CN113286226A - 发声装置的单元排列 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种发声装置的单元排列。发声装置包括一第一空气脉冲产生元件以及一第二空气脉冲产生元件。第一空气脉冲产生元件由包括一第一电脉冲的一第一驱动信号来驱动，第一电脉冲包括具有一第一极性的一第一转态边缘。第二空气脉冲产生元件与第一空气脉冲产生元件相邻设置，由包括一第二电脉冲的一第二驱动信号来驱动，第二电脉冲包括具有一第二极性的一第二转态边缘。第一极性与第二极性相反。第一转态边缘与第二转态边缘实质上重合。由第一空气脉冲产生元件或第二空气脉冲产生元件产生的多个空气脉冲在声压级方面产生非零偏移，且非零偏移是相对于发声装置外部的环境压力的压力值的一偏差。

Description

发声装置的单元排列
技术领域
本发明涉及一种发声装置，特别是涉及一种能够降低功耗(power consumption)及电磁(Electro Magnetic，EM)辐射的发声装置。
背景技术
在现有技术中，为了涵盖人类可听频率的所有范围，例如从20赫兹到20千赫兹，必须将(一个或多个)高音、(一个或多个)中音及(一个或多个)低音扬声器整合至现有技术的一个扬声器内。这些装置会占据现有技术的扬声器很多空间，也会提高生产成本。因此，现有技术的扬声器的设计挑战之一是无法使用单个发声装置来涵盖人类听觉频率的整个范围。
为了产生高保真(fidelity)声音，现有技术的扬声器的另一个设计挑战是壳体(enclosure)。扬声器壳体通常用于容纳产生的声音的后向辐射波，以避免在某些频率(在声音的相应波长显著大于扬声器尺寸的特定频率)抵消前向辐射波。扬声器壳体还可用于改善或重塑低频响应。因此，利用适当选出的扬声器驱动器及壳体参数，可借助合成的壳体驱动器共振峰(combined enclosure-driver resonance peaking)来提高共振频率附近的声音的输出，从而提高扬声器的性能。
然而，当扬声器壳体的内部体积不够大时，空气体积移动与壳体体积之间的比值上升，在壳体内部的压力变动也升高，这会导致振膜运动范围的最小-最大峰值附近的振膜运动的失真(distortion)或非线性。为了避免此问题，现有技术的扬声器壳体需要足够大的体积。因此，对于大多数高保真扬声器，内部壳体体积通常远大于扬声器驱动器的实体体积。
近来，预计微型扬声器会容纳在诸如智能手机、笔记本电脑、智能手表、智能眼镜等装置中。在此类小体积装置的任何一者中，由于其主机装置的尺寸限制，扬声器的体积通常会变得非常小。然而，如果现有技术的扬声器的尺寸减小，则由于上述问题，现有技术的扬声器产生的声音的质量/保真度会严重降低。
因此，如何克服设计挑战是该领域的重要目标。
发明内容
因此，本发明的主要目的是提供一种发声装置，以改善现有技术的缺点。
本申请的实施例公开了一种发声装置。所述发声装置包括一第一空气脉冲产生元件以及一第二空气脉冲产生元件。所述第一空气脉冲产生元件由包括一第一电脉冲的一第一驱动信号来驱动，所述第一电脉冲包括具有一第一极性的一第一转态边缘。所述第二空气脉冲产生元件与所述第一空气脉冲产生元件相邻设置，由包括一第二电脉冲的一第二驱动信号来驱动，所述第二电脉冲包括具有一第二极性的一第二转态边缘。所述第一极性与所述第二极性相反。所述第一转态边缘与所述第二转态边缘实质上重合。由所述第一空气脉冲产生元件或所述第二空气脉冲产生元件产生的多个空气脉冲在声压级方面产生非零偏移，且所述非零偏移是相对于所述发声装置外部的环境压力的压力值的一偏差。
本发明将空气脉冲产生器件排列在相邻的位置，并通过具有重合的下降转态边缘及上升转态边缘的电脉冲来驱动相邻的空气脉冲产生器件，以降低功耗及电磁干扰。
附图说明
图1是本申请实施例的一空气脉冲产生元件的截面示意图。
图2是本申请实施例的振膜的俯视示意图。
图3是当振膜被充分致动时的振膜的三维透视示意图。
图4绘示代表振膜位移与施加在致动器上的驱动电压的两个线段。
图5绘示在狭缝的不同侧上的相对位置的多个取样。
图6是本申请实施例的致动器的截面示意图。
图7是本申请实施例的驱动信号的示意图。
图8是本申请实施例的发声装置的示意图。
图9是本申请实施例的发声装置的示意图。
图10是本申请实施例的多个驱动信号的示意图。
图11是本申请实施例的电脉冲的示意图。
图12是本申请实施例的发声装置的示意图。
图13是本申请实施例的发声装置的示意图。
图14是本申请实施例的多个驱动信号的示意图。
图15是本申请实施例的发声装置的示意图。
图16是本申请实施例的发声装置的示意图。
图17是本申请实施例的发声装置的示意图。
图18是本申请实施例的发声装置的示意图。
图19绘示有间隙打开及没有间隙打开的压力场线。
图20绘示驱动信号的波形与振膜位移的关系。
图21是本发明实施例的驱动电路的示意图。
图22是图21中的驱动电路的控制信号的示意图。
图23是本发明实施例的驱动电路的示意图。
图24是本发明实施例的驱动电路的示意图。
图25是本发明实施例的驱动电路的示意图。
图26是本发明实施例的驱动电路的示意图。
图27是图26中的驱动电路的控制信号的示意图。
图28是本发明实施例的驱动电路的示意图。
图29是本发明实施例的驱动电路的示意图。
图30是本发明实施例的驱动电路的示意图。
图31是本发明实施例的发声设备的示意图。
其中，附图标记说明如下：
10 空气脉冲产生元件
12 振膜
14 致动器
16 板
G0 驱动电路
CND1～CND3 导通间隔
E01～E03 交换模块
N1～N3 节点
具体实施方式
申请人提交的美国专利10,425,732提供包括多个空气脉冲产生元件(air pulsegenerating element)的一种发声装置，其能够在高于最高人类听觉频率的超声波脉冲速率(pulse rate)产生多个脉冲幅度调制(pulse-amplitude modulation，PAM)的空气脉冲。
为了进一步提高声压级(sound pressure level，SPL)性能及低音频响应，申请人提交的美国专利10,771,893提供一种单端幅度调制(single ended amplitudemodulation，SEAM)的驱动信号，用于能够在超声波脉冲速率产生单端的PAM的空气脉冲的发声装置。SEAM驱动信号包括多个电脉冲。相较/相对于以一特定电压，所述多个电脉冲具有相同的极性。对于SEAM驱动信号，每个电脉冲周期包括一PAM阶段及一RST(复位)阶段(reset phase)，这会在后面说明。SEAM驱动信号可以是PAM阶段内的PAM信号，且可回到RST阶段内的复位电压(reset voltage)。
申请人提交的美国专利16/802,569提供一种发声装置，其通过由振膜的移动激发的腔室(chamber)压缩/膨胀产生空气脉冲，且空气脉冲通过在发声装置的板或振膜上形成的通孔(through hole)或开口传播，以便在发声装置的尺寸较小的情况下达到显著的气压。
在美国专利16/802,569中，每个空气脉冲周期(air pulse cycle)包括一脉冲产生时间段(pulse-generating time segment)及一脉冲隔离时间段(pulse-isolationtime segment)，且(在脉冲产生时间段产生的)压缩/膨胀的腔室空气压力仅通过一个或多个开口与环境空气压力平衡或达到平衡，这需要较长的压力平衡时间(pressurebalancing time)，压力平衡时间是装置使腔室空气压力与环境空气压力平衡的时间。
较长的压力平衡时间使脉冲产生时间段的压力变化被脉冲隔离时间段内的压力变化抵消。因此，在空气脉冲产生周期产生的净压力会很小，这会降低人类听觉频带的声压级性能。另外，当空气脉冲周期在压力平衡时间结束之前结束时，在空气脉冲周期结束(末期)时，腔室内存留显著的残余空气压力(residual air pressure)，其导致脉冲间干扰且引起声音质量降低。另一方面，延长RST阶段的压力平衡时间会降低PAM阶段的占空因数(duty factor)，从而导致空气脉冲周期的有效SPL降低。
为了克服上述缺点，本申请提供一种空气脉冲产生元件及发声装置，其能够通过加速RST阶段的腔室内的体积与腔室外部的环境之间的气流(airflow)速度来减少压力平衡时间，因此加快了压力平衡的过程，减少达到平衡所需的时间，最小化RST阶段结束(末期)时的残余压力，从而提高净压力以进一步增强SPL性能且降低脉冲周期间调制(interpulse-cycle modulation)。
图1是本申请实施例的一空气脉冲产生元件10的截面示意图。空气脉冲产生元件10包括振膜12、致动器14、及板16。振膜12、板16与间隔件104之间形成腔室13，致动器14设置于振膜12上。开口(Opening)/孔窍(orifice)160可视为压力喷射孔窍(pressureejection orifice，PEO)，且形成在板16。孔窍160可以但不限于通过刻蚀工艺形成，且被永久地打开。
类似于美国专利10,425,73及10,771,893，或美国专利16/802,569，空气脉冲产生元件10能够产生多个空气脉冲。空气脉冲产生元件10产生的空气脉冲在声压级方面产生一非零偏移，且所述非零偏移是相对于一零声压级的一偏差，而零声压级代表空气脉冲产生元件10外的环境压力的压力值。而且，由空气脉冲产生元件10产生的多个空气脉冲可在多个(空气)脉冲周期是非周期性的。
