CN113258687B - 双边lc补偿型cpt系统及其参数设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种双边LC补偿型CPT系统及其参数设计方法，在任意给定的输出功率P o 、输出负载R o 和容性耦合机构的尺寸限制下，该双边LC补偿型CPT系统可以同时实现最小电压应力、最优AC‑AC效率和最少电容个数，有利于CPT系统在小型化应用场合的发展需求。本发明的参数设计方法通过对谐振频率的设计，将容性耦合机构的电压应力限制在合理的设计范围内，在确保功率传输能力的同时避免了金属极板间的空气击穿带来的打火问题。
Description
技术领域：
本发明涉及一种适用于双边LC补偿型CPT系统及其参数设计方法，属于电能变换领域，可应用于便携式电子设备、机械臂、惯性转台等小型化无线充电场合。
背景技术：
无线电能传输技术（Wireless Power Transfer，简称WPT）由于其无接触故障、使用便利、机动性好和易于维护等优点，在电动汽车充电、轨道交通、高速旋转设备供电、高压电力线取电、地下管网探测、植入式设备以及测控设备供电等场合得到了广泛的应用。其中，磁场耦合式（Inductive Power Transfer，简称IPT）和电场耦合式（Capacitive PowerTransfer，简称CPT）由于其传输功率大且效率高，成为WPT技术中两个重要研究方向。相比IPT技术，CPT技术由于其容性耦合机构重量轻和成本低，在小型化无线充电场合得到了广泛的应用。
在CPT系统的补偿网络中，双边LC补偿由于其补偿元件数量少的优点，得到了广泛地应用。在CPT系统中，由于其容性耦合机构的互容较小，多为pF级，为实现功率传输往往需要在原副边金属极板上施加高达数kV的高频交变电压，容易引发空气击穿和电场泄露的问题，不利于系统的可靠性和安全性。而CPT系统的功率传输能力又与其极板电压直接相关，因此需要对补偿网络进行设计，将电压应力设计在一个合理的范围内。除了极板电压应力的安全问题，效率和功率密度也是CPT系统在实际应用中的关键挑战。现有的设计方法难以同时兼顾电压应力、效率和功率密度的优化需求，且忽略了补偿电容的组成设计。
发明内容：
为解决现有技术中存在的问题，本发明提出一种双边LC补偿型CPT系统及其参数设计方法，该双边LC补偿型CPT系统可以满足最小电压应力、最优AC-AC效率和最少电容个数，从而满足其高可靠性、高效率和高功率密度的发展需求。
本发明的技术方案如下：
一种双边LC补偿型CPT系统，该系统包括直流电源、高频逆变电路、补偿网络、容性耦合机构、整流滤波电路和负载R o；所述补偿网络包括原边串联补偿电感L 1、原边并联补偿电容C e1、副边串联补偿电感L 2以及副边并联补偿电容C e2；所述原边串联补偿电感L 1与原边并联补偿电容C e1串联连接；所述副边串联补偿电感L 2与副边并联补偿电容C e2串联连接；所述容性耦合机构包括原边金属极板P 1和原边金属极板P 2、以及副边金属极板P 3和副边金属极板P 4；所述原边金属极板P 1和原边金属极板P 2分别连在原边并联补偿电容C e1两端；所述副边金属极板P 3和副边金属极板P 4分别连在副边并联补偿电容C e2两端；
该系统的参数设计满足以下条件：
1）谐振频率f的取值范围(f min ，f max )满足以下条件：当
，则
当
，则
式中，f max 为谐振频率f最大值；f min 为谐振频率f最小值；E air 为空气击穿场强；α电压利用系数；β为电压安全系数；C m 为容性耦合机构的互容；P o 为输出功率；l air 为l 3和l 4的等效传输距离，
；
容性耦合机构的尺寸中，l 1为原边金属极板P 1和原边金属极板P 2间的气隙距离；l 2为副边金属极板P 3和副边金属极板P 4间的气隙距离；l 3为原边金属极板P 1和副边金属极板P 3间的气隙距离；l 4为原边金属极板P 2和副边金属极板P 4间的气隙距离；
2）原边并联补偿电容C e1与谐振频率f的关系满足以下条件：
式中，C m 为容性耦合机构的互容；C s1为容性耦合机构的原边自容；R eq 为整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值；
3）组成原边并联补偿电容C e1的串联电容支路中单体电容的容值C 0、串联电容支路中单体电容的串联数量n s 和串联电容支路的并联数量n p 与谐振频率f的关系满足以下条件：
