CN113162401A - 电源转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了电源转换器，通过在现有的AC‑DC线性电路后级联一电压转换器，使得AC‑DC线性电路输出的第一输出电压升高，在直流电压和晶体管的预定电流均相同时，能够降低晶体管导通阶段直流电压的平均值，从而第一输出电压与所述直流电压的平均值的比值提高，也即使得电源转换器的效率得到提高。

Description

电源转换器
技术领域
本发明涉及一种电力电子技术，更具体地说，涉及一种应用于交流/直流电源中的电源转换器。
背景技术
电源转换器，可以将交流电源或直流电源的未调节功率转换为用于负载的经调节的输出电压和负载电流，因此对于现代电子产品，电源转换器是必不可少的，现代电子产品可如智能手机、移动电话、平板电脑/笔记本电脑/便携式电脑、数字相机、数字摄像机、掌上游戏机或可穿戴设备(眼镜、扭环、手表、手镯、耳机、头戴式耳机等)等。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种电源转换器，以解决现有的电源转换器中系统效率低的问题。
第一方面，提供一种电源转换器，应用于一交流/直流电源，其特征在于，所述电源转换器包括：
AC-DC线性电路，用以对输入交流电进行整流后输出直流电压，并在所述直流电压大于所述AC-DC线性电路的输出电压的至少部分时间区间内将输入能量传递至所述AC-DC线性电路的输出端，以生成第一输出电压和第一输出电流；
转换电路，用以将所述第一输出电压进行电压转换后生成第二输出电压，以及将所述第一输出电流转换为第二输出电流以为负载供电。
优选地，AC-DC线性电路包括：
整流电路，用以对输入交流电进行整流后输出直流电压；
线性降压电路，其并联连接在所述整流电路的正输出端与负输出端之间，所述线性降压电路接收所述直流电压，并在所述直流电压大于所述第一输出电压的至少部分时间区间内产生一恒定的电流对一储能电容充电，以在所述储能电容两端生成所述第一输出电压。
优选地，所述线性降压电路包括串联连接的晶体管和所述储能电容，所述晶体管至少在所述直流电压接近所述第一输出电压时导通一次并工作于线性状态以产生所述恒定的电流，所述恒定的电流对所述储能电容充电以使得所述第一输出电压上升至其参考电压。
优选地，所述线性降压电路包括串联连接的晶体管和所述储能电容，所述晶体管的第一功率端连接至所述整流电路的正输出端，所述晶体管的第二功率端连接至所述储能电容的第一端，所述储能电容的第二端连接至参考地，其中，在所述储能电容的第一端输出所述第一输出电压。
优选地，所述转换电路的电压转换比为所述第一输出电压与所述第二输出电压的比值，所述电压转换比被配置为提高所述第一输出电压与所述线性降压电路的输入电流对应的所述直流电压的平均值的比值。
优选地，所述转换电路的电压转换比不小于1。
优选地，所述转换电路的电压转换比为所述第一输出电压与所述第二输出电压的比值，所述电压转换比被配置为提高所述第一输出电压与所述晶体管线性导通阶段所述直流电压的平均值的比值。
优选地，所述转换电路被配置为开关电容变换器，其用以接收所述第一输出电压，并将所述第一输出电压根据所述电压转换比转换为所述第二输出电压。
优选地，所述开关电容变换器由至少一个开关电容变换单元级联构成，其中，每个所述开关电容变换单元包括：两个开关组和一个飞跨电容，其中，每个所述开关组包括两个串联连接的开关，且所述飞跨电容连接在所述两个开关组之间。
优选地，所述晶体管在所述直流电压上升达到所述第一输出电压时导通。
优选地，所述晶体管在所述第一输出电压上升至所述参考电压时关断，并在所述直流电压下降至所述晶体管所述关断时刻对应的所述直流电压的值时再次导通一次。
优选地，所述晶体管在所述直流电压上升达到所述第一输出电压时导通，直到所述直流电压下降至所述第一输出电压时关断。