类似于美国专利16/802,569，振膜12被致动而引起振膜位移。振膜12的振膜位移可压缩或扩大腔室13的腔室体积，而在空气脉冲周期TCY,A内改变腔室13的腔室压力，从而产生超声波空气压力脉冲并会其通过孔窍160传播至空气脉冲产生元件10外部的环境。通过孔窍/开口且利用腔室压缩/膨胀产生空气脉冲的细节可参考美国专利16/802,569，为简洁起见，在此不作叙述。
不同于美国专利16/802,569，一个或多个间隙暂时(temporarily)在RST阶段形成在振膜12上。暂时形成的间隙在RST阶段是用来提供暂时的一个分流(shunt)，以加速振膜12两侧之间的空气压力平衡过程。
在本申请的说明书及权利要求书中，“狭缝”或“狭缝开口(slit opening)”是指沿着(平行于XY平面的振膜12的)切口(cut)在宽度方向上的开口。“间隙”或“间隙开口(gapopening)”是指振膜部分(membrane portion)之间的沿(垂直于XY平面的)Z方向(即振膜位移方向)的开口。
在一实施例中，为了形成间隙，可在振膜形成狭缝，这会形成(除了通过孔窍160的气流管道以外的)另一气流管道(passage way)，特别是用来加速在脉冲产生周期的RST阶段的腔室空气压力及/或环境空气压力的平衡。通过适当地驱动致动器14，可暂时形成间隙开口，以在振膜12的两侧构成(连接振膜12上方腔室13内的压力/体积与振膜12下方腔室17内的压力/体积的)分流，以加快压力平衡过程，缩短压力平衡时间并最小化空气脉冲周期结束(末期)时的残余压力。
例如，图2是本申请实施例的振膜12的俯视示意图。如图2所示，振膜12上形成狭缝11a、11b、11c及11d。狭缝11a、11b、11c及11d会划分振膜12成振膜部分12a、12b、12c及12d。也就是说，振膜部分12a设置在狭缝11d与11a之间，振膜部分12b设置在狭缝11a与11b之间，以此类推。致动器14包括分别设置在振膜部分12a、12b、12c及12d的致动部分(actuatingportion)14a、14b、14c及14d。
以狭缝11a为例，狭缝11a形成在振膜部分12a及12b之间。换句话说，振膜部分12a及致动部分14a位在狭缝11a的第一侧S1，且振膜部分12b及致动部分14b位在狭缝11a的第二侧S2。当振膜部分12a及12b充分地致动(或致动部分14a及14b充分地驱动)，振膜部分12a沿Z方向在第一侧S1的第一位移Uz_a显著大于振膜部分12b沿Z方向在第二侧S2的第二位移Uz_b，从而(暂时)形成间隙110a。Z方向平行于Z轴并垂直于XY平面。当不致动振膜12时(或者当振膜12处于中性状态时)，振膜12平行于XY平面。间隙110a的尺寸由狭缝11a两侧的振膜位移差值(membrane displacement difference)ΔUz＝|Uz_a-Uz_b|来确定。振膜位移差值ΔUz越大，间隙110a越宽。
形成的狭缝开口的状态可由图3形象化。图3是当包括振膜部分12a及12b的振膜12被充分致动时，振膜12的三维透视示意图。如图3所示，间隙110a显著地形成/打开。当振膜位移差值ΔUz显著地大(即比振膜12的厚度大)时，会形成/打开间隙110a。在本申请中，振膜部分12a及12b充分地致动且致动部分14a及14b充分地驱动表明所得到的振膜位移差值ΔUz比振膜厚度大且间隙110a形成/打开，使得振膜12上方压缩腔室13的空气压力可(利用直接通过间隙110a而将这两个体积(例如腔室13、17)彼此连接)与振膜12下方(例如图1的腔室17)的空气压力平衡。
在XY平面中，狭缝的宽度通常约是1微米(Micrometer，μm)。狭缝(例如11a)的形状/图案没有限定。例如，在图2所示的实施例中，狭缝11a例如从拐角(corner)15a朝向振膜12的中央部分120延伸。狭缝11a可包括靠近振膜拐角15a的笔直段及靠近振膜12的中央部分120的弯曲段。狭缝11a可形成如钩形，狭缝11a～11d可形成如涡旋形。随着狭缝11a从拐角15a朝向中心部分120延伸，狭缝11a的曲率可以增加。具体地，狭缝11a的第一点A的第一曲率半径小于狭缝11a的第二点B的第二曲率半径。与第二点B相比，第一点A更远离拐角15a，即，在第一点A与拐角15a之间沿着狭缝11a的第一长度大于在第二点B与拐角15a之间沿着狭缝11a的第二长度。
形成间隙开口的原理如下。参照图2所示的点C及D。点C位在狭缝11a的第一侧S1的振膜部分12a上，点D位在狭缝11a的第二侧S2的振膜部分12b上。点D与点C相对。点C处的振膜部分12a的位移Uz_a由致动部分14a驱动，点D处的振膜部分12b的位移Uz_b由致动部分14b驱动。从点C到振膜部分12a的锚定边缘(anchor edge)的距离DC长于从点D到振膜部分12b的锚定边缘的距离DD。由于距离越短意味着刚度(stiffness)越强，因此即使施加相同的驱动力，点D处的变形也会小于点C处的变形。此外，距离DC对应的箭头与致动部分的区域重叠，而距离DD对应的箭头则没有与致动部分的区域重叠，这意味着施加在C点的驱动力比施加在D点的驱动力更强。综合这些因素，在点C(此处驱动力强度较强而刚度较低)处的振膜部分12a的位移Uz_a比在点D处的振膜部分12b的位移Uz_b大。
图3的实施例的有限元方法(Finite Element Method，FEM)仿真(simulation)结果在图4中绘示，其中线段401～402表示振膜位移与为了驱动致动器14所施加的电压之间的关系。线段401表示沿着狭缝11a在第一侧S1的位移Uz_a的平均，线段402表示沿着狭缝11a在第二侧S2的位移Uz_b的平均。根据图4所示的结果，线段401的斜率比线段402的斜率显著地大/陡峭，因此，当施加到(包括致动部分14a及14b的)致动器14的驱动电压足够大时，会产生(即打开或形成)间隙(例如110a)，其中施加的驱动电压足够大意味着振膜位移差值大于振膜12的厚度。
此外，振膜部分12a可在第一侧S1沿着狭缝11a具有第一边缘，并且振膜部分12b可在第二侧S2沿着狭缝11a具有第二边缘。相较致动部分14a及第一边缘，第二边缘可远离致动部分14b。例如，第一边缘与致动部分14a之间的第一距离小于第二边缘与致动部分14b之间的第二距离。在此情况下，对应振膜部分12a的第一边缘的第一斜率比对应振膜部分12a的第二边缘的第二斜率陡，第一斜率表示振膜部分12a沿着第一边缘的第一位移与施加电压之间的第一关系，第二斜率表示振膜部分12b沿着第二边缘的第二位移与施加电压之间的第二关系。
从另一个角度来看，图5绘示在振膜部分12a上的点C及振膜部分12b上的点D的相对位置对(pair)501～506的6个取样(sample)，对应标签(label)在图5的水平轴的逐渐增高的6个致动器驱动电压电平V1～V6。垂直轴表示振膜部分12a(在点C处)及12b(在点D处)的位移。
如图5所示，当电压V1(例如V1＝1伏特(volt，V))施加在致动器14时，点C显著地低于点D。基于线段401及402的斜率差值，当施加到致动器14的驱动电压上升，振膜部分12a的变形比振膜部分12b更多。当施加到致动器14的驱动电压达到V6(例如V6＝36伏特)时，构成间隙507，其中间隙110a会被“完全打开”。当间隙110a完全打开时，如图3所示，振膜102的两侧的体积从分离转态(transition)为连接。换句话说，通过间隙110a(及110b、100c、110d等)的形成，空气分流暂时地形成在振膜102的两侧的两个体积的压力之间。
换言之，当施加的电压位在电压电平V1或V2，振膜部分12a部分地低于振膜部分12b。当施加的电压位在电压电平V3附近时，振膜部分12a与振膜部分12b大致对齐。当施加的电压位在电压电平V4或V5时，振膜部分12a部分地高于振膜部分12b。当施加的电压位在电压电平V6，而大于(介在V5与V6之间的)某个电压电平时，振膜部分12a完全地高于振膜部分12b。
值得注意的是，图5中所示的数值是用来说明，其可根据实际情况来调整实际施加的电压。
狭缝宽度应足够小，例如以1微米来实践。狭缝11a～11d在振膜的厚度上形成狭窄的通道(channel)，其可以5～7微米来实践。由于沿着气流路径(airflow pathway)的壁的粘性力/阻力(viscous forces/resistance)(其可称作流体力学的场内边界层效应)，通过狭窄的通道的气流可以是高阻尼地(highly damped)。相比之下，间隙开口110a(在图5以507表示)位在两个板的拐角/边缘之间，其代表平行于气流方向的最小表面，因此最小化施加在气流的粘性力。所以，当振膜12在一间隙致动电压以下(例如当施加在致动器14的驱动电压是电压V1～V5)且在Z方向上未形成间隙(例如110a或507)时，与通过板16的压力喷射孔窍160的气流相比，流过狭缝11a～11d的空气会小得多，或者比通过空气分流的气流小得多，这意味着相对于通过板16的压力喷射孔窍160的气流，狭缝11a～11d在脉冲产生周期的期间内实质上可被视为是密封的。
换言之，狭缝宽度足够小，使得相较于当间隙110a/507形成时通过空气分流的(例如小于1％的)气流，通过狭缝的气流/泄漏在施加的电压介于V1与V5之间时是可忽略的。