式中，P o 为输出功率；I 0为单体电容的额定电流；C m 为容性耦合机构的互容；C D 为二极管寄生电容容值；R o 为负载阻值。
优选地，当所述整流滤波电路为桥式整流电路，且不考虑二极管寄生电容C D 的影响，则整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值R eq 的表达式如下所示：
或当所述整流滤波电路为桥式整流电路，且考虑二极管寄生电容C D 的影响，则整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值R eq 的表达式如下所示：
式中，R eq 为整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值；C D 为二极管寄生电容容值。
优选地，原边串联补偿电感L 1和副边串联补偿电感L 2按下式计算得到：
式中，C s1为容性耦合机构的原边自容，C e1为原边并联补偿电容，C s2为容性耦合机构的副边自容；C e2为副边并联补偿电容；f为谐振频率。
优选地，所述容性耦合机构的原边自容容值与容性耦合机构的互容容值相等，即C s1=C m 。
基于上述双边LC补偿型CPT系统的参数设计方法，该方法包括如下步骤：
1）获取容性耦合机构的尺寸，计算出谐振频率f的取值范围(f min ，f max )；
2）基于步骤1）谐振频率f的取值范围，建立原边并联补偿电容C e1与谐振频率f的关系；
3）基于步骤2）进一步分别建立组成原边并联补偿电容C e1的串联电容支路中单体电容的容值C 0、串联电容支路中单体电容的串联数量n s 、串联电容支路的并联数量n p 与谐振频率f的关系；
4）基于步骤3）建立的所述单体电容的容值C 0与谐振频率f的关系，获取单体电容的容值C 0随着谐振频率f的变化趋势曲线，结合标准电容值表，在所述变化趋势曲线上选取所有满足该点的电容值为标准电容值，且满足该点斜率存在的容值点，并获取对应的谐振频率，将选取到的每个容值点与对应的谐振频率记为一组设计点；
将每组设计点中的谐振频率代入所述串联电容支路中单体电容的串联数量n s 与谐振频率f的关系，获取每组设计点对应的串联电容支路中单体电容的串联数量，再代入所述串联电容支路的并联数量n p 与谐振频率f的关系，获取每组设计点对应的串联电容支路的并联数量，选取最少单体电容总数对应的谐振频率，并以该谐振频率、该谐振频率对应的单体电容的容值C 0、串联电容支路中单体电容的串联数量n s 和串联电容支路的并联数量n p 构建原边并联补偿电容C e1，由于原边并联补偿电容C e1和副边并联补偿电容C e2相同，同时构建副边并联补偿电容C e2；
5）根据谐振频率f、原边并联补偿电容C e1和副边并联补偿电容C e2，计算得到原边串联补偿电感L 1和副边串联补偿电感L 2，完成该双边LC补偿型CPT系统的参数设计。
优选地，步骤4）中，所述单体电容总数为串联电容支路中单体电容的串联数量n s 和串联电容支路的并联数量n p 的乘积。
本发明相比于现有技术具有如下有益效果：
本发明提出一种双边LC补偿型CPT系统及其参数设计方法，在任意给定的输出功率P o 、输出负载R o 和容性耦合机构的尺寸限制下，该双边LC补偿型CPT系统可以同时实现最小电压应力、最优AC-AC效率和最少电容个数，有利于CPT系统在小型化应用场合的发展需求。
本发明的参数设计方法通过对谐振频率的设计，将容性耦合机构的电压应力限制在合理的设计范围内，在确保功率传输能力的同时避免了金属极板间的空气击穿带来的打火问题。
本发明的参数设计方法通过对原边并联补偿电容C e1和副边并联补偿电容C e2的科学合理设计，同时实现了双边LC补偿型CPT系统的最小电压应力、最优AC-AC效率和最少电容个数，满足双边LC补偿型CPT系统的高可靠性、高效率和高功率密度的应用需求。
附图说明：
图1为实施例中双边LC补偿型CPT系统结构示意图；
图2为实施例中参数设计方法的流程图；
图3为实施例中圆筒式容性耦合机构的结构示意图；
图4为实施例中单体电容的容值随着谐振频率的变化趋势图；
图5为实施例中电容串并联数量随着谐振频率的变化趋势图；
图6为实施例中的构成原边并联补偿电容的实际电路图；