本发明的电源转换器，通过在现有的AC-DC线性电路后级联一电压转换器，使得AC-DC线性电路输出的第一输出电压升高，在直流电压和晶体管的预定电流均相同时，能够降低晶体管导通阶段直流电压的平均值，从而第一输出电压与所述直流电压的平均值的比值提高，也即使得电源转换器的效率得到提高。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为一个对比例的电源转换器的结构框图；
图2为对比例的电源转换器的工作波形图；
图3为对比例的电源转换器的控制电路的示意图；
图4为对比例的电源转换器的部分工作波形图；
图5为依据本发明的一个实施例的电源转换器的结构框图；
图6为依据本发明的又一个实施例的电源转换器的结构框图；
图7为本发明实施例的电源转换器的部分工作波形图；
图8为本发明实施例的电源转换器的另一个部分工作波形图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1为一个对比例的电源转换器的结构框图。如图1所示，对比例的电源转换器10包括整流电路11、以及线性降压电路12。其中，整流电路11用以对输入交流电Vac进行整流后输出直流电压Vin，线性降压电路12，其并联连接在整流电路11的正输出端与负输出端之间，线性降压电路12接收直流电压Vin，并在直流电压Vin大于输出电压Vout时通过将输入能量传递至其输出端，以生成输出电压Vout。
具体地，在本对比例中，线性降压电路12包括串联连接的晶体管Q1和储能电容Cout。晶体管Q1的第一功率端(例如漏极)连接至整流电路11的正输出端，晶体管Q1的第二功率端(例如源极)连接至储能电容Cout的第一端，储能电容Cout的第二端连接至参考地，其中，在储能电容Cout的第一端输出电源转换器的输出电压Vout。
图2为对比例的电源转换器的工作波形图，图3为对比例的电源转换器的控制电路的示意图。为了结合图2和图3来阐述电源转换器10的工作过程，在此，先对图3所示的控制电路30做以说明：
控制电路30包括置位控制电路31、复位控制电路32以及逻辑电路33。具体地，置位控制电路31用于在直流电压Vin达到输出电压Vout时至少产生一次有效的置位控制信号Vs。比较器CMP1的正相输入端接收直流电压Vin，反相输入端接收输出电压Vout，在直流电压Vin上升至输出电压Vout时，比较器CMP1输出的比较信号被置为有效电平，比较信号经过单脉冲触发器oneshot后生成的单脉冲信号即可作为置位控制信号Vs；复位控制电路32用于在输出电压Vout到达表征期望的输出电压的参考电压Vref时产生有效的复位控制信号Vr。比较器CMP2的正相输入端接收输出电压Vout，反相输入端接收参考电压Vref，在输出电压Vout上升至参考电压Vref时，比较器CMP2输出的比较信号被置为有效电平，该比较信号即可作为复位控制信号Vr；其中，置位控制信号Vs以及复位控制信号Vr分别用于表征晶体管Q1在一次开关动作中的导通时刻和关断时刻；以及，逻辑电路33，用于根据置位控制信号Vs以及复位控制信号Vr生成导通控制信号ON以及关断控制信号OFF，以分别控制晶体管Q1的导通和关断。
另外，在本对比例中，具体地，晶体管Q1在半个工频周期中导通两次，即第一次在直流电压Vin上升达到输出电压Vout后，晶体管Q1导通一次，且第二次在直流电压Vin下降达到输出电压Vout前，晶体管Q1也导通一次，从而实现直流电压Vin大于输出电压Vout时将输入能量传递至电源转换器10输出端。因此，控制电路30的置位控制电路31中，还包括比较器CMP3，比较器CMP3的反相输入端接收直流电压Vin，正相输入端接收关断晶体管Q1的时刻采样保持的直流电压Vin的值，在直流电压Vin下降至关断晶体管Q1的时刻采样保持的直流电压Vin的值时，比较器CMP3输出的比较信号被置为有效电平，比较信号经过单脉冲触发器oneshot后生成的单脉冲信号即可作为另一置位控制信号Vs。
