CN113193777A - 十二相三电平h桥直流侧级联推进变频器及电容电压均衡控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器，所述十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器由两个六相三电平H桥推进变频器直流侧级联而成，级联上端推进变频器在直流输入正级设置止逆二极管，级联下端推进变频器在直流输入负级设置止逆二极管；适用于直流10kV的三电平H桥直流侧级联拓扑是基于成熟的三电平H桥拓扑上拓展，相比其它五电平或模块化多电平拓扑，不涉及吸收回路或复杂的大换流回路，主电路简单。还公开了电容电压均衡控制方法，采用基于零序电压注入的中点电位调节，三电平上下H桥间通过负载进行调节，实施简单，不影响原有控制策略。

Description

十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器及电容电压均衡控 制方法

技术领域

本发明属于大功率电能变换技术领域，具体涉及一种十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器及电容电压均衡控制方法。

背景技术

随着大功率电力电子技术的日益成熟，大功率变频调速技术也得到了迅猛的发展，因而极大地促进了大容量全电推进的研究和开发，越来越多的船舶采用或开始采用电力推进来替代传统的机械推进方式。相对于传统的机械推进，电力推进推进具有效率高、有效载荷大、灵活性好、维护性好、燃油经济好等优点。中压多相电机系统可满足大功率电力推进系统容量大、可靠性好、转矩密度高等要求，而中压多相开绕组电机系统配套的多相二极管钳位三电平H 桥拓扑变频器因主电路拓扑简单、有倍频效果，具有良好的容错能力及对器件耐压要求低等特点，成为舰船大容量推进电机系统首选方案，在中高压中大功率场合中得到了广泛应用。为适应负荷功率增长、满足更大吨位船舶的需要，我国二代中压直流综合电力系统直流电压等级将提升至10kV级中高压水平。

针对直流10kV级推进变频器，受限于功率器件耐压水平，常规的三电平不再满足要求。国内对于直流10kV级供电的变频器尚属空白(不含交流输入经变压器隔离整流类型变频器)，国外仅ABB、西门子等公司有相关产品，已有的10kV级变频器产品主要参数如表1所示。

表1国外10kV电压等级推进变频器主要参数对比一览表

由上表可知，国外已有的10kV电压等级变频器产品适装性较低，将难以满足船舶直流10kV中高压多相大容量变频器适装性需求。同时为避免我国关键装备卡脖子问题，亟待开展适装性更好的直流10kV输入的多相大容量推进变频器拓扑及控制策略设计。

发明内容

本发明的目的是针对上述技术的不足，提供一种既可适用于直流10kV应用场合，也可通过级联多个三电平H桥变频器级联。

为实现上述目的，本发明所设计的十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器，所述十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器由两个六相三电平H桥推进变频器直流侧级联而成，级联上端推进变频器在直流输入正级设置止逆二极管，级联下端推进变频器在直流输入负级设置止逆二极管。

与传统的六相三电平H桥推进变频器不同在于直流输入止逆二极管为镜像布置，级联上端推进变频器在直流输入正级设置止逆二极管，级联下端推进变频器在直流输入负级设置止逆二极管。本发明的拓扑较好的继承了成熟的三电平H桥推进变频器设计方案，同时也便于变频器及其逆变单元标准化生产，采用单个三电平H桥为基本单元方案，提高了装置的维护性。通过采用两个三电平多相H 桥推进变频器直流侧级联方案，既可适用于直流10kV应用场合，也可通过级联多个三电平H桥变频器级联，可推广应用更高电压场合。本发明的拓扑方案不局限于推进电机为开绕组场合，推进电机为星型绕组场合同样适用。

由本发明的三电平H桥直流侧级联拓扑主电路可知，控制上涉及三电平H桥内部电容均压和级联推进变频器上下H桥间均压问题。直流电容电压不均衡问题是直流侧级联H桥三电平拓扑中的固有缺陷，中点电压偏移会影响输出电压的对称性，并增加电压谐波含量，电压偏移严重时会使三电平电路失去其可增加输出电平数、输出电压质量高等原有优势，甚至导致功率器件过压损毁。虽可通过硬件上设置中性线，降低控制的难度，但对前端供电电源提出了新的要求，且易导致系统结构及保护复杂化。因此，从简化供电系统配置、降低总体保护的难度出发，提供了一种十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器的电容电压均衡控制方法，所述控制方法通过注入零序电压m_Z调节中点电压，零序电压m_Z与电容压差调节量Δu' 的关系式为：