此外，假定V1'表示(对应振膜部分12a部分地低于振膜部分12b时的)最小电压电平，V5'表示(对应振膜部分12a部分地高于振膜部分12b时的)最大电压电平。V1′与V5′之间的差值可由振膜12的厚度确定。当振膜12较厚时，V1′与V5′之间的差值可更大。换句话说，振膜12的厚度可确定在脉冲产生周期的期间内的电压摆幅(voltage swing)SW的范围。在脉冲产生周期的期间内，狭缝被认为/实质上是被密封的，即相较于通过空气分流或通过压力喷射孔窍160的气流，通过狭缝的气流/泄漏是可忽略的。
(由致动器14产生的)施加在振膜12的驱动力的类型不受限制。例如，振膜12可由压电力、静电力、电磁力或电热力驱动，而不以此为限。例如，致动器14可以是纳米静电驱动(Nanoscopic Electrostatic Drive，NED)致动器。
以压电致动器为例，致动器14可如图6所示包括第一(顶部)电极14T、致动材料14P及第二(底部)电极14B。致动材料14P可包括锆钛酸铅(lead zirconate titanate，PZT)材料(优选具有高ε31)。致动器14可接收SEAM驱动信号DS。
图7绘示与输入音频信号(input audio signal)AUD相对应的驱动信号DS的波形的示意图。驱动信号DS可施加到顶部电极14T，而直流偏置电压(direct current(DC)biasvoltage)VB可施加到底部电极14B，且图7绘示的电压V14T及V14B分别表示顶部电极14T及底部电极14B的电压。驱动信号DS包括多个电脉冲EP。电脉冲EP具有电脉冲周期TCY,E。电脉冲周期TCY,E包括对应至时间期间(time period)TPAM的PAM阶段及对应至时间期间TRST的RST阶段。实际上，空气脉冲周期TCY,A及电脉冲周期TCY,E可具有相同的长度，或者或多或少具有相同的长度。空气脉冲周期TCY,A及电脉冲周期TCY,E都可缩写为脉冲周期TCY。在一实施例中，电压V14B可表示施加在底部电极(14B)上的(偏置)电压。
类似于SEAM驱动信号，所有的电脉冲EP相对于电压VRST可具有相同极性，或者相对于电压VRST是单极性的(unipolar)。在图7所示的实施例中，电脉冲EP相对于(或相较于)电压VRST均是负的(即具有负极性(negative polarity))。也就是说，除了转态期间(transition period)外，驱动信号DS的电压电平在PAM阶段低于VRST，在RST阶段等于VRST。
PAM阶段的时间期间TPAM内的电压摆幅SW可通过输入音频信号AUD的瞬时取样(instantaneous sample)TS来确定。驱动信号DS在PAM阶段的时间期间TPAM内在电压摆幅SW摆动，导致PAM阶段的驱动信号DS电压电平在图5所示的V1～V5的范围内，对应至狭缝开口没有形成间隙的状态，因此在PAM阶段的时间期间TPAM内，“间隙”被认为是“未打开的”。
通过以适当的电压来驱动振膜，使得RST阶段沿狭缝11a～11d暂时形成间隙(例如图3所示的110a)，以使气流通过振膜12，而在PAM阶段没有间隙出现。狭缝11a～11d及其相关的暂时的间隙110a～110d的操作类似于阀(valve)的打开及关闭运动。值得注意的是，在空气脉冲产生元件10中，没有设立实体/真实的阀且在狭缝11a～11b的表面没有发生机械的(mechanical)接触，但是，利用图4所示的位移相对电压之间的不同的斜率及图5所示的差距位移(differential displacement)与振膜厚度之间的相互作用，空气脉冲产生元件10可保有阀的功能，导致RST阶段暂时形成间隙开口(“打开”状态)并在PAM阶段间隙开口消失(“未打开”状态)。从而，以微机电系统(Microelectromechanical Systems，MEMS)发声装置实现实体的阀的复杂性及缺点(例如静摩擦)可巧妙地绕开。
由于在不存在实体的阀的情况下具备阀的功能，因此在本申请中暂时形成Z方向的间隙开口(例如图3所示的110a)的机制也称为“虚拟的阀(virtual valve)”。值得注意的是，使“虚拟的阀”表现出“实体的阀”的功能的关键因素是短暂时间(brevity time)的阀需要表现呈“未打开”。尽管狭缝的宽度为1μm或更小，但给定足够长的时间，空气会流过狭缝，且无法保持腔室13中的压力。因此，尽管最小化狭缝宽度至关重要，但在XY平面，时间长度的考量(以便将PAM阶段的净气流保持在可接受的范围内)也很重要。如果PAM阶段的长度太长，则即使没有形成间隙(例如110a)，显著的空气也可能流过狭缝11a～11d，且腔室13内的压力可能下降太多，输出SPL可能显著下降。因此，需要从整体上解决狭缝的图案、狭缝的长度、狭缝的宽度、PAM阶段的时间期间TPAM的持续时间(duration)以及RST阶段的时间期间TRST的持续时间，以优化上述“虚拟的阀”操作的性能。
此外，参照图1，空气脉冲产生元件10可选择性地包括凸部(ridge)102、侧壁(sidewall)106及后盖(back cover)108。凸部102可设置在板16上。后腔室17可形成在振膜12、侧壁106与后盖108之间。选择性地，后盖108可形成通气孔(vent hole)109。通气孔109可以是孔或管且可以类似于现有技术的扬声器后壳体的方式形成一低音反射端口(bass reflexport)，导致180度异相后向辐射(180° off phase back radiation)而在端口共振处经历额外的180度相移且变得与前向辐射(front radiation)同相(in-phase)，从而导致选择性的开口(通气孔109)及后腔室体积的共振频率处的SPL增大。
图19绘示曲线201及201*，其表示压力场线(pressure profile)P对时间t的关系。垂直轴P是腔室13的体积内部的压力与空气脉冲产生元件10外部的环境压力之间的差值，且0表示相较环境压力没有差别。虚线301对应至驱动信号DS，其中虚线矩形的前端边缘(leading edge)对应至一特定脉冲周期的PAM阶段的开始(start)。对于虚线301，垂直轴对应至电压电平(DS-VRST)，因此，0对应至图7所示的VRST的电压电平。曲线201*表示当VRST对应至图5所示的V5时(即在RST阶段没有间隙开口时)，腔室13内的压力场线。曲线201表示当VRST对应至图5的V6时(即在RST阶段形成一个或多个间隙开口(例如110a)时)，腔室13内的压力场线。曲线201*及201的前端部分(leading portion)彼此重叠，因为这两种情况下的驱动信号DS信号电平(signal level)都相同，导致PAM阶段的振膜行为相同。曲线201*的尾端部分(trailing portion)(大致对应至驱动信号DS≈V5的RST阶段)具有长尾(longtail)，因为在DS≈V5时，振膜12不会形成间隙，且(源自PAM阶段的振膜移动的)腔室13内的压力需要(主要通过压力喷射孔窍160的气流)与板16上方的环境中和。相比之下，曲线201的尾端部分(大致对应至驱动信号DS≈V6的RST阶段)具有较低的峰值压力、更快的衰减时间及较小的最终残余，因为暂时分流形成，以通过间隙(例如三维透视示意图所示的110a或二维截面图所示的507)连接振膜12两侧的体积，并且这些分流允许空气在连接的两个体积之间快速交换，因此加快了达成暂时连接的两个体积之间的压力平衡的速度。值得注意的是，大部分的压力平衡/气流中和在曲线201的情况下是通过位在空气脉冲产生元件10背面侧的腔室17与腔室13之间的空气交换而发生，而不是(与曲线201*的情况一样)等待通过(空气脉冲产生元件10的面向收听者的一侧的)PEO(板16上的开口160)的大部分气流。
假设在没有形成间隙开口的情况下的空气脉冲周期为TCY,A*。在空气脉冲周期TCY,A*内产生的净空气压力ΔPCY,A*可由曲线201*的一时间间隔(time interval)[0,TCY,A*]的积分(其可以是时间间隔[0,TCY,A*]内曲线201*以下的面积，等效地是面积203及面积204*的总和)来评估。由于区域203与204*是相当的(comparable)，因此净空气压力ΔPCY,A*是小的，且最终所得的SPL是小的。
没有形成间隙开口的另一个缺点是残余压力的量值。从图19可知，空气脉冲周期TCY,A*结束(末期)时存留残余压力205，这会导致脉冲间干扰并降低声音质量。
净空气压力较小及残余压力的问题可通过(例如图2、图3及图5所示的)在RST阶段利用适当的振膜设计及对应的驱动信号而形成的间隙开口来解决。假设在间隙开口是在RST阶段形成的情况下的空气脉冲周期为TCY,A。在空气脉冲周期TCY,A内产生的净空气压力ΔPCY,A可以是面积203及面积204的总和。由于间隙开口是在RST阶段形成，及面积204相对面积204*会显著较小，据此，净空气压力ΔPCY,A及SPL会显著增强。
此外，残余压力可自205*减小到205，而205等于零或接近零的。换句话说，可以认为在空气脉冲周期TCY,A结束(末期)时几乎没有或没有显著的残余压力。或者，在空气脉冲周期TCY,A结束(末期)时，腔室空气压力可几乎等于环境空气压力。
而且，鉴于曲线201相对于曲线201*的衰减快得多，空气脉冲周期可自TCY,A*减小到TCY,A，而仍将残余压力自205*减小到205，从而将占空因数自TPG/TCY,A*增加至TPG/TCY,A(其中TPG表示脉冲产生时间段)，且因此显著提高输出的声压级。