图7为实施例中极板电压应力随着原边并联补偿电容的变化趋势图；
图8为实施例中输入输出的电压电流波形图；
图9为实施例中AC-AC效率随着原边并联补偿电容的变化趋势图；
图10（a）为实施例中当输出功率为10% P o 时双边LC补偿型CPT系统的效率测量结果图；
图10（b）为实施例中当输出功率为100% P o 时双边LC补偿型CPT系统的效率测量结果图；
图11为实施例中全输出功率范围内的效率测量曲线；
图中，1-直流电源；2-高频逆变电路；3-补偿网络；4-容性耦合机构；5-整流滤波电路；6-负载；
其中，V in -直流输入电压；V o -直流输出电压；V 1-高频逆变电路的输出电压；V 2-滤波整流电路的输入电压；V C1-原边极板电压应力；V C2-副边极板电压应力；V Cm -原副边间极板电压应力；I in -直流输入电流；I o -直流输出电流；I 1-高频逆变电路的输出电流；I 2-滤波整流电路的输入电流；P in -输入功率；P o -输出功率；η DC -DC-DC效率；f-谐振频率；f min-最小谐振频率；f max-最大谐振频率；f 1~f 6-谐振频率设计点；L 1-原边串联补偿电感；L 2-副边串联补偿电感；C e1-原边并联补偿电容；C e2-副边并联补偿电容；C 0-单体电容容值；n s -串联数量；n p -并联数量；l 1-P 1和P 2间的气隙距离；l 2-P 3和P 4间的气隙距离；l 3-P 1和P 3间的气隙距离；l 4-P 2和P 4间的气隙距离；l 5-P 1~P 4的轴向长度；d 1-P 1和P 2的直径；d 2-P 3和P 4的直径；R o -负载电阻。
具体实施方式：
实施例一：
如图1所示，本发明提供一种双边LC补偿型CPT系统，该双边LC补偿型CPT系统包括直流电源1、高频逆变电路2、补偿网络3、容性耦合机构4、整流滤波电路5和负载R o6；补偿网络包括原边串联补偿电感L 1、原边并联补偿电容C e1、副边串联补偿电感L 2以及副边并联补偿电容C e2；原边并联补偿电容C e1和副边并联补偿电容C e2相同；原边串联补偿电感L 1与原边并联补偿电容C e1串联连接；副边串联补偿电感L 2与副边并联补偿电容C e2串联连接；容性耦合机构包括原边金属极板P 1和原边金属极板P 2、以及副边金属极板P 3和副边金属极板P 4；原边金属极板P 1和原边金属极板P 2分别连在原边并联补偿电容C e1两端；副边金属极板P 3和副边金属极板P 4分别连在副边并联补偿电容C e2两端；容性耦合机构的原边自容容值与容性耦合机构的互容容值相等，即C s1=C m 。
该系统的参数设计满足以下条件：
1)谐振频率f的取值范围(f min ，f max )满足以下条件：
当
，则
当
，则
式中，f max 为谐振频率f最大值；f min 为谐振频率f最小值；E air 为空气击穿场强；α为确保功率传输能力的电压利用系数，β为避免空气击穿带来打火问题的电压安全系数，α与β的取值范围均为（0，1）且α<β；C m 为容性耦合机构的互容；P o 为输出功率；l air 为l 3和l 4的等效传输距离，
；
容性耦合机构的尺寸中，l 1为原边金属极板P 1和原边金属极板P 2间的气隙距离；l 2为副边金属极板P 3和副边金属极板P 4间的气隙距离；l 3为原边金属极板P 1和副边金属极板P 3间的气隙距离；l 4为原边金属极板P 2和副边金属极板P 4间的气隙距离。
通过对谐振频率f的设计，将容性耦合机构的电压应力限制在合理的设计范围内，在确保功率传输能力的同时避免了金属极板间的空气击穿带来的打火问题。2）原边并联补偿电容C e1与谐振频率f的关系满足以下条件：
式中，C m 为容性耦合机构的互容；C s1为容性耦合机构的原边自容；R eq 为整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值；3）组成原边并联补偿电容C e1的串联电容支路中单体电容的容值C 0、串联电容支路中单体电容的串联数量n s 和串联电容支路的并联数量n p 与谐振频率f的关系满足以下条件：
式中，P o 为输出功率；I 0为单体电容的额定电流；C m 为容性耦合机构的互容；C D 为二极管寄生电容容值；R o 为负载阻值。
通过上述设计，同时实现了双边LC补偿型CPT系统的最小电压应力、最优AC-AC效率和最少电容个数，满足双边LC补偿型CPT系统的高可靠性、高效率和高功率密度的应用需求。