其中，s为拉氏变换的微分算子，C为电容容值，sign(·)为符号函数，u_dc为直流支撑电容电压，m_a*为调制参考电压，i_a为负载电流；

且注入零序电压m_Z后，零序电压m_Z与调质参考电压之和不大于直流支撑电容电压绝对值，即

不增加开关次数，零序电压m_Z绝对值不大于调制参考电压绝对值，即

进一步地，所述控制方法具体过程为：

所述电容电压均衡控制包括转速调节器、电流调节器、三电平H 桥内部中点电位调节器和三电平上下H桥间电容均衡调节器，具体控制方法如下：

转速调节器采用转速闭环比例-积分(PI)调节器控制：参考转速与反馈转速形成转速误差，经过转速PI调节器形成转矩指令，转矩指令经过电机参数获取转矩电流参考指令；

电流调节器包括励磁电流调节器、转矩电流调节器和零序电流调节器；励磁电流调节器形成励磁电压、转矩电压和零序电压参考，经过park反变换后，形成每相H桥拓扑调制参考电压；

三电平上下H桥间电容均衡调节器将上下三电平H桥拓扑电容电压信号经PI调节器、函数变换、输出限幅，生成上下H桥间转速电流调节器所需的转矩参考信号，通过调整上下三电平H桥转矩参考，间接调整上下三电平H桥负载，从而实现上下三电平H桥直流电容电压调节；

三电平H桥内部中点电位调节器将每个H桥拓扑反馈的负载电流信号、调制参考电压、变频器上下直流支撑电容电压经PI调节器、函数变换、输出限幅，生成中点电位调节所需的零序电压。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1)主电路简单。该发明的适用于直流10kV的三电平H桥直流侧级联拓扑是基于成熟的三电平H桥拓扑上拓展，相比其它五电平或模块化多电平拓扑，不涉及吸收回路或复杂的大换流回路，主电路简单。

2)继承性强。直接沿用成熟应用的二极管钳位三电平拓扑，不存在制造或应用分析，继承性强。

3)维护性好。采用三电平H桥级联设计，级联的三电平H桥各自相对独立，因而维护性与三电平H桥拓扑基本相同，避免了五电平拓扑存在笨重悬浮电容，模块化多电平子模块数量众多等维护性不高问题。

4)适装性高。采用三电平H桥级联设计，体积功率密度与三电平H桥拓扑变频器相当，适装性预计大于1MW/m3，远大于五电平或模块化多电平拓扑，适装性高。

5)成本低。与五电平有源钳位拓扑相比，没有器件串联所需的吸收回路，也无需悬浮电容，开关器件数量也降低30％；与模块化多电平拓扑相比，无数量众多的子模块，也无需为考虑推进低频横扭矩运行所需的大电容，开关器件数量大幅降低，成本低。

6)控制简单。三电平H桥内部采用基于零序电压注入的中点电位调节，三电平上下H桥间通过负载进行调节，实施简单，不影响原有控制策略；

7)通用性强。三电平H桥内部中点电位控制策略基于单个H 桥拓扑进行中点电位调节，三电平上下H桥间通过负载进行调节，由于多相H桥拓扑主电路及控制策略相对独立，可容易推进到多相 H桥级联拓扑，通用性强。

8)均压效果好。由于三电平H桥内部及上下H桥各自设计了一种PI电压调节器，可实现三电平H桥拓扑中点电位及上下H桥电容电压平滑控制。

9)拓展性好。对于更高电压场合，可采用多个三电平或两电平 H桥直流侧级联即可，拓展性好，也可用于推进电机绕组为多相星型绕组场合。

附图说明

图1是本发明的电气拓扑图；

图2是十二相开绕组电机电气拓扑图；

图3是本发明十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器的电容电压均衡控制闭环矢量控制框图；

图4为图3中上三电平H桥内部中点电位调节器示意图；

图5为图3中上三电平H桥内部中点电位调节器示意图；

图6是本发明三电平H桥级联上下H桥及H桥内部电容电压均衡控制效果；

图7是实施例中中高压三电平H桥直流侧级联推进变频器等效电路；

图8是实施例中单相三电平H桥拓扑图；

图9是三电平同相载波层叠调制图(单个载波周期)；

图10是零序电压注入效果图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实例对本发明作进一步的详细说明。

如图1所示本发明十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器主电路拓扑由上下两个六相三电平H桥推进变频器通道直流侧级联而成，级联上端推进变频器在直流输入正级设置止逆二极管，级联下端推进变频器在直流输入负级设置止逆二极管，除止逆二极管外，其它电气、结构完全相同，主要有六个三电平H桥逆变单元、一个制动单元等组成，推进变频器相数与十二相开绕组电机进行匹配设计(如图2所示)。

本发明十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器的电容电压均衡控制包括四个调节器，即转速调节器、电流调节器、三电平H桥内部中点电位调节器和三电平上下H桥间电容均衡调节器，如图3、 4、5所示。