此外，产生空气压力的效率可通过比率(ratio)r＝(ΔPCY/Δ|PCY|)来评定。ΔPCY可定义为ΔPCY＝∫P(t)dt且Δ|PCY|可定义为Δ|PCY|＝∫|P(t)|dt，其中积分操作∫·dt是在一个空气脉冲周期执行。根据有限元方法仿真，在没有间隙开口的情况(可由曲线201*表示)下，则比率r可以是1～3％，而在有间隙开口形成的情况(可由曲线201表示)下，比率r增加到30～40％，大约提高了20倍。
在这方面，空气脉冲产生元件10可产生多个净空气脉冲，且这些净空气脉冲可相对空气脉冲产生元件10外的环境压力具有相同极性。
为了优化振膜位移，驱动信号PAM脉冲宽度的持续时间较佳地大约等于或略大于振膜共振频率的周期时间(cycle time)的一半。因此，驱动信号的占空因数1/n、振膜共振频率fR与脉冲速率fpulse之间的关系可由方程式1/(2·fR)≈1/(n·fpulse)或fR/fpulse≈n/2来描述。假设比率fR/fpulse可表示为fR/fpulse＝k·n，其中k＝0.42～0.55。当满足此条件时，振膜可达到最大位移，而占空因数接近最大值，因此有助于最大化最终所得的输出SPL。在占空因数＝1/3(即n＝3)的实施例中，比率fR/fpulse可介在1.25至1.65之间。
详细说来，图20绘示驱动信号DS的波形相对振膜位移对应不同k的示意图。在图20中，点线表示驱动信号DS的波形。虚双点线、粗实线及点虚线代表分别在k>>0.6、k≈0.5及k<<0.4的振膜位移的波形。
如果比率(fR/fpulse)过低(例如fR/fpulse<<0.4×n)，振膜12会太慢对驱动信号做反应，且在RST阶段结束(末期)时振膜12可能未到达到其稳态(steady state)(DC)位移，更别提过冲(overshooting)(如图20的点虚线(k<0.4)所示)。另一方面，如果比率(fR/fpulse)太高(例如fR/fpulse>>0.6×n)，则振膜的运动会已超过其过冲尖峰(overshooting peak)，且会处于振铃模式(ringing pattern)，并甚至可能低于振膜12的稳态位移(如图20的虚双点线(k>0.6)所示)。相比之下，当fR/fpulse≈0.5n时，包括DC位移及过冲量(overshooting)的振膜位移的峰值与PAM阶段的结束(末期)时点对齐(如图20的粗实线所示)，因此使PAM阶段产生的压力最大化。
图8是本申请实施例的发声装置(SPD)80的示意图。SPD 80包括基板(substrate)81及多个空气脉冲产生元件82。空气脉冲产生元件82设置在基板81上。基板81的材料不受限制。作为一种示例，空气脉冲产生元件82可由空气脉冲产生元件10实现。实际上，空气脉冲产生元件82可由包括(具有一个或多个狭缝的)振膜的多个空气脉冲产生元件来实现，使得一个或多个间隙开口可暂时形成，也就是说，可由包括“虚拟的阀”机制的空气脉冲产生元件来实现，这也在本申请的范围内。
此外，可利用美国专利10,536,770揭示的“脉冲交错(pulse interleaving)”的概念，以实现更高的整体脉冲速率。当“脉冲交错”以整体脉冲速率PR(以每秒脉冲数为单位)操作时，这些空气脉冲产生元件可细分为多个群组(group)(例如N个群组)，每个群组的空气脉冲产生元件可在脉冲速率PR/N产生空气脉冲，并且不同群组的空气脉冲产生元件产生的空气脉冲在空间及时间上交错。“脉冲交错”概念/机制的细节可参考美国专利10,536,770，为简洁起见，在此不再赘述。
值得注意的是，从图4及图5可知，致动振膜以在每个脉冲周期TCY在狭缝线(slitline)形成间隙开口会需要电极14T与14B之间的高电压摆幅。由于致动器的电极之间(例如电极14T与14B之间)存在电容，所以对空气脉冲产生元件82的致动器电极进行充电及放电所需的电荷量会较高。
除了所需的大量电荷外，快速上升(fast rising)及快速下降(fast falling)的PAM驱动波形加剧这种情况，且导致开关电流(switching current)在PAM与RST阶段之间的转态的尖峰(sharp spike)。强烈的电磁干扰(Electro Magnetic Interference，EMI)会被引发。此外，由于底部电极的薄膜电阻(sheet resistance)具有显著电阻(例如PZT的底部电极的典型薄膜电阻实际上可以是0.5欧姆每平方(Ω/□)，其中□表示代表“方格(square)”的符号)，高电流会容易引发显著的电压降，导致驱动电压沿信号管路(passage)被耗散且在到达压电致动器层(piezo actuator layer)14P的电极之前会严重衰减。作为说明，考虑一底部电极布线走线(wiring trace)由1：2的矩形(或长度上是2个正方形)的导体组成，这会具有2×0.5Ω/□＝1Ω的布线电阻(trace resistance)。当30安培(Ampere，A)的开关脉冲电流流过这个导体时，电压降会是30伏特。尽管这个状况实际上不会发生(因为驱动电压本身仅约30伏特)，但是显著地，上升边缘(rising edge)及下降边缘(fallingedge)会显著减慢，并且压电材料层14P所看到的驱动波形会严重恶化。这个示例显示最小化底部电极布线走线电阻的重要性，以最小化(通常用作压电致动器的底部电极的)高薄膜电阻金属层导致的电压降。
为了克服上述问题，本申请提出一种新颖的交错及单元排列方法(及驱动电路)，其中，多个空气脉冲产生元件(例如图8的82)被细分为N个空间交错的子集，并且这些N个子集的空气脉冲产生元件由N组的(1/N的占空因数的)时间上交错驱动波形来驱动，使得来自一个子集的空气脉冲产生元件的底部电极的电流直接流向相邻子集的空气脉冲产生元件，而无需自一个垫盘(pad)离开发声装置80，且自另一个垫盘重新进入发声装置80。
在下面的描述中，术语空气脉冲产生元件及空气脉冲产生单元(air pulsegenerating cell)可互换使用。
图9是本申请实施例的SPD 90的示意图。SPD 90包括空气脉冲产生元件92_1～92_3。如图9的左侧所示，空气脉冲产生元件92_1、92_2、92_3被布置成3×M阵列(array)，其中空气脉冲产生元件92_1占据阵列的第一行(row)，空气脉冲产生元件92_2占据第二行，空气脉冲产生元件92_3占据第三行，且M表示每行中的空气脉冲产生元件的数目。SPD 90可包括一基板(为了简洁未绘示在图9)，空气脉冲产生元件92_1～92_3设置在基板上。空气脉冲产生元件92_1～92_3中的一者/每一者可包括具有第一电极(例如顶部电极)及第二电极(例如底部电极)的致动器。每个空气脉冲产生元件92_1～92_3内的致动器可具有与图6所示的致动器14相似或相同的截面结构(cross sectional structure)。在一实施例中，空气脉冲产生元件92_1～92_3的底部电极可经由公共金属层(common metal layer)而电连接，公共金属层可以是例如铂(Platinum，Pt)合金，公共金属层可构成公共底部电极14b。
空气脉冲产生元件92_1～92_3的构建不受限制。空气脉冲产生元件92_1～92_3可由图1所示的空气脉冲产生元件10或(其可能能够产生多个空气脉冲的)其他类型的(压电致动)空气脉冲产生元件来实现。这些空气脉冲可产生一非零偏移且在多个脉冲周期上可以是非周期性的。在一实施例中，间隙也可在RST阶段在空气脉冲产生元件92_1～92_3内的振膜暂时形成。
另外，空气脉冲产生元件92_1～92_3内的致动器可具有与致动器14相同/相似的结构，其以截面透视方式绘示在图9的右侧。M个空气脉冲产生元件92_1的顶部电极连接在一起以形成一个驱动电极92_1T。驱动电极92_2T及92_3T与驱动电极92_1T类似。为了便于说明，图9的右侧的空气脉冲产生元件92_1、92_2、92_3的顶部电极分别表示为92_1T、92_2T、92_3T。
电极92_1T～92_3T分别由驱动信号DS1～DS3驱动。也就是说，电极92_1T～92_3T分别接收驱动信号DS1～DS3。驱动信号DS1～DS3可以是时间交错的SEAM驱动信号。也就是说，驱动信号DS1～DS3内所有电脉冲相对于特定电压(例如VRST)具有相同的极性。此外，驱动信号DS1的电脉冲EP_1，驱动信号DS2的电脉冲EP_2及驱动信号DS3的电脉冲EP_3是时间交错且相互交错，这意味着在忽略电脉冲的转态时间/边缘下，脉冲EP_1、EP_2、EP_3的(电压VRST以外的)信号部分在时间上不会相互重叠。换句话说，在不考虑电脉冲的脉冲转态时间/边缘的情况下，驱动信号DS1的PAM阶段，驱动信号DS2的PAM阶段及驱动信号DS3的PAM阶段不会彼此重叠。在信号波形方面，脉冲EP_1的(电压VRST以外的)部分不会与脉冲EP_2的(电压VRST以外的)部分在时间上重叠，也不会与脉冲EP_3的(电压VRST以外的)部分在时间上重叠，反之亦然。