实施例二：
本实施例的进一步设计在于，当整流滤波电路为桥式整流电路，且不考虑二极管寄生电容C D 的影响，则整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值R eq 的表达式如下所示：
或当整流滤波电路为桥式整流电路，且考虑二极管寄生电容C D 的影响，则整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值R eq 的表达式如下所示：
式中，R eq 为整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值；C D 为二极管寄生电容容值。
实施例三：
本实施例的进一步设计在于，原边串联补偿电感L 1和副边串联补偿电感L 2按下式计算得到：
式中，C s1为容性耦合机构的原边自容，C e1为原边并联补偿电容，C s2为容性耦合机构的副边自容；C e2为副边并联补偿电容；f为谐振频率。
实施例四：
本发明双边LC补偿型CPT系统的参数设计方法，如图1所示，该双边LC补偿型CPT系统包括直流电源1、高频逆变电路2、补偿网络3、容性耦合机构4、整流滤波电路5和负载R o6；补偿网络包括原边串联补偿电感L 1、原边并联补偿电容C e1、副边串联补偿电感L 2以及副边并联补偿电容C e2；原边串联补偿电感L 1与原边并联补偿电容C e1串联连接；副边串联补偿电感L 2和副边并联补偿电容C e2串联连接；容性耦合机构包括原边金属极板P 1和原边金属极板P 2、以及副边金属极板P 3和副边金属极板P 4；原边金属极板P 1和原边金属极板P 2分别连在原边并联补偿电容C e1两端；副边金属极板P 3和副边金属极板P 4分别连在副边并联补偿电容C e2两端；
如图2所示，该双边LC补偿型CPT系统的参数设计步骤如下：
1）获取容性耦合机构的尺寸，包括容性耦合结构中原边金属极板P 1和原边金属极板P 2间的气隙距离l 1、副边金属极板P 3和副边金属极板P 4间的气隙距离l 2、原边金属极板P 1和副边金属极板P 3间的气隙距离l 3以及原边金属极板P 2和副边金属极板P 4间的气隙距离l 4。
根据获取到尺寸，按如下公式计算出谐振频率f的取值范围(f min ，f max )：
若
，
则 
(1)
若
，则
式中，f max 为谐振频率f最大值；f min 为谐振频率f最小值；E air 为空气击穿场强；α为确保功率传输能力的电压利用系数，β为避免空气击穿带来打火问题的电压安全系数，α与β的取值范围均为（0,1）且α<β；C m 为容性耦合机构的互容；P o 为输出功率；l air 为l 3和l 4的等效传输距离，
。
2）当整流滤波电路为桥式整流电路，且不考虑二极管寄生电容C D 的影响，则整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值R eq 的表达式如下所示：
当整流滤波电路为桥式整流电路，且考虑二极管寄生电容C D 的影响，则整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值R eq 的表达式如下所示：
式中，R eq 为整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值；C D 为二极管寄生电容容值。
根据AC-AC效率分析可知，当电路参数满足式（5）和式（6）时，AC-AC效率达到最大值。
a）为了确保副边折射到原边的阻抗为最大值，L 2需要满足式（5）。
其中，j是虚数单位。
b）为了确保R o 为最优负载，电容参数需要满足式（6）。
将式（5）和式（6）代入电压应力分析，可得电压应力|V C1|、|V C2|和|V Cm |如下所示：
其中，
。
将式（7）和式（8）代入式（9），可将|V Cm |改写为：
结合式（7）、式（8）和式（10）可以发现，当|V C1|=|V C2|时，|V Cm |和min{|V C1|，|V C2|}取到最小值。令|V C1|=|V C2|，并基于f的取值范围，可得原边并联补偿电容C e1与谐振频率f的关系如（11）所示：