这里，需要说明的是，在本发明中，晶体管可以工作于关断状态和导通状态。在关断状态下，晶体管呈现出极高的电阻使得流过的电流几乎为零。本发明中所述的导通状态，具体指的是晶体管工作在线性状态，在该线性状态下，晶体管可以根据控制端(例如MOS晶体管的栅极)电压控制流过晶体管的电流，即线性地导通，而非指的是晶体管呈现出极低的电阻，使得晶体管的压降几乎为零的完全导通状态。还需要说明的是，本发明中，只给出了实现晶体管导通时刻和关断时刻控制的控制电路的示意图，具体在晶体管导通阶段使得其工作在线性状态，即控制流过晶体管的电流维持在一个预定值附近的控制电路，可以采用现有技术中任何可能的实现方式，在此不做限制。
接下来，结合图2和图3来阐述电源转换器10的工作过程：
在t1时刻：直流电压Vin上升达到输出电压Vout时，比较器CMP1输出的比较信号为有效电平，则置位控制信号Vs为有效电平使得晶体管Q1导通，此阶段内晶体管Q1的导通控制信号ON维持高电平，晶体管Q1被控制为线性导通以输出恒定的预定电流Imax，该预定电流Imax给储能电容Cout充电使得输出电压Vout呈上升趋势；
在t2时刻：电源转换器的输出电压Vout上升至表征期望的输出电压的参考电压Vref时，比较器CMP2输出的比较信号为有效电平，则复位控制信号Vr为有效电平使得晶体管Q1关断，并在关断晶体管Q1的时刻采样保持住晶体管Q1关断时的直流电压Vin；
在t3时刻：直流电压Vin下降至关断晶体管Q1的时刻采样保持的直流电压Vin的值，比较器CMP3输出的比较信号为有效电平，使得晶体管Q1在半个工频周期内再次导通，此阶段内晶体管Q1的导通控制信号ON维持高电平，晶体管Q1被控制为线性导通以输出恒定的预定电流Imax，该预定电流Imax给储能电容Cout充电使得输出电压Vout呈上升趋势；
在t4时刻：直流电压Vin下降至低于输出电压Vout，比较器CMP2输出的比较信号为有效电平，则复位控制信号Vr为有效电平使得晶体管Q1关断。
由此，对比例中的电源转换器10能够在输入电压即直流输入电压Vin大于输出电压时把输入能量传递给输出，使得输出电压Vout维持在参考电压Vref，且通过调节晶体管Q1线性导通阶段输出的预定电流Imax的值使得输出平均电流Iavg维持期望值。在这种控制方式下，系统能够获得较高的效率。
然而，对比例的电源转换器的系统效率还有待进一步提高。图4为对比例的电源转换器的部分工作波形图，下面结合图4且以一个具体的工作参数工况来分析对比例中的电源转换器的效率：
在一个电源转换器中，输入230V的交流电Vac，交流电Vac的工作频率为50Hz，电源转换器的输出电压Vout维持在5V，输出平均电流Iavg为10mA，晶体管Q1线性导通阶段输出的预定电流Imax为100mA，则由于输入电流平均值等于输出电流平均值即输出平均电流Iavg，根据
2*T1*100mA＝10mA*Ts，
其中，T1为晶体管Q1导通状态的持续时间，Ts为工频周期，可得到T1＝0.5mS，根据
Figure BDA0003027740210000071
得到T0＝51.1uS，则晶体管Q1第一次关断时刻对应的直流电压Vin的电压V1的值为:
Figure BDA0003027740210000072
从而可以计算出电源转换器的平均效率η，即输出电压Vout与线性降压电路12的输入电流对应的直流电压Vin的平均值Vin_avg的比值为：
η≈Vout/Vin_avg＝5V/((53.61-5)/2+5)＝17.06％，
由此可知，对比例的电源转换器的系统效率较低。
基于此，本发明提供一种电源转换器，应用于一交流/直流电源，本发明的电源转换器包括：AC-DC线性电路，用以对输入交流电进行整流后输出直流电压，并在所述直流电压大于所述AC-DC线性电路的输出电压的至少部分时间区间内将输入能量传递至其输出端，以生成第一输出电压；且还具有一转换电路，转换电路用以将所述第一输出电压进行电压转换后生成第二输出电压以为负载供电。本发明旨在通过调节电压转换器的电压转换比，使得第一输出电压与AC-DC线性电路中线性降压电路的输入电流对应的直流电压的平均值的比值提高，从而达到提高系统效率的目的。