一般来说，发声装置90的空气脉冲产生元件/单元92_1～92_3可(在空间上)细分成n个分支(subdivision)/群组，在图9所示的实施例中n＝3。发声装置90的所有空气脉冲产生元件的底部电极可连接在一起，且布线至一直流偏置电压源，以经由(用来建构致动器的底部电极的)金属层(例如图6所示的14B)接收电压VB。这n个分支/群组中的每一者的空气脉冲产生单元可布置成单元行(cell-row)(或简称为行)，在图9中n＝3及m≥4，且一个单元行意指一行的空气脉冲产生单元。单元行彼此邻近设置且彼此平行放置，以最大化单元行之间的接触面积且因此最小化单元行之间的底部电极的平方计数(square count)。
驱动信号DS1～DS3可以是具有1/n的占空因数的SEAM波形，其中n可以是整数。在图9所示的实施例中，n＝3。驱动信号DS1～DS3之间的时点(timing)会被布置，使得驱动信号DS1的PAM阶段的尾端边缘(trailing edge)对齐驱动信号DS2的PAM阶段的前端边缘，驱动信号DS2的PAM阶段的尾端边缘对齐驱动信号DS3的PAM阶段的前端边缘，驱动信号DS3的PAM阶段的尾端边缘对齐驱动信号DS1的PAM阶段的前端边缘。在这种安排下，在自驱动信号DS1的PAM阶段转态到驱动信号DS2的PAM阶段，施加到电极92_1T及92_2T的电压信号摆幅会是时间上对齐但极性反转的(polarity inverted)，且顶部电极92_1T的电流流动(currentflow)会与顶部电极92_2T的电流流动相反。
通过将单元行92_1、92_2及92_3以空间交错的方式排列至如图9所示，单元行之间的宽界面(broad interface)有助于显著地降低单元行间底部金属层平方计数(intercell-row bottom metal layer square-count)并因此降低空气脉冲产生元件92_1、92_2及92_3的底部电极的单元行间电阻(inter cell-row resistance)。当一对的反向的电流流动(a pair of opposite current flows)发生在自驱动信号DS2的PAM阶段转态到驱动信号DS3的PAM阶段的顶部电极92_1T与92_2T之间时，在单元行92_1及92_2的底部电极处的相应的电流流动会(经由单元行92_1及92_2之间的宽界面沿着最小电阻的路径(path))朝彼此流动。由于这些电流脉冲经过最小距离，电压降(I·R)及功耗(I2·R)都会最小化，从而使电极92_1T～92_3T上的驱动信号DS1～DS3更加保真，并降低底部电极的金属层上的功耗(及热量产生)。
类似内容适用于驱动信号DS2及DS3的PAM阶段之间的转态及驱动信号DS3及DS1的PAM阶段之间的转态。
自芯片级的角度来看，通过时间上对齐电极92_1T～92_3T之间的PAM阶段之间的转态边缘(transition edge)，由这些PAM阶段转态引起的底部电极电流脉冲会在形成底部电极的金属层内彼此相互大大中和，从而大大降低芯片级VB电极(chip-level VBelectrode)(其可以是连接底部电极的金属层至外部的垫盘)的净电流流动。总而言之，自芯片90的角度来看，SEAM开关波形引起的电流流动在(发声装置90的底部电极金属层内的)邻近的单元行之间彼此自毁(self-annihilate)，且发声装置90的芯片级的底部电极的净电流流动会很大程度上独立于施加至顶部电极92_1T～92_3T的各自的SEAM脉冲开关波形。取而代之的是，流入及流出芯片级VB电极的电流流动主要会由三个交错的SEAM驱动信号DS1～DS3的包络(envelope)(即输入音频信号AUD)(参见图1)确定。因此，功耗会显著降低。
从信号波形方面来看，图10绘示驱动信号DS1～DS3，其中，图10的底部绘示驱动信号DS1～DS3的叠加(superposition)，其余部分分别单独绘示驱动信号DS1～DS3。如图10所示，驱动信号DS1包括电脉冲EP1，驱动信号DS2包括电脉冲EP2，驱动信号DS3包括电脉冲EP3及EP4。脉冲EP1～EP4相对于电压VRST均是负的(或具有负极性)。
电脉冲EP1具有一前端/下降(leading/falling)转态边缘TE6及一尾端/上升(trailing/rising)转态边缘TE1。电脉冲EP2具有一前端/下降转态边缘TE2及一尾端/上升转态边缘TE5。电脉冲EP3具有一前端/下降转态边缘TE3。电脉冲EP4具有一尾端/上升转态边缘TE4。
如图10所示，转态边缘TE1在时间上与转态边缘TE2重合(coincide)，且转态边缘TE1及TE2的(转态)极性彼此相反。另外，在转态边缘TE1及转态边缘TE2的重合转态(coincident transition)时，开关脉冲电流会经由公共金属层在空气脉冲产生元件92_1～92_2的底部电极之间流动。
为了清楚起见，转态边缘TE1～TE6在图11中绘示且加宽，其中转态边缘TE1对应至转态期间/时间TT1，转态边缘TE2对应至转态期间/时间TT2，以此类推。在一实施例中，对应至转态边缘TE1的转态期间/时间及对应至转态边缘TE2的转态期间/时间可彼此部分或完全重叠，这意味着存在一定的时间te，使得时间te位在转态时间TT1及转态时间TT2内。优选地，转态时间TT1及转态时间TT2完全重叠，这意味着，转态边缘TE1开始上升的时间与转态边缘TE2开始下降的时间(在图11中以t1表示)重合，转态边缘TE1停止上升的时间与转态边缘TE2停止下降的时间(在图11中以t2表示)重合。在本申请中，“转态边缘TE1及TE2部分重叠”或“转态边缘TE1及TE2完全重叠”可称为转态边缘TE1及TE2彼此重合。
类似地，参照图10，转态边缘TE3在时间上与转态边缘TE5重合，并且转态边缘TE4与转态边缘TE6重合。
利用具有相反极性而重合转态边缘原理如下。以图11中的转态时间TT1及TT2为例，在转态时间TT1内，可以认为电流会流进(flow into)顶部电极、流过(flow through)致动材料且流至(flow to)空气脉冲产生元件92_1的底部电极。在转态时间TT2内，可以认为电流流自(flow from)底部电极、流过致动材料且流出(flow out of)空气脉冲产生元件92_2的顶部电极。假定转态转变时间TT1及TT2彼此重合(且空气脉冲产生元件92_1、92_2的底部电极是电连接)，则可以认为开关电流(即由于脉冲转态而产生的电流)流进空气脉冲产生元件92_1的顶部电极、流过空气脉冲产生元件92_1的致动材料、且流至空气脉冲产生元件92_1、92_2的底部电极，并流过空气脉冲产生元件92_2的致动材料且流出空气脉冲产生元件92_2的顶部电极。值得注意的是，在转态时间TT1/TT2期间，开关电流直接在空气脉冲产生元件92_1与92_2之间流动，且不会流动到外部路径。因此，显著降低(由于底部电极材料的电阻的)不必要的电压降及功耗。
值得注意的是，SPD 90包括图9所示的三个阵列的空气脉冲产生元件，但不限于此。只要1)SPD包括多个的(超过一个的)空气脉冲产生元件；且2)用于两个不同的空气脉冲产生元件的两个驱动电脉冲具有相反的转态极性且彼此重合的转态边缘，则满足本申请的要求而在本申请的范围内。换句话说，以上所述的项目2中的两个驱动电脉冲彼此连续(consecutive)。优选地，这两个空气脉冲产生元件彼此相邻，或者两个空气脉冲产生元件之间的距离小于空气脉冲产生元件本身的长度/宽度。
就这一点而言，本申请的SPD可如图12所示仅包括两个空气脉冲产生元件。图12的左侧绘示SPD A0。SPD A0类似于SPD 90。与SPD 90不同，SPD A0仅包括两个空气脉冲产生元件92_1～92_2，其分别由驱动信号DS1～DS2驱动。驱动信号DS1～DS2的波形绘示在图12的右侧。如图12(类似于图10)所示，转态边缘TE1及TE2彼此重合，且(转态边缘TE1及TE2的)极性彼此相反。
同样地，图13绘示本申请实施例的SPD A0'的示意图。与包括两个空气脉冲产生元件(92_1～92_2)的SPD A0不同，SPD A0'包括三个空气脉冲产生元件92_1～92_3，其分别由驱动信号DS1～DS3驱动。
图10～图12绘示驱动信号DS1～DS3的(示出其转态边缘的)波形的微观(microscope)视图。另一个角度来看，对于SPD 90，图14绘示驱动信号DS1～DS3的波形的巨观(macroscope)视图。在一实施例中，图14中的标签“1”、“2”及“3”可分别表示驱动信号DS1的电脉冲EP_1、驱动信号DS2的电脉冲EP_2及驱动信号DS3的电脉冲EP_3。
从图14可以看出，驱动信号DS1、DS2、DS3均是SEAM信号，这意味着(分别在驱动信号DS1、DS2、DS3内的)电脉冲EP_1、EP_2、EP_3相对于电压VRST具有相同的极性(例如在图13的实施例是负的)，且根据输入音频信号AUD进行幅度调制。此外，驱动信号DS1、DS2、DS3相互交错。在表示为T3＝>1的时间，电脉冲EP_3的上升/尾端转态边缘与电脉冲EP_1的下降/前端转态边缘重合。在表示为T1＝>2的时间，电脉冲EP_1的上升/尾端转态边缘与电脉冲EP_2的下降/前端转态边缘重合。在表示为T2＝>3的时间，电脉冲EP_2的上升/尾端转态边缘与电脉冲EP_3的下降/前端转态边缘重合。
在图9中，一个驱动信号驱动一个单元行的多个空气脉冲产生元件，但不限于此。在本申请中，一个驱动信号可以驱动多个单元行的多个空气脉冲产生元件。例如，图15是本申请实施例的SPD B0的示意图。在图15中，排列在第一行及第二行的空气脉冲产生元件92_1由驱动信号DS1驱动，排列在第三行及第四行的空气脉冲产生元件92_2由驱动信号DS2驱动，排列在第五行及第六行的空气脉冲产生元件92_3由驱动信号DS3驱动。