式中，C m 为容性耦合机构的互容；C s1为容性耦合机构的原边自容；R eq 为整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值。3）基于步骤2），进一步分别建立组成原边并联补偿电容C e1的串联电容支路中单体电容的容值C 0、串联电容支路中单体电容的串联数量n s 和串联电容支路的并联数量n p 与谐振频率f的关系：
式中，P o 为输出功率；I 0为单体电容的额定电流；C m 为容性耦合机构的互容；C D 为二极管寄生电容容值；R o 为负载阻值。
4)基于单体电容的容值C 0与谐振频率f的关系，获取单体电容的容值C 0随着谐振频率f的变化趋势曲线，结合标准电容值表，在变化趋势曲线上选取所有满足该点的电容值为标准电容值，且满足该点斜率存在的容值点，并获取对应的谐振频率，将选取到的每个容值点与对应的谐振频率记为一组设计点；
将每组设计点中的谐振频率代入串联电容支路中单体电容的串联数量n s 与谐振频率f的关系，获取每组设计点对应的串联电容支路中单体电容的串联数量，再将每组设计点中的谐振频率代入串联电容支路的并联数量n p 与谐振频率f的关系，获取每组设计点对应的串联电容支路的并联数量；选取最少单体电容总数对应的谐振频率，单体电容总数为串联电容支路中单体电容的串联数量n s 和串联电容支路的并联数量n p 的乘积。再以选取的谐振频率对应的：单体电容的容值、串联电容支路中单体电容的串联数量和串联电容支路的并联数量、以及该谐振频率构建原边并联补偿电容C e1，由此完成C e1的构建；由于原边并联补偿电容C e1和副边并联补偿电容C e2相同，同时构建副边并联补偿电容C e2；
5）根据谐振频率f、原边并联补偿电容C e1和副边并联补偿电容C e2，按下式计算得到原边串联补偿电感L 1和副边串联补偿电感L 2。
式中，C e1为原边并联补偿电容；C s1为容性耦合机构的原边自容；C s2为容性耦合机构的副边自容；C e2为副边并联补偿电容；f为谐振频率；C m 为容性耦合机构的互容。
本实施例中，容性耦合机构的原边自容容值等于容性耦合机构的互容容值，即C s1=C m ；
6）根据上述得到的补偿网络参数C e1，C e2，L 1，L 2，f，搭建双边LC补偿型CPT系统。
实施例五：
本实施例将本发明的参数设计方法应用于某旋转场合的双边LC补偿型CPT系统，图3给出该双边LC补偿型CPT系统的圆筒式容性耦合机构的结构示意图。其中，容性耦合机构的尺寸P 1和P 2间的气隙距离为l 1，P 3和P 4间的气隙距离为l 2，P 1和P 3间的气隙距离为l 3，P 2和P 4间的气隙距离为l 4，P 1~P 4的轴向长度为l 5，d 1为P 1和P 2的直径，d 2为P 3和P 4的直径。在本实施例中，l 1=l 2=3mm，l 3=l 4=2mm，则可计算得到min{l 1, l 2}=3mm，l air =l 3+l 4=4mm。
结合应用场合的安装和功率需求，表1给出各项参数的具体数值。其中，C s1、C s2和C m 为LCR测量仪的测量结果，C D 则可根据二极管C6D08065E的数据手册计算得到。
表1应用场合的各项参数
本例中的参数设计方法包括如下步骤：
1）根据电压利用率，本例中选取α为0.4，β为0.6，由于
，则根据表1和如下公式计算得到f min为1.23MHz，而f max为2.76MHz。
2）由于整流滤波电路为桥式整流电路，且考虑二极管寄生电容C D 的影响，则整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值R eq 的表达式如下所示：
3）建立原边并联补偿电容C e1与谐振频率f的关系如下：
4）建立组成原边并联补偿电容C e1的串联电容支路中单体电容的容值C 0、串联电容支路中单体电容的串联数量n s 和串联电容支路的并联数量n p 与谐振频率f的关系：
5）根据建立的单体电容的容值C 0与谐振频率f的关系，获取单体电容的容值C 0随着谐振频率f的变化趋势曲线如图4所示。从图4中可以看到，C 0的变化范围为（100pF，130pF）。由于单体电容需要选择标准电容值，因此选取C 0为120pF。对于C 0=120pF，图中一共存在f 1~f 6共6个点满足容值需求。由于f 1、f 3和f 5处的斜率不存在，因此将这3个点排除。将剩下的3个容值点与对应的f 2、f 4和f 6分别记为三组设计点。