图5为依据本发明的一个实施例的电源转换器的结构框图，如图5所示，电源转换器50包括由整流电路51以及线性降压电路52构成的AC-DC线性电路，AC-DC线性电路用以对输入交流电Vac进行整流后输出直流电压Vin，并在直流电压Vin大于AC-DC线性电路的输出电压的至少部分时间区间内将输入能量传递至其输出端，以生成第一输出电压Vo1。
其中，整流电路51，用以对输入交流电Vac进行整流后输出直流电压Vin；线性降压电路52，其并联连接在整流电路51的正输出端与负输出端之间，线性降压电路52接收直流电压Vin，并在直流电压Vin大于线性降压电路52的输出电压的至少部分时间区间内通过一恒定的电流对储能电容Cout充电，以在储能电容Cout两端生成第一输出电压Vo1。
在本实施例中，线性降压电路52包括串联连接的晶体管Q1和储能电容Cout，晶体管Q1至少在直流电压Vin大于第一输出电压Vo1时线性导通一次以产生所述恒定的电流，所述恒定的电流对储能电容Cout充电以使得第一输出电压Vo1上升至其参考电压Vref。优选地，晶体管Q1的第一功率端连接至整流电路51的正输出端，晶体管Q1的第二功率端连接至储能电容Cout的第一端，储能电容Cout的第二端连接至参考地，即整流电路51的负输出端，其中，在储能电容Cout的第一端输出第一输出电压Vo1。
本实施例中，整流电路51可采用集成整流桥或由多个分立器件构成的整流器等，可用于对接入的交流电进行同步整流输出。应当理解，本文各实施例中提到的“接地”并不是指连接到实际的大地(大地零电位)，而是表示连接到电路的低电位参考端。例如，若以电源负极为低电位参考端，则该“接地”即指电源负极。
线性降压电路52中晶体管Q1的控制，可以采用与对比例中一样的控制方式，即第一次在直流电压Vin上升达到第一输出电压Vo1后，晶体管Q1导通一次，且第二次在直流电压Vin下降达到第一输出电压Vo1前，具体在直流电压Vin下降至晶体管Q1上次关断时刻对应的直流电压Vin的值时再次线性导通一次，从而实现直流电压Vin大于AC-DC线性电路输出的第一输出电压Vo1的至少部分时间区间内将输入能量传递至AC-DC线性电路的输出端。晶体管Q1每次在第一输出电压Vo1上升至参考电压Vref时关断。
另外，本发明的电源转换器50还设置一转换电路53，转换电路53的电压转换比为第一输出电压Vo1与转换电路53输出的第二输出电压Vo2的比值，所述电压转换比被配置为使得第一输出电压Vo1与线性降压电路52的输入电流对应的直流电压Vin的平均值Vin_avg的比值趋近于最大值。其中，线性降压电路52的输入电流对应的直流电压Vin指的是，在晶体管Q1线性导通以产生所述恒定的电流期间的直流电压Vin。
需要说明的是，本实施例的电源转换器50，在AC-DC线性电路后级级联一转换电路53，所以，在电源转换器50所需的输出电压也即第二输出电压Vo2确定后，可以通过调节电压转换器53的电压转换比，使得第一输出电压Vo1设置在恰当的值即可，该恰当的值旨在与使得第一输出电压Vo1与AC-DC线性电路中线性降压电路52的输入电流对应的直流电压Vin的平均值Vin_avg的比值提高，甚至于趋近于最大化，该比值即可表征AC-DC线性电路的工作效率，通过提高AC-DC线性电路的工作效率从而达到提高系统效率的目的。
图6为依据本发明的又一个实施例的电源转换器的结构框图。其与图5所示的电源转换器50的区别仅在于，进一步公开了转换电路63的电路结构。在本实施例中，转换电路63被配置为开关电容变换器，其用以接收第一输出电压Vo1，并将第一输出电压Vo1根据所述电压转换比转换为第二输出电压Vo2。
优选地，开关电容变换器由至少一个开关电容变换单元级联构成，其中，每个所述开关电容变换单元包括：两个开关组和一个飞跨电容，其中，每个所述开关组包括两个串联连接的开关，且所述飞跨电容连接在所述两个开关组之间。
具体地，开关S1-S4依次串联连接在开关电容变换器输入端口的第一端和第二端(也即接地端)之间。第一开关S1以及第二开关S2组成第一开关组，第三开关S3以及第四开关S4组成第二开关组，飞跨电容C1的一端连接在所述第一开关S1以及第二开关S2的公共节点，另一端连接在所述第三开关S3以及第四开关S4的公共节点。