值得注意的是，在图15中，空气脉冲产生元件92_1与92_3之间的距离大于空气脉冲产生元件92_1与92_2之间的距离及/或空气脉冲产生元件92_2与92_3之间的距离。距离越远，电阻越高。换言之，相较空气脉冲产生元件92_1及92_2(的底部电极)之间的电流在转态时间T1＝>2引起的电压降、或空气脉冲产生元件92_2及92_3(的底部电极)之间的电流在转态时间T2＝>3引起的电压降，在转态时间T3＝>1，多个空气脉冲产生元件92_1的底部电极及多个空气脉冲产生元件92_3的底部电极之间流动的电流会导致更多的电压降。
为了减轻(不相邻的空气脉冲产生单元/元件之间的长距离带来的)空气脉冲产生元件92_1及92_3之间的额外的电阻(或电压降)，可包括导线(conducting line)。图16是本申请实施例的SPD B0'的示意图。SPD B0'进一步包括导线B01及B02。导线B01及B02可由导电材料(例如金属)制成。导线B01设置在阵列的第一行的附近/上方且电连接至第一行的空气脉冲产生元件92_1的底部电极。导线B02设置在阵列的第六行的附近/下方且电连接至第六行的空气脉冲产生元件92_3的底部电极。导线B01及B02可接收电压VB。因此，在图16所示的SPD B0'中，空气脉冲产生元件92_1与92_3之间的电阻会接近空气脉冲产生元件92_1与92_2之间的电阻或空气脉冲产生元件92_2与92_3之间的电阻。
空气脉冲产生元件92_1、92_2及92_3的排列不受限制。例如，图17是本申请实施例的SPD C0的示意图。与SPD B0不同，SPD C0的空气脉冲产生元件92_1、92_2及92_3的排列是相对于一对称轴Sym对称地布置。空气脉冲产生元件92_1可排列在阵列的第一行及第六行，空气脉冲产生元件92_2可排列在阵列的第二行及第五行，空气脉冲产生元件92_3可排列在阵列的第三行及第四行，其中，对称轴Sym位在阵列的第三行与第四行之间。
图17所示的SPD C0的排列的好处是可通过对称性来湮灭严重的EMI。下面将详细说明通过对称性来湮灭EMI。在转态时间T1＝>2(或等同地是图11所示的TT1)，第一脉冲电流会流进/冲进(rush into)第一行及第六行的空气脉冲产生元件92_1的顶部电极。同时，在转态时间T1＝>2(或等同地是图11所示的TT2)，具有与第一脉冲电流相似/接近的幅度的第二脉冲电流会流出/冲出(rush out of)第二行及第五行的空气脉冲产生元件92_2的顶部电极。据此，(在第一行的空气脉冲产生元件92_1与第二行的空气脉冲产生元件92_2之间产生的)第一电磁(Electro Magnetic，EM)辐射会与(在第五行的空气脉冲产生元件92_2与第六行的空气脉冲产生元件92_1之间产生的)第二电磁辐射呈180度不同相(out of phase)。由于EMI干扰是破坏性的，因此第一电磁辐射及第二电磁辐射会相互自动湮灭，从而使得净电磁辐射最小。同样的原理也适用于转态时间T2＝>3及T3＝>1。
此外，在一实施例中，一些的空气脉冲产生元件92_1、92_2及92_3的底部电极(例如最右边的空气脉冲产生元件92_1、92_2及92_3的底部电极)也可接收电压VB。
图18是本申请实施例的SPD C0'的示意图。SPD C0'类似于SPD C0。与SPD C0不同，SPD C0'还包括导线C01、C02及C03。类似地，导线C01、C02及C03可由导电材料(例如金属)制成，可接收电压VB，并发挥与导线B01及B02相似的作用。导线C01/C02的功能是向空气脉冲产生元件92_1提供电压VB。导线C03的功能是向空气脉冲产生元件92_3提供电压VB。图18所示的导线C01/C02与C03之间的关系(及其背后的原理)与图16所示的导线B01与B02之间的关系(及其背后的原理)相同。
值得注意的是，参照图14，图14中的标签“1/2/3”可表示电脉冲EP_1/EP_2/EP_3，但不限于此。图14中的标签“1”也可以是指驱动信号DS2的电脉冲EP_2或驱动信号DS3的电脉冲EP_3。类似地，取决于实际要求，图14中的标签“2”也可以是指电脉冲EP_1或电脉冲EP_3，及/或图14中的标签“3”也可以是指电脉冲EP_1或电脉冲EP_2。
另外，产生驱动信号的驱动电路的拓扑不受限制。图21是本申请实施例的驱动电路E0的示意图。驱动电路E0可用来驱动包括空气脉冲产生元件92_1、92_2的SPD(例如图12所示的A0)。值得注意的是，在SPD A0中，空气脉冲产生元件92_1可与空气脉冲产生元件92_2相邻设置，空气脉冲产生元件92_1及92_2的底部电极可互相(电)连接并接收电压VB，且顶部电极92_1T及92_2T分别接收驱动电压DS1及DS2。
如图21所示，驱动电路E0包括节点(node)N1、N2、交换模块(swapping module)E01、E02及开关(switch)S1～S4。交换模块E01/E02分别包括串联连接的电荷交换开关(charge-exchanging switch)CXSW1/CXSW2、电感器L1/L2及二极管(diode)D1/D2。交换模块E01、E02耦接(coupled)在节点N1、N2之间。节点N1、N2及交换模块E01、E02连接成回路(loop)结构，这意味着节点N1/N2可视为回路结构的起点以及回路结构的终点。
节点N1耦接至空气脉冲产生元件92_1的顶部电极92_1T，用来将驱动信号DS1传递至空气脉冲产生元件92_1(即至顶部电极92_1T)。类似地，节点N2耦接至空气脉冲产生元件92_2的顶部电极92_2T，用来将驱动信号DS2传递至空气脉冲产生元件92_2(即顶部电极92_2T)。值得注意的是，假定空气脉冲产生元件92_1/92_2是PZT致动，电容CPZT,1/CPZT,2(未绘示在图21)可在节点N1/N2与一个或多个底部电极之间存在。
开关S1～S2耦接至节点N1，且开关S3～S4耦接至节点N2。除了耦接至节点N1及N2以外，开关S1的端子(terminal)及开关S3的端子还接收电压VRST。开关S2的端子及开关S4的端子分别接收信号VAUD,1及VAUD,2。VAUD,1及VAUD,2分别是输入音频信号AUD的取样的两个实例，且分别对应至驱动信号DS1及DS2。
开关S1及S3分别由复位控制信号RST1及RST2控制。开关S2及S4分别由PAM控制信号PAM1及PAM2控制。电荷交换开关CXSW1及CXSW2分别由电荷交换控制信号CX1及CX2控制。
驱动信号DS1/DS2可均是SEAM信号，这意味着驱动信号DS1/DS2相对于电压VRST可以是单极性的(如美国专利10,771,893所教示)。在一实施例中，电压VRST可足够高，使得一个或多个空气脉冲产生元件内的一个或多个振膜上形成一个或多个间隙，特别是当空气脉冲产生元件92_1/92_2同有与空气脉冲产生元件10相似(或相同)的结构时。就这一点而言，VRST的电压电平可高于VAUD,1及VAUD,2的电压电平。
图22绘示控制信号RST1、RST2、PAM1、PAM2、CX1及CX2的时序示意图。图22的底侧还绘示驱动信号DS1及DS2。在该实施例中，驱动信号DS1及DS2在PAM阶段跟随输入音频信号AUD，而不是在PAM阶段的开始对VAUD进行取样并在整个PAM阶段保持电压电平。为了说明的目的，在下面的描述中，当相应的控制信号处在高状态(逻辑“1”)(high state(logic“1”))时开关处在导通(conducting)状态，而当相应的控制信号处在低状态(逻辑“0”)时开关处在不导通(non-conducting)或截止(cut-off)状态。
CND1/CND2表示在电荷交换开关CXSW1/CXSW2导通但开关S1～S4不导通且电荷交换开关CXSW2/CXSW1不导通的情况下的时间间隔。
在期间T1内，在时间间隔CND1之前，开关S2、S3导通，且开关S1、S4、CXSW1、CXSW2截止，使得节点N1处的驱动信号DS1跟随电压电平VAUD(标签成VAUD,1以与CND2对应电压电平所标签的VAUD,2区别)，且节点N2处的驱动信号DS2是电压电平VRST。值得注意的是，在导通间隔CND1的起点，节点N2处的电压电平(即VRST)高于节点N1处的电压电平(即VAUD,1)。
在时间间隔CND1开始以后，当电荷交换开关CXSW1接通(turned ON)并开始导通，且开关S1～S4、CXSW2都截止时，电感器L1的电流流动可以用
Figure BDA0002923613860000221
表示，其中t0对应至时间间隔CND1的开始，VN1、VN2是节点N1、N2处的电压电平，Vf是二极管D1的顺向导通电压(forward conducting voltage)。流经电感器L1的电流会持续增加，直到VN2＝VN1+Vf，其中IL1达到峰值并开始减小，直到电流达到0且二极管D1截止。值得注意的是，在IL1减小的过程中，VN1会朝向VRST摆动，而VN2会向VAUD摆动。换句话说，在时间间隔CND1，假设由于IL1·Vf及RL1·IL1 2导致的是最小能量损失(minimum energy loss)，凭借电感器电流IL1的惯性，存储在节点N2的电容CPZT,2的电荷会转移至节点N1的电容CPZT,1，导致节点N1及节点N2的电压电平有效地交换。类似地，在时间间隔CND2，假设由于IL2·Vf及RL2·IL2 2导致的是最小能量损失，凭借电感器电流IL2的惯性，节点N1及节点N2的电压电平会有效地交换。