转速调节器采用转速闭环比例-积分(PI)调节器控制：参考转速与反馈转速形成转速误差，经过转速PI调节器形成转矩指令，转矩指令经过电机参数获取转矩电流参考指令；

电流调节器包括励磁电流调节器、转矩电流调节器和零序电流调节器；励磁电流调节器形成励磁电压、转矩电压和零序电压参考，经过park反变换后，形成每相H桥拓扑调制参考电压；

三电平上下H桥间电容均衡调节器将上下三电平H桥拓扑电容电压信号经PI调节器、函数变换、输出限幅，生成上下H桥间转速电流调节器所需的转矩参考信号，通过调整上下三电平H桥转矩参考，间接调整上下三电平H桥负载，从而实现上下三电平H桥直流电容电压调节；

三电平H桥内部中点电位调节器将每个H桥拓扑反馈的负载电流信号、调制参考电压、变频器上下直流支撑电容电压经PI调节器、函数变换、输出限幅，生成中点电位调节所需的零序电压，如图6 所示，图6中(a)为参考转速speed.ref和反馈转速speed.fb效果图、(b)为4个通道A相绕组电流效果图、(c)为三电平H桥内部电压 (upo正级-中性点；uon中性点-负极)效果图、(d)为上下三电平H桥间电压效果图。

由于转速调节器、电流调节器比较通用，这里中点对发明的三电平上下H桥间电容均衡调节器和三电平H桥内部中点电位调节器展开说明，具体如下：

(1)三电平上下H桥级联间电容均衡调节器：

三电平上下H桥级联间电容均衡调节器主要是将上下级联H桥支撑电容电压经PI调节器、输出限幅，生成上下H桥转矩电流调节器所需的转矩参考信号，从而实现上下H桥电容电压调控。具体形成原理如下：

图7给出了中高压三电平H桥直流侧级联推进变频器等效电路，由等效电路可知，上下三电平H桥电容电压为

其中i_C1、i_C2为电容流过电流，v_Cx1(0)、v_Cx2(0)为电容初始电压。当变频器不工作时，由于上下三电平H桥各自设置了相同静态均压电阻，均压电阻阻抗远小于电容阻抗，则认为上下三电平H桥串联分压取决于静态均压电阻，从而v_Cx1(0)＝v_Cx2(0)。同时设计上保证上下三电平H桥电容容值基本相同，则C₁＝C₂，从而上下三电平H桥电容压差为：

其中i_R1、i_R2为上下三电平H桥变频器等效负载电流。根据该式可知，通过调整上下三电平H桥等效负载电流，则可实现上下三电平H桥均压。上下三电平H桥等效负载电流可通过上下H桥直流电压差经比例-积分调节器闭环控制上下H桥参考转矩指令即可。

(2)H桥内部电容电压均衡控制策略

三电平H桥内部中点电位调节器主要是将每个H桥拓扑反馈的电流信号、调制参考波、变频器上下支撑电容电压经PI调节器、函数变换、输出限幅，生成中点电位调节所需的零序电压。具体形成原理如下：

为简化分析，以单相三电平H桥拓扑为例进行说明，具体如下：

单相三电平H桥拓扑如图8所示。其中u_dc为电源电压；u_po和 u_on分别为直流侧上端电容C₁和下端电容C₂的电压；i_o为瞬时中线电流。该电路包含两个NPC型三电平桥臂，每个桥臂都能输出u_po， 0，-u_on三种电平，可将其分别定义为(1，0，-1)3种开关状态。因此单相三电平H桥拓扑可输出9种电压状态，如表2所示。

表2单相三电平H桥拓扑开关状态

开关状态	S<sub>a1</sub>	S<sub>a2</sub>	u<sub>a1-o</sub>	u<sub>a2-o</sub>	u<sub>a1-a2</sub>	i<sub>O</sub>
							1	1	1	u<sub>po</sub>	u<sub>po</sub>	0	0
2	1	0	u<sub>po</sub>	0	u<sub>po</sub>	i<sub>a</sub>
							3	1	-1	u<sub>po</sub>	-u<sub>on</sub>	u<sub>dc</sub>	0
4	0	1	0	u<sub>po</sub>	-u<sub>po</sub>	-i<sub>a</sub>
							5	0	0	0	0	0	0
6	0	-1	0	-u<sub>on</sub>	u<sub>on</sub>	-i<sub>a</sub>
							7	-1	1	-u<sub>on</sub>	u<sub>po</sub>	-u<sub>dc</sub>	0
8	-1	0	-u<sub>on</sub>	0	-u<sub>on</sub>	i<sub>a</sub>
							9	-1	-1	-u<sub>on</sub>	-u<sub>on</sub>	0	0

由表2可知，这9种开关状态中有4个开关状态会产生中线电流，从而影响三电平H桥拓扑中点电位平衡。中点电位平衡可定义为：u_po＝u_on＝0.5u_dc，因此可用两电容电压差Δu来表征直流电压不均衡程度：