开关电容变换器的第一开关S1以及第三开关S3同时导通，第二开关S2以及第四开关S4同时导通，且这两段导通时间互不重叠。进一步地，第一开关S1和第三开关S3均通过开关控制信号GH控制，第二开关S2和第四开关S4均通过开关控制信号GL控制。在本实施例中，以开关控制信号GH和开关控制信号GL为互补信号为例进行说明，也即，在信号GH为高电平时，信号GL为低电平，反之亦然。并且，开关S1-S4采用N型MOSFET，因此，当开关控制信号GH为高电平时，第一开关S1和第三开关S3导通，这形成了从输入端口开始经由第一开关S1、飞跨电容C1、第三开关S3和电容C2的回路。第一输出电压Vo1对飞跨电容C1以及电容C2充电；当开关控制信号GL为高电平，第二开关S2和第四开关S4导通，这会形成一个包括第二开关S2、飞跨电容C1、第四开关S4、电容C2的回路，在此期间，通过飞跨电容C1和电容C2自身的储能来供电输出第二输出电压Vo2。每个电容上的电压是输入端口电压即第一输出电压Vo1的1/2。由此，通过控制开关组的状态不断切换，可以使得电容被反复充放电，从而维持一个基本恒定的输出。根据上面的分析可知，开关电容变换器的输出电压和输入电压的比值是一个固定值，和开关控制信号GH或GL的占空比没有关系。
本实施例以开关电容变换器的电压转换比即第一输出电压Vo1与输出的第二输出电压Vo2的比值为2为例来加以说明，若需要其他的电压转换比，比如4，则可以采用将图6中的两个开关电容变换单元级联的方式来实现，若需要电压转换比为8，则可以采用将图6中的三个开关电容变换单元级联的方式来实现，以此类推。当然，在其他实施方式中，转换电路63也可以采用其他结构的电路来实现，只要能实现电压的转换即可。
图7为本发明实施例的电源转换器的部分工作波形图；下面结合图7且以一个具体的工作参数工况来分析依据本发明的实施例中的电源转换器60的效率：
继续选用与对比例中同样的工作参数来说明，在一个电源转换器中，输入230V的交流电Vac，交流电Vac的工作频率为50Hz，电源转换器的输出电压Vo2维持在5V，输出平均电流Iavg为10mA，晶体管Q1线性导通阶段输出的预定电流Imax为100mA，若选择电压转换器63的电压转换比为2，则根据能量守恒定律，AC-DC线性电路输出的第一输出电压Vo1则为10V，AC-DC线性电路输出平均电流Iavg为5mA，然后，根据AC-DC线性电路中线性降压电路62的输入电流平均值等于输出电流平均值即输出平均电流Iavg，根据
2*T1*100mA＝5mA*Ts，
其中，T1为晶体管Q1导通状态的持续时间，Ts为工频周期，可得到T2＝0.25mS，根据
Figure BDA0003027740210000111
得到T0＝102.3uS，则晶体管Q1第一次关断时刻对应的直流电压Vin的电压V2的值为:
Figure BDA0003027740210000112
从而可以计算出AC-DC线性电路的平均效率η，即第一输出电压Vo1与线性降压电路62的输入电流对应的直流电压Vin的平均值Vin_avg的比值为：
η≈Vo1/Vin_avg＝10V/((34.36-10)/2+10)＝45.08％，
由此可见，依据本发明的电源转换器60通过加入一级2：1的转换电路63，使得AC-DC线性电路的输出电压即第一输出电压Vo1抬升至2倍，即10V，且线性降压电路62的输入平均电流减小至其1/2，即5mA，在直流电压Vin和晶体管Q1的预定电流Imax均相同时，降低线性降压电路62的输入电流对应的输入电压Vin的平均值Vin_avg，同时由于第一输出电压Vo1的提高，所以电源转换器60的效率可以提高2倍以上。
至此可知，依据本发明的电源转换器，通过在现有的AC-DC线性电路后级联一电压转换器，使得AC-DC线性电路输出的第一输出电压升高，在直流电压和晶体管的预定电流均相同时，能够降低晶体管导通阶段直流电压的平均值，从而第一输出电压与所述直流电压的平均值的比值提高，也即使得电源转换器的效率得到提高。