6）根据建立的串联电容支路中单体电容的串联数量n s 和串联电容支路的并联数量n p 与谐振频率f的关系，获取串联电容支路中单体电容的串联数量n s 和串联电容支路的并联数量n p 随着谐振频率f的变化趋势曲线，如图5所示。将f 2、f 4和f 6对应的这三组设计点代入可得，其对应的n p 分别为8、9和10，而n s 均为8，则所需的单体电容总数分别为64、72和80。根据最少电容个数的设计原则，选取n p =8，对应f 2=1.61MHz作为实施案例中的f。此时，构成原边并联补偿电容C e1的实际电路图如图6所示，本例中C e1=120pF，由于原边并联补偿电容C e1和副边并联补偿电容C e2相同，同时构建副边并联补偿电容C e2，C e2=120pF。
7）根据谐振频率f、原边并联补偿电容C e1和副边并联补偿电容C e2，可计算得到所需的原边串联补偿电感L 1和副边串联补偿电感L 2分别为74.52μH和73.68μH。
8）根据设计得到的补偿网络参数，搭建双边LC补偿型CPT系统，并进行测试。
测试结果如下：
图7给出当谐振频率f=1.61MHz时，极板电压应力随着C e1的变化趋势图。从图中可以看到，对于原边极板电压应力V C1、副边极板电压应力V C2和原副边间的极板电压应力V Cm ，当C e1为本实施例中的设计值120pF时，min{V C1, V C2}和V Cm 同时取到最小值，验证了最小电压应力条件的实现。
图8给出输入输出的电压电流波形，包括高频逆变电路的输出电压V 1，高频逆变电路的输出电流I 1，滤波整流电路的输入电压V 2和滤波整流电路的输入电流I 2。从图中可以看到，高频逆变电路的输出电流I 1为4.18A，而滤波整流电路的输入电流I 2为4.28A。可进一步推得此时的极板电压应力为3206V/3283V，这与极板电压应力理论值3144V/3144V相符，因此所提出的方法可以将CPT系统的极板电压应力限制在预设的数值附近，确保了系统运行的高可靠性。
图9给出当谐振频率f=1.61MHz时，AC-AC效率随着C e1的变化趋势图。从图中可以看到，当C e1为本实施例中的设计值120pF时，AC-AC效率取到了最大值，验证了该双边LC补偿型CPT系统在满足最小电压应力条件的情形下，同时可以满足最优AC-AC效率条件。
从图10（a）中可以看到，当输出功率为10%P o ，即100W时，直流输入电压V in 为142.94V，直流输出电压V o 为87.57V，直流输入电流I in 为0.7709A，直流输出电流I o 为1.1363A，输入功率P in 为110.23W，因此η DC 可达90.31%。
从图10（b）可以看出，当输出功率为100%Po，即1000W时，直流输入电压V in 为467.24V，直流输出电压V o 为276.96V，直流输入电流I in 为2.3473A，直流输出电流I o 为3.6201A，输入功率P in 为1097.1W，因此η DC 可达91.35%。
进一步，图11给出全输出功率范围内的η DC 变化曲线。从图中可以看到，在全输出功率范围内CPT系统均可实现一个较高的η DC ，其变化范围为（89.74%，91.35%），与DC-DC效率理论值变化范围（89.6%，91.46%）相差较小，验证了所提出的方法可以满足高效率的应用需求。
根据表1中的尺寸参数，可计算得到，容性耦合机构的功率密度高达575W/in3，验证了所提出的方法可以满足高功率密度的应用需求。
Claims (5)
1.一种双边LC补偿型CPT系统，其特征在于：该系统包括直流电源、高频逆变电路、补偿网络、容性耦合机构、整流滤波电路和负载R o；所述补偿网络包括原边串联补偿电感L 1、原边并联补偿电容C e1、副边串联补偿电感L 2以及副边并联补偿电容C e2；所述原边串联补偿电感L 1与原边并联补偿电容C e1串联连接；所述副边串联补偿电感L 2与副边并联补偿电容C e2串联连接；所述容性耦合机构包括原边金属极板P 1和原边金属极板P 2、以及副边金属极板P 3和副边金属极板P 4；所述原边金属极板P 1和原边金属极板P 2分别连在原边并联补偿电容C e1两端；所述副边金属极板P 3和副边金属极板P 4分别连在副边并联补偿电容C e2两端；
该系统的参数设计满足以下条件：
1）谐振频率f的取值范围(f min ，f max )满足以下条件：
当
，则
当
，则