Δu＝u_on-u_po

其中，

i_O＝i_P-i_N。

当C₁＝C₂＝C时有：

三电平H桥拓扑采用同相载波层叠调制策略，单个桥臂调制算法为：

图9给出了单个载波周期内，两桥臂S_a1、S_a2的开关状态。其中 C_up、C_down分别为上下两三角载波，两桥臂的调制波

反相即

图中分别用实线与虚线表示。

根据调制电压

幅值的不同，其开关序列可分为图9中(a)、 (b)、(c)、(d)四种情况。

由图7可知，瞬时中线电流I_O可表示为：

i_O＝(|S_a1|-|S_a2|)i_a

即当输出电压u_a1-a2为五电平中正、负两个中间电平时会产生中线电流。

一个载波周期i_o的平均值也可通过计算获得，以图9(a)为例，开关状态(10)与(0-1)会产生中线电流，因此i_o的平均值为：

i_O＝T₁₀i_a-T_0-1i_a

其中，T₁₀、T_0-1分别为开关状态(10)与(0-1)作用时间的标幺值。

由于T₁₀＝T_0-1，在理想情况下，一个开关周期内i_o的平均值为零，所以虽然中性点有开关频率纹波，但不会造成中点电位的偏移。然而在实际系统中，受死区、电路不对称、载波周期内负载电流变化等因素的影响，仍然会导致中点电位的偏移。

为抵消上述非理想因素造成的中点电位的偏移，则需要主动调节中线电流以保证直流电压均衡。通过在两桥臂调制电压加入幅值相等的零序电压可调节中线电流平均值的大小，同时又不影响单相三电平H桥拓扑的输出。

图10为注入零序电压分量后两桥臂S_a1、S_a2的开关状态，结合相关文献，可归纳得到注入零序电压m_Z后一个载波周期内中线电流平均值为：

式中sign(·)为符号函数。

结合中线电流的表达式，中线电流与电容电压差的关系，可得注入的零序电压m_Z与其电容压差调节量Δu'的关系为：

因此，通过注入零序电压方式可以调节中点电压。

除上述实例外，本发明还可以有其它实施方式，凡基于直流侧级联多相电力电子变换器形成的技术方案，均落在本专利要求的保护范围内。

本发明十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器及电容电压均衡控制方法成功应用于多相开绕组变频电机系统中的首例，该控制策略实施简单、通用性强，中点电位均压效果好，易拓展到更高直流电压应用场合，可满足多相三电平H桥直流侧级联电容电压均衡控制要求。

Claims (3)

1.一种十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器，其特征在于：所述十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器由两个六相三电平H桥推进变频器直流侧级联而成，级联上端推进变频器在直流输入正级设置止逆二极管，级联下端推进变频器在直流输入负级设置止逆二极管。

2.一种如权利要求1所述十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器的电容电压均衡控制方法，其特征在于：所述控制方法通过注入零序电压m_Z调节中点电压，零序电压m_Z与电容压差调节量Δu'的关系式为：

其中，s为拉氏变换的微分算子，C为电容容值，sign(·)为符号函数，u_dc为直流支撑电容电压，m_a*为调制参考电压，i_a为负载电流；

且注入零序电压m_Z后，零序电压m_Z与调质参考电压之和不大于直流支撑电容电压绝对值，即

不增加开关次数，零序电压m_Z绝对值不大于调制参考电压绝对值，即

3.根据权利要求1所述十二相三电平H桥直流侧级联推进变频器的电容电压均衡控制方法，其特征在于：所述控制方法具体过程为：

所述电容电压均衡控制包括转速调节器、电流调节器、三电平H桥内部中点电位调节器和三电平上下H桥间电容均衡调节器，具体控制方法如下：

转速调节器采用转速闭环比例-积分调节器控制：参考转速与反馈转速形成转速误差，经过转速PI调节器形成转矩指令，转矩指令经过电机参数获取转矩电流参考指令；

电流调节器包括励磁电流调节器、转矩电流调节器和零序电流调节器；励磁电流调节器形成励磁电压、转矩电压和零序电压参考，经过park反变换后，形成每相H桥拓扑调制参考电压；

三电平上下H桥间电容均衡调节器将上下三电平H桥拓扑电容电压信号经PI调节器、函数变换、输出限幅，生成上下H桥间转速电流调节器所需的转矩参考信号，通过调整上下三电平H桥转矩参考，间接调整上下三电平H桥负载，从而实现上下三电平H桥直流电容电压调节；

三电平H桥内部中点电位调节器将每个H桥拓扑反馈的负载电流信号、调制参考电压、变频器上下直流支撑电容电压经PI调节器、函数变换、输出限幅，生成中点电位调节所需的零序电压。

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