图8为本发明实施例的电源转换器的另一个部分工作波形图。图8旨在提供一种与图5中所述的线性降压电路52中晶体管Q1的控制方式不同的另一种控制方式，晶体管Q1可以在半个工频周期中仅导通一次，即在直流电压Vin上升达到第一输出电压Vo1时刻，晶体管Q1导通，直到直流电压Vin下降至第一输出电压Vo1时关断。也即，在半个工频周期内，直流电压Vin大于第一输出电压Vo1的阶段，晶体管Q1均导通，以此在直流电压大于AC-DC线性电路的输出电压时将输入能量传递至其输出端。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (12)

1.一种电源转换器，应用于一交流/直流电源，其特征在于，所述电源转换器包括：
AC-DC线性电路，用以对输入交流电进行整流后输出直流电压，并在所述直流电压大于所述AC-DC线性电路的输出电压的至少部分时间区间内将输入能量传递至所述AC-DC线性电路的输出端，以生成第一输出电压和第一输出电流；
转换电路，用以将所述第一输出电压进行电压转换后生成第二输出电压，以及将所述第一输出电流转换为第二输出电流以为负载供电。
2.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，AC-DC线性电路包括：
整流电路，用以对输入交流电进行整流后输出直流电压；
线性降压电路，其并联连接在所述整流电路的正输出端与负输出端之间，所述线性降压电路接收所述直流电压，并在所述直流电压大于所述第一输出电压的至少部分时间区间内产生一恒定的电流对一储能电容充电，以在所述储能电容两端生成所述第一输出电压。
3.根据权利要求2所述的电源转换器，其特征在于，所述线性降压电路包括串联连接的晶体管和所述储能电容，所述晶体管至少在所述直流电压接近所述第一输出电压时导通一次并工作于线性状态以产生所述恒定的电流，所述恒定的电流对所述储能电容充电以使得所述第一输出电压上升至其参考电压。
4.根据权利要求2所述的电源转换器，其特征在于，所述线性降压电路包括串联连接的晶体管和所述储能电容，所述晶体管的第一功率端连接至所述整流电路的正输出端，所述晶体管的第二功率端连接至所述储能电容的第一端，所述储能电容的第二端连接至参考地，其中，在所述储能电容的第一端输出所述第一输出电压。
5.根据权利要求2所述的电源转换器，其特征在于，所述转换电路的电压转换比为所述第一输出电压与所述第二输出电压的比值，所述电压转换比被配置为提高所述第一输出电压与所述线性降压电路的输入电流对应的所述直流电压的平均值的比值。
6.根据权利要求5所述的电源转换器，其特征在于，所述转换电路的电压转换比不小于1。
7.根据权利要求3所述的电源转换器，其特征在于，所述转换电路的电压转换比为所述第一输出电压与所述第二输出电压的比值，所述电压转换比被配置为提高所述第一输出电压与所述晶体管线性导通阶段所述直流电压的平均值的比值。
8.根据权利要求5所述的电源转换器，其特征在于，所述转换电路被配置为开关电容变换器，其用以接收所述第一输出电压，并将所述第一输出电压根据所述电压转换比转换为所述第二输出电压。
9.根据权利要求8所述的电源转换器，其特征在于，所述开关电容变换器由至少一个开关电容变换单元级联构成，其中，每个所述开关电容变换单元包括：两个开关组和一个飞跨电容，其中，每个所述开关组包括两个串联连接的开关，且所述飞跨电容连接在所述两个开关组之间。
10.根据权利要求3所述的电源转换器，其特征在于，所述晶体管在所述直流电压上升达到所述第一输出电压时导通。
11.根据权利要求10所述的电源转换器，其特征在于，所述晶体管在所述第一输出电压上升至所述参考电压时关断，并在所述直流电压下降至所述晶体管的关断时刻对应的所述直流电压的值时再次导通一次。
12.根据权利要求3所述的电源转换器，其特征在于，所述晶体管在所述直流电压上升达到所述第一输出电压时导通，直到所述直流电压下降至所述第一输出电压时关断。
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