比信号设置为低电平。
S53，获取所述占空比信号的占空比作为所述副边整流管信号的占空比。
于本发明的一实施例中，所述控制方法还包括：当所述原边MOS管的漏极电压震荡至一阈值电压时，将所述原边控制信号设置为高电平以控制所述原边MOS管导通。所述阈值电压优选为所述原边MOS管的漏极电压再震荡过程中的最小值，以便减少原边MOS管的开关损耗。
需要说明的是，本实施例仅提供了一种较佳的控制原边MOS管导通的方案，实际应用中也可以根据具体需求选取其他方式控制所述原边MOS管导通。
基于以上对所述控制方法的描述，本发明还提供一种原边控制电路。所述原边控制电路采用图2所示的控制方法对反激式变换器的原边电路进行控制。
基于以上对所述控制方法的描述，本发明还提供一种反激式变换器。所述反激式变换器包括原边电路、副边电路、原边控制电路和副边控制电路。其中，所述原边控制电路采用图2所示的控制方法对反激式变换器的原边电路进行控制，所述副边控制电路用于对反激式变换器的副边电路进行控制。
本发明还提供一种电子设备，所述电子设备包括本发明所述的反激式变换器。
本发明所述的控制方法的保护范围不限于本实施例列举的步骤执行顺序，凡是根据本发明的原理所做的现有技术的步骤增减、步骤替换所实现的方案都包括在本发明的保护范围内。
所述控制方法在所述电压采样信号的电压值大于所述参考电压信号的电压值时，将原边控制信号设置为低电平以控制所述原边MOS管断开，以实现对原边峰值电流的限制，进而实现对副边输出电流的精确控制。与现有技术相比，本发明所述控制方法只需实时测量所述电压采样信号(当反激式变换器稳定工作时，所述参考电压信号为一定值)，控制简单且能够实现对副边输出电流的精确控制。
综上所述，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (10)

1.一种控制方法，其特征在于，应用于反激式变换器的原边控制电路，所述原边控制电路包括一串接于原边MOS管源极的采样电阻，所述控制方法包括：
获取所述反激式变换器中副边整流管信号的占空比；
获取所述反激式变换器中变压器的匝比；
根据所述采样电阻的电阻值、所述副边整流管信号的占空比、所述变压器的匝比和所述反激式变换器的目标输出电流，获取一参考电压信号；
获取一电压采样信号，所述电压采样信号为所述采样电阻两端的电压信号；
当所述电压采样信号的电压值大于所述参考电压信号的电压值时，将原边控制信号设置为低电平以控制所述原边MOS管断开。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，获取所述参考电压信号的一种实现方法包括：
利用第一电压信号生成电路生成一电压值为
Figure FDA0003035598170000011
的第一电压信号，该第一电压信号即为所述参考电压信号，其中，Rcs为所述采样电阻的电阻值，Iout为所述目标输出电流，Nps为所述变压器原边绕组与副边绕组的匝比，d为所述副边整流管信号的占空比。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，获取所述参考电压信号的一种实现方法包括：
利用第二电压信号生成电路生成一电压值为V_LPS_OCP＝k×(1-d)×m的第二电压信号，该第二电压信号即为所述参考电压信号，其中，d为所述副边整流管信号的占空比，k为一可调系数且其取值由所述副边整流管信号的占空比决定，m为所述第二电压信号生成电路的增益且其取值为m＝Rcs×(2×Iout/Nps)，Rcs为所述采样电阻的电阻值，Iout为所述目标输出电流，Nps为所述变压器原边绕组与副边绕组的匝比。
4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，在生成所述第二电压信号以前，所述控制方法还包括：
根据所述副边整流管信号的占空比获取一调整区间；
获取所述可调系数的取值，以使所述调整区间内的任一占空比di均可以用
Figure FDA0003035598170000012
来模拟。
5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，获取所述反激式变换器中副边整流管信号的占空比的一种实现方法包括：
获取所述原边MOS管的导通时间和副边整流管的导通时间；
根据所述原边MOS管的导通时间和副边整流管的导通时间，获取所述副边整流管信号的占空比。
6.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述原边控制电路还包括一辅助绕组，获取所述反激式变换器中副边整流管信号的占空比的一种实现方法包括：
在所述原边控制信号由高电平转换为低电平时，将一占空比信号设置为高电平；
在辅助绕组两端的电压为零时，将所述占空比信号设置为低电平；
获取所述占空比信号的占空比作为所述副边整流管信号的占空比。
7.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述控制方法还包括：当所述原边MOS管的漏极电压震荡至一阈值电压时，将所述原边控制信号设置为高电平以控制所述原边MOS管导通。
8.一种原边控制电路，其特征在于：所述原边控制电路采用权利要求1-7任一项所述的控制方法对反激式变换器的原边电路进行控制。
9.一种反激式变换器，其特征在于，所述反激式变换器包括：
原边电路；
副边电路；
原边控制电路，采用权利要求1-7任一项所述的控制方法对所述反激式变换器的原边电路进行控制；
副边控制电路，用于对所述反激式变换器的副边电路进行控制。
10.一种电子设备，其特征在于：所述电子设备包括权利要求9所述的反激式变换器。
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