在导通间隔CND1(CND2)以后且在期间T2(T1)时，开关S1、S4(S2、S3)导通，而开关S2、S3(S1、S4)及CXSW1、CXSW2截止，节点N1(N2)处的驱动信号DS1(DS2)接近电压电平VRST，且节点N2(N1)处的驱动信号DS2(DS1)接近电压电平VAUD,2(VAUD,1)。
此外，在导通间隔CND1(CND2)朝向导通间隔CND1(CND1)结束(末期)时，节点N2(N1)的电压电平可能会过冲或下冲(Undershoot)电压电平VAUD,2(VAUD,1)，并且，同样地，节点N1(N2)的电压电平可能会过冲或下冲电压电平VRST。一旦期间T2(T1)开始，且开关S1、S4(S2、S3)导通，则节点N1(N2)的电压电平会拉至VRST，节点N2(N1)的电压电平会拉至VAUD,2(VAUD,1)。
值得注意的是，期间T1表示驱动信号DS1的PAM阶段，期间T2表示驱动信号DS2的PAM阶段。此外，参照图22底侧所示的波形，驱动信号DS1的上升边缘及驱动信号DS2的下降边缘在导通间隔CND1形成/重合。类似地，利用交换模块E02(的相同原理)，驱动信号DS1的下降边缘及驱动信号DS2的上升边缘在导通间隔CND2形成/重合。在此情况下，可产生时间交错的(驱动信号DS1内的)电脉冲EP_1及(驱动信号DS2内的)电脉冲EP_2，其中电脉冲EP_1及EP_2的转态边缘彼此重合且具有相反的极性。
具体地，以图21的交换模块E01及图22的导通间隔CND1为例，在导通间隔CND1的起点，由于节点N1与N2之间的电压差值，电感器L1会自节点N2向节点N1导通电流(以I1表示)，并发挥抵抗电流I1的电流变化的作用。此外，电感器L1及电容CPZT,1/CPZT,2可看作是LC振荡器(LC oscillator)。然而，交换模块E01所包括的二极管D1可用作整流部件(rectifyingcomponent)，以允许电流仅从节点N2流向节点N1，并阻止/防止电流I1从节点N1流回至节点N2。如此一来，在导通间隔CND1时/以后，从节点N2至节点N1的电流I1会受拉拽(draw)，这相当于从节点N1处的电容CPZT,1转移/移除至节点N2处的电容CPZT,2的电子(或电荷)的数量。
出于同样的理由，在导通间隔CND2时/以后，这个数量的电子/电荷(或多或少)会通过节点N1、N2及交换模块E01、E02形成的回路结构，转移回节点N1处的电容CPZT,1。此外，对应至将电荷从节点N1转移至节点N2的导通间隔CND1及对应至将电荷从节点N2转移回节点N1的导通间隔CND2可在一个(电)脉冲周期TCY,E内发生。
因此，通过交错驱动信号DS1/DS2并通过时间上对齐驱动信号DS1/DS2的转态PAM/RST阶段的转态边缘，在驱动信号DS1/DS2的PAM阶段与RST阶段之间的转态(即上升/下降边缘)，存储在压电扬声器负载电容的能量大部分会被回收/再利用，从而大大降低由于PAM开关活动而引起的功耗。因此，消耗的功率主要会通过输入音频信号AUD的包络变化来确定，且很大程度上独立于PAM切换活动。
值得注意的是，在图21所示的实施例，二极管用来执行整流功能，但不限于此。整流(控制)信号控制的整流开关可代替二极管来执行整流功能。例如，图23是本发明实施例的驱动电路F0的示意图。驱动电路F0包括交换模块F01及F02。交换模块F01/F02包括整流开关RTSW1/RTSW2。整流开关RTSW1/RTSW2由整流信号RT1/RT2控制。在本申请中，二极管及整流开关被认为是整流部件。
如图23的右侧所示，整流信号RT1/RT2控制整流开关RTSW1/RTSW2在导通间隔CDN1/CDN2内(但不超出导通间隔CDN1/CDN2)导通，以对流过的电流进行整流。在一实施例中，可以包括零交叉检测(zero crossing detection，ZCD)电路(未绘示在图23中)，以产生用于整流开关RTSW1/RTSW2的整流信号RT1/RT2，使得当流过电感器L1/L2的电流接近零时，整流开关RTSW1/RTSW2会从导通变为截止，如此一来，可取代二极管D1/D2的整流功能。
再者，图23的右侧所示的ΔR可表示信号CXn及RTn的上升边缘之间的时间间隙，其中，在诸如D类放大器(class-D amplifier)的栅极驱动器(gate driver)等领域中，ΔR被称为空档时间(dead-time)，ΔF可表示信号CXn及RTn的下降边缘之间的时间差，其中n＝1或n＝2。ΔR(例如ΔR≥0)及ΔF(例如ΔF≥0)可以根据实际情况来设计。通常，ΔR对应至完全关断(turn OFF)开关S1～S4所需要的时间，且ΔF可由零交叉检测电路来确定。
值得注意的是，交换模块F01及F02的内部组件相同。交换模块F01与F02之间的唯一区别是这两个开关的控制时序。因此，两个交换模块F01及F02可合并为一体(例如图24的交换模块F0X)，其中在时间间隔DN1时交换模块F0X可视为交换模块F01，而在时间间隔DN2时交换模块F0X可视为交换模块F02。通过这样替代控制信号，交换模块F0X不仅能够从节点N2汲取(draw)电流至节点N1，还能够从节点N1汲取电流至节点N2。也就是说，利用具有整流开关的交换模块，可在两个相反的方向上灵活地汲取电流，并将所需的电感器的数量从两个减少到一个。
此外，串联连接的(由(以例如CSG1及CSG2表示的)信号控制)两个开关可组合成由一个控制信号CSG＝CSG1&CSG2控制的一个开关，其中“&”代表逻辑AND运算。就这一点而言，如图25所示，图24中的开关CXSW及RTSW可组合成一个(以SW表示的)开关，且形成交换模块F0X'。用在图25中的交换模块F0X′内的开关SW的控制信号可通过执行CX&RT而获得，其中CX及RT分别是用在图24中的交换模块F0X内的开关CXSW及RTSW的控制信号。值得注意的是，开关SW发挥整流部件的作用，且其控制信号可取决于零交叉检测电路的结果。
在另一个方面，在导通间隔CND1结束(末期)时，节点N1处的电压电平(等效地为驱动信号DS1)及节点N2处的电压电平(等效地为驱动信号DS2)实质上交换。例如，在图21所示的电路E0的情况下，在导通间隔CND1以前，节点N2处的电压电平约是VRST，其高于节点N1处的电压电平(约是VAUD,1)；在导通间隔CND1结束以后，节点N1的电压电平朝VRST向上增加，且节点N2的电压电平朝VAUD,1向下减少至接近VAUD,2。在此情况下，在导通间隔CND1以后，节点N1处的电压电平及节点N2处的电压电平被认为是“实质上交换”的。
另外，还有一种普遍的情况也被认为是“节点N1的电压电平及节点N2的电压电平实质上交换”。也就是说，在导通间隔CND1以前，节点N1的电压电平小于某个特定阈值，而节点N2的电压电平大于这个特定阈值；在导通间隔CND1结束以后，节点N1的电压电平向上增加至大于这个特定阈值，且节点N2的电压电平向下减少至小于这个特定阈值。在此情况下，在导通间隔CND1以后，节点N1及N2的电压电平被认为是“实质上交换”的。在一实施例中，这个特定阈值可以指的是执行节点N1处的电容CPZT,1与节点N2处的电容CPZT,2之间纯电荷共享操作(pure charge-sharing operation)而获得的电压电平。
图26是根据本申请实施例的驱动电路G0的示意图。驱动电路G0可用来驱动包括空气脉冲产生元件92_1～92_3的SPD(例如SPD 90、A0'、B0、B0'、C0、C0')，其中需要驱动信号DS1～DS3。其中，一个或多个空气脉冲产生元件92_1相邻一个或多个空气脉冲产生元件92_2设置，且一个或多个空气脉冲产生元件92_2相邻一个或多个空气脉冲产生元件92_3设置。类似地，空气脉冲产生元件92_1～92_3的底部电极可(电性及实体地)连接并接收电压VB，且顶部电极92_1T～92_3T可分别接收驱动信号DS1～DS3。
除了驱动电路E0的组件之外，驱动电路G0还包括节点N3及交换模块E03。与交换模块E01/E02类似，交换模块E03包括串联的电荷交换开关CXSW3、电感器L3及二极管D3。电容CPZT,3(未绘示在图24中)可在节点N3与空气脉冲产生元件92_3的底部电极之间存在。在图26所示的驱动电路G0中，交换模块E02耦接在节点N2与N3之间，且交换模块E03耦接在节点N3与N1之间。与驱动电路E0类似，图26所示的交换模块E01～E3及节点N1～N3也形成回路结构，这意味着节点N1～N3中的任何一者都可以被视为回路结构的起点及终点。
图27绘示用在驱动电路G0的控制信号的时序示意图。耦接在节点N1～N3之间的交换模块E01～E03分别在导通间隔CND1～CND3内导通，且交换模块E01～E03可看作是反复地(iteratively)导通。与驱动电路E0的操作类似，在导通间隔CND1内(对应至图14所示的转态时间T1＝>2)，存储在节点N1处的电容/电容器CPZT,1的电子/电荷的数量转移至节点N2处的电容/电容器CPZT,2。在导通间隔CND2内(对应至图14所示的转态时间T2＝>3)，存储在节点N2处的电容/电容器CPZT,2的电子/电荷的数量转移至节点N3处的电容/电容器CPZT,3。在导通间隔CND3内(对应至图14所示的转态时间T3＝>1)，存储在节点N3处的电容/电容器CPZT,3的电子/电荷的数量转移回节点N1处的电容/电容器CPZT,1。另外，在(如图7及图14所示的)电脉冲周期TCY,E的时间，通过驱动电路G0内形成的回路结构，电荷可从节点N1处的电容/电容器CPZT,1转移，通过节点N2处的电容/电容器CPZT,2、节点N3处的电容/电容器CPZT,3而中继(relayed)，且转移回节点N1处的电容/电容器CPZT,1。其中，驱动信号DS1～DS3会均具有电脉冲周期TCY,E。因此，存储在压电扬声器负载电容CPZT,1、CPZT,2及CPZT,3中的能量会被回收/再利用，且SPD消耗的功率主要由输入音频信号AUD的包络确定。