式中，f max 为谐振频率f最大值；f min 为谐振频率f最小值；E air 为空气击穿场强；α为电压利用系数；β为电压安全系数；C m 为容性耦合机构的互容；P o 为输出功率；l air 为l 3和l 4的等效传输距离，
；
容性耦合机构的尺寸中，l 1为原边金属极板P 1和原边金属极板P 2间的气隙距离；l 2为副边金属极板P 3和副边金属极板P 4间的气隙距离；l 3为原边金属极板P 1和副边金属极板P 3间的气隙距离；l 4为原边金属极板P 2和副边金属极板P 4间的气隙距离；
2）原边并联补偿电容C e1与谐振频率f的关系满足以下条件：
式中，C m 为容性耦合机构的互容；C s1为容性耦合机构的原边自容；R eq 为整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值；原边串联补偿电感L 1和副边串联补偿电感L 2满足以下条件：
式中，C s1为容性耦合机构的原边自容，C e1为原边并联补偿电容，C s2为容性耦合机构的副边自容；C e2为副边并联补偿电容；f为谐振频率；
3）组成原边并联补偿电容C e1的串联电容支路中单体电容的容值C 0、串联电容支路中单体电容的串联数量n s 和串联电容支路的并联数量n p 与谐振频率f的关系满足以下条件：
式中，P o 为输出功率；I 0为单体电容的额定电流；C m 为容性耦合机构的互容；C D 为二极管寄生电容容值；R o 为负载阻值。
2.根据权利要求1所述的双边LC补偿型CPT系统，其特征在于：当所述整流滤波电路为桥式整流电路，且不考虑二极管寄生电容C D 的影响，则整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值R eq 的表达式如下所示：
或当所述整流滤波电路为桥式整流电路，且考虑二极管寄生电容C D 的影响，则整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值R eq 的表达式如下所示：
式中，R eq 为整流滤波电路和负载R o 的等效电阻值；C D 为二极管寄生电容容值。
3.根据权利要求1所述的双边LC补偿型CPT系统，其特征在于：所述容性耦合机构的原边自容容值与容性耦合机构的互容容值相等，即C s1=C m 。
4.基于权利要求1-3任一项所述的双边LC补偿型CPT系统的参数设计方法，其特征在于：该方法包括如下步骤：
1）获取容性耦合机构的尺寸，计算出谐振频率f的取值范围(f min ，f max )；
2）基于步骤1）谐振频率f的取值范围，建立原边并联补偿电容C e1与谐振频率f的关系；
3）基于步骤2）进一步分别建立组成原边并联补偿电容C e1的串联电容支路中单体电容的容值C 0、串联电容支路中单体电容的串联数量n s 、串联电容支路的并联数量n p 与谐振频率f的关系；
4）基于步骤3）建立的所述单体电容的容值C 0与谐振频率f的关系，获取单体电容的容值C 0随着谐振频率f的变化趋势曲线，结合标准电容值表，在所述变化趋势曲线上选取所有电容值为标准电容值，且斜率存在的容值点，并获取对应该容值点的谐振频率，将选取到的每个容值点与对应的谐振频率记为一组设计点；
将每组设计点中的谐振频率代入所述串联电容支路中单体电容的串联数量n s 与谐振频率f的关系，获取每组设计点对应的串联电容支路中单体电容的串联数量，再代入所述串联电容支路的并联数量n p 与谐振频率f的关系，获取每组设计点对应的串联电容支路的并联数量，选取最少单体电容总数对应的谐振频率，并以该谐振频率、该谐振频率对应的单体电容的容值C 0、串联电容支路中单体电容的串联数量n s 和串联电容支路的并联数量n p 构建原边并联补偿电容C e1，由于原边并联补偿电容C e1和副边并联补偿电容C e2相同，同时构建副边并联补偿电容C e2；
5）根据谐振频率f、原边并联补偿电容C e1和副边并联补偿电容C e2，计算得到原边串联补偿电感L 1和副边串联补偿电感L 2，完成该双边LC补偿型CPT系统的参数设计。
5.根据权利要求4所述的双边LC补偿型CPT系统的参数设计方法，其特征在于：步骤4）中，所述单体电容总数为串联电容支路中单体电容的串联数量n s 和串联电容支路的并联数量n p 的乘积。
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