实际上，大约可实现60％至88％的能量回收。这种能量回收对于产生本发明的SEAM驱动信号特别重要，其中(复位)电压VRST可能需要足够高(即显著高于一阈值)以在振膜产生足够大的Z方向间隙(例如110a)，来加速图19的压力平衡，减小204*的面积至204的面积。
与图23的相关内容类似，驱动电路G0的二极管可由整流开关代替。图28是根据本申请实施例的驱动电路G0'的示意图。驱动电路G0'的细节可以参考上述段落，为简洁起见，在此不赘述。
此外，如图29中的驱动电路G1所示，由于在任何时刻中只有交换模块G01～G03中的一者是致能的(active)，因此可共用电感器。不同于图28，图28的电感器L1～L3由图29的驱动电路G1内共用的电感器LS代替，其中，共用的电感器LS受驱动电路G1内的交换模块G11～G13共用。此外，共用的电感器LS的两个端子分别标签成La及Lb，交换模块G11～G13中的布线表示与共用的电感器LS的连接。
值得注意的是，开关RSTW1及CXSW2实际上具有相同的布线，因此它们可实体上地合并，但是需要以(适合其“角色”预期功能的)控制信号进行控制。同样，开关RSTW2及CXSW3也可实体上地合并。
换句话说，驱动电路G1中的开关RSTW1及CXSW2可合并成(以SW2b表示的)一个开关，其连接节点N2及端子Lb；驱动电路G1中的开关RSTW2及CXSW3可合并成(以SW3a表示的)一个开关，其连接节点N3及端子La。驱动电路G1可操控/简化为图30绘示的驱动电路G2。在驱动电路G2中，(连接节点N1及端子La的)开关SW1a相当于驱动电路G1的开关CXSW1，(连接节点N1及端子Lb的)开关SW1b相当于驱动电路G1的开关RTSW1。在此情况下，在导通间隔CND1期间，开关SW1a及SW2b导通；在导通间隔CND2期间，开关SW2b及SW3a导通。在导通间隔CND3期间，开关SW1b及SW3a导通。
图31是根据本申请实施例的发声设备(apparatus)J0的示意图。发声设备J0包括发声装置J01及驱动电路J02。可以根据实际需要而从上述的SPD及驱动电路中适当地选择出SPD J01及驱动电路J02。
值得注意的是，上述的实施例仅用来说明本申请的概念。本领域技术人员可相应地进行修改及变更，而不局限于此。例如，由驱动电路驱动的空气脉冲产生元件不限于PZT致动。可以利用其他致动材料。然而，本申请的驱动电路特别适用于在顶部电极与底部电极之间形成电容的致动器。另外，交换模块内的电荷交换开关、电感器及整流组件的顺序不受限制。只要它们在交换模块内串联连接，就满足本申请的要求，因此也在本申请的范围内。
综上所述，本发明利用暂时打开的狭缝开口来减少压力平衡时间，从而提高SPL性能。本申请将空气脉冲产生元件排列在相邻的位置，并通过具有重合的下降转态边缘及上升转态边缘的电脉冲来驱动相邻的空气脉冲产生元件，以降低功耗及电磁干扰。本申请利用交换模块在节点之间交换电荷，以节省能源。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (22)

1.一种发声装置，其特征在于，包括：
一第一空气脉冲产生元件，由包括一第一电脉冲的一第一驱动信号来驱动，所述第一电脉冲包括具有一第一极性的一第一转态边缘；以及
一第二空气脉冲产生元件，与所述第一空气脉冲产生元件相邻设置，由包括一第二电脉冲的一第二驱动信号来驱动，所述第二电脉冲包括具有一第二极性的一第二转态边缘；
其中，所述第一极性与所述第二极性相反；
其中，所述第一转态边缘与所述第二转态边缘实质上重合；
其中，由所述第一空气脉冲产生元件或所述第二空气脉冲产生元件产的多个空气脉冲在声压级方面产生非零偏移，且所述非零偏移是相对于所述发声装置外部的环境压力的压力值的一偏差。
2.如权利要求1所述的发声装置，其特征在于，
所述第一空气脉冲产生元件包括一第一致动器，所述第一致动器包括一第一顶部电极及一第一底部电极；
所述第二空气脉冲产生元件包括一第二致动器，所述第二致动器包括一第二顶部电极及一第二底部电极；
所述第一顶部电极接收所述第一驱动信号，且所述第二顶部电极接收所述第二驱动信号；
所述第一底部电极与所述第二底部电极电连接。
3.如权利要求1所述的发声装置，其特征在于，所述第一驱动信号包括多个第一电脉冲，所述第二驱动信号包括多个第二电脉冲，所述多个第一电脉冲与所述多个第二电脉冲相对于一电压具有相同的极性。
4.如权利要求3所述的发声装置，其特征在于，所述第一空气脉冲产生元件包括一第一振膜及设置在所述第一振膜上的一第一致动器，当所述电压施加至所述第一致动器时，所述第一振膜上形成一第一间隙。
5.如权利要求4所述的发声装置，其特征在于，当施加至所述第一致动器的所述电压小于一特定电压电平时，不形成间隙。
6.如权利要求1所述的发声装置，其特征在于，包括：
一第三空气脉冲产生元件，与所述第二空气脉冲产生元件相邻设置；
其中，所述第三空气脉冲产生元件由一第三驱动信号来驱动，所述第三驱动信号包括一第三电脉冲，所述第三电脉冲包括具有一第三极性的一第三转态边缘；
其中，所述第二电脉冲包括具有一第四极性的一第四转态边缘；
其中，所述第三电脉冲的所述第三极性与所述第二电脉冲的所述第四极性相反，且所述第三电脉冲的所述第三转态边缘与所述第二电脉冲的所述第四转态边缘实质上重合。
7.如权利要求6所述的发声装置，其特征在于，所述第三驱动信号还包括一第四电脉冲，所述第四电脉冲包括具有一第五极性的一第五转态边缘；
其中，所述第一电脉冲包括具有一第六极性的一第六转态边缘，所述第一极性与所述第六极性相反；
其中，所述第四电脉冲的所述第五极性与所述第一电脉冲的所述第六极性相反，且所述第四电脉冲的所述第五转态边缘与所述第一电脉冲的所述第六转态边缘实质上重合。
8.如权利要求6所述的发声装置，其特征在于，所述第三驱动信号包括多个第三电脉冲，且所述多个第三电脉冲相对于一电压具有相同的极性。
9.如权利要求1所述的发声装置，其特征在于，包括：
多个第一空气脉冲产生元件，由所述第一驱动信号来驱动；以及
多个第二空气脉冲产生元件，由所述第二驱动信号来驱动；
其中，所述多个第一空气脉冲产生元件的一第一部分相邻所述多个第二空气脉冲产生元件的一第二部分设置。
10.如权利要求9所述的发声装置，其特征在于，所述多个第一空气脉冲产生元件及所述多个第二空气脉冲产生元件呈阵列排列。
11.如权利要求9所述的发声装置，其特征在于，还包括：
一第一导线，电连接至所述多个第一空气脉冲产生元件的多个底部电极。
12.如权利要求9所述的发声装置，其特征在于，所述多个第一空气脉冲产生元件及所述多个第二空气脉冲产生元件相对于一对称轴对称地排列。
13.如权利要求9所述的发声装置，其特征在于，还包括：
多个第三空气脉冲产生元件，由一第三驱动信号来驱动；
其中，所述多个第三空气脉冲产生元件与所述第二空气脉冲产生元件相邻设置。
14.如权利要求13所述的发声装置，其特征在于，所述多个第一空气脉冲产生元件、所述多个第二空气脉冲产生元件及所述多个第三空气脉冲产生元件呈阵列排列。
15.如权利要求13所述的发声装置，其特征在于，所述多个第一空气脉冲产生元件、所述多个第二空气脉冲产生元件及所述多个第三空气脉冲产生元件相对于一对称轴对称地排列。
16.如权利要求15所述的发声装置，其特征在于，
所述多个第一空气脉冲产生元件排列成多个第一行；
所述多个第二空气脉冲产生元件排列成多个第二行；
所述多个第三空气脉冲产生元件排列成多个第三行；
所述多个第一行、所述多个第二行及所述多个第三行相对于所述对称轴对称地排列。
17.如权利要求1所述的发声装置，其特征在于，所述第一驱动信号具有一占空因数，所述第一空气脉冲产生元件具有一共振频率，所述第一空气脉冲产生元件以一脉冲速率操作，所述共振频率与所述脉冲速率之间的比率是一特定值乘以所述占空因数的倒数，且所述特定值介在0.4至0.6之间。
18.如权利要求17所述的发声装置，其特征在于，所述占空因数是1/3。
19.如权利要求1所述的发声装置，其特征在于，所述空气脉冲在多个脉冲周期上是非周期性的。
20.如权利要求1所述的发声装置，其特征在于，所述第一空气脉冲产生元件的一第一底部电极经由一公共金属层电连接至所述第二空气脉冲产生元件的一第二底部电极。
21.如权利要求20所述的发声装置，其特征在于，在所述第一转态边缘及所述第二转态边缘的重合转态时，电流经由所述公共金属层在所述第一底部电极与所述第二底部电极之间流动。
22.一种发声装置，其特征在于，包括：
如权利要求1所述的发声装置；以及一驱动电路，用来产生所述第一驱动信号及所述第二驱动信号。
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