CN113055320A - 一种非正交信号的处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及通信技术的研究领域，主要公开了一种非正交信号的处理方法，其在非正交离散多音系统中采用编码辅助的迭代译码消除载波间干扰并结合比特和功率分配算法，最大限度利用信道带宽及各子载波信噪比。本发明这种消除载波间干扰的方法，大大降低了方法的复杂度，而且使其复杂度与使用的子载波数没有太大关联，使得本发明的非正交离散多音系统可以使用大数量的子载波，从而使其信道的均衡效果更好，更重要的是，子载波数量的提升，使得比特和功率分配方案带来的优势更加明显，有利于最大限度利用信道带宽及各子载波信噪比。

Description

一种非正交信号的处理方法

技术领域

本发明涉及通信技术的研究领域，特别涉及在非正交离散多音系统中采用编码辅助的迭代译码消除载波间干扰并结合比特和功率分配算法，最大限度利用信道带宽及各子载波信噪比的数据处理方法。

背景技术

随着移动互联网和大数据等数据服务的爆炸性增长，对光传输系统的容量要求大大提升。正交频分复用由于其良好的可扩展性和成熟的数字信号处理算法，更因为它有较高频谱效率，引起了人们越来越多的兴趣。离散多音调制作为正交频分复用的一种变体，继承了正交频分复用的优点，并且每个子载波具有非常灵活，独立的调制格式，结合比特和功率分配算法，可以充分利用各子载波的信噪比。非正交离散多音调制在离散多音调制的基础上进一步压缩频谱，频谱效率更高，但也因此引入了载波间干扰，需要通过数字信号处理技术，消除子载波间干扰，进而恢复信号。常用的迭代检测算法，对于高带宽压缩并不是很有效。最大似然检测是一种具有最优误码率性能的广泛应用的检测算法，但是具有复杂度太大的缺点。且这两种算法的运算复杂度与可使用子载波有关，限制了系统中可使用的子载波数量，从而影响系统的性能。

发明内容

本发明的发明目的是，提供一种复杂度与使用的子载波数关联性较小的消除非正交离散多音系统中载波间干扰的方法，该方法能解决传统载波间干扰消除算法子载波受限的问题。

本发明的发明目的通过以下技术方案实现：一种非正交信号的处理方法，包括接收端处理方法，简称为接收方法，该接收方法采用编码辅助的迭代译码消除非正交离散多音系统中载波间干扰，具体包括以下步骤：

3)将接收的信号进行频域均衡；

4)对均衡后的信号进行迭代译码，直至获得所需误码率：

2-1)频域均衡后，输出两路相同的信号a1、a2，取其中一路信号a1经过硬判，解映射，解交织，译码，再进行与发射端相同的信道编码，交织和映射步骤，映射时，同样输出两路相同的信号b1、b2；

2-3)取映射后的其中一路信号b1，使其通过和发射端一样的非正交离散多音编码器；

2-4)再进行N-FFT变换；

2-5)将步骤2-4)得到的信号与映射后的结果b2采用相减操作，得到载波间干扰；

2-6)取频域均衡后输出的另一路信号a2，与步骤2-5)中计算出的载波间干扰相减，得到的数据作为新的a1重复步骤2-1)～2-6)的操作，不停迭代译码，直到最后得到所需的误码率。

本发明通过步骤2-1)中译码编码的配合实现纠错，通过步骤2-5)准确计算经过非正交离散多音编码器引入的干扰，再通过迭代过程与编码译码的循环，更新误码率，直至获得所需误码率。当译码后误码率为零时，可以计算出完整的载波间干扰，完全恢复信号。

本发明这种消除载波间干扰的算法，其利用迭代译码的方式直接计算并减去载波间干扰，大大降低了方法的复杂度，而且使其复杂度与使用的子载波数没有太大关联，如此使得本发明的非正交离散多音系统可以使用大数量的子载波，从而使其信道的均衡效果更好，更重要的是，子载波数量的提升，使得比特分配方案带来的优势更加明显，有利于最大限度利用信道带宽及各子载波信噪比。

步骤1)中，接收的信号包括非正交的调制信号和正交的训练序列，对其进行频域均衡具体包括如下步骤：

a1)用接收到的训练序列来估计信道；

a2)接收到的调制信号利用估计出来的信道进行频域均衡。

步骤2-3)中，所述非正交离散多音编码器具体包括如下处理步骤：

b1)将映射后的数据调制在部分子载波上，剩余子载波置零；

b2)进行共轭操作，N-IFFT调制，时域上保留相应的调制有用信息的数据量。

步骤b1)中，映射后的数据优选调制在编号为k＝1～N₁的子载波上，k＝N₁+1～N/2-1子载波置零，其中，N＞2N₁+2表示FFT点数。

步骤b2)中，时域上保留子载波k＝0～2N₁+1上的数据。

频域均衡后输出的两路相同的信号，均为子载波k＝1～N₁上的数据。

所述处理方法还包括发送端处理方法，简称为发送方法，该发送方法根据比特和功率分配算法的计算结果分配待发送的每个子载波对应的比特和发射功率。

本发明处理方法还设有调制流程，在调制流程中，发送端所有子载波采用单一的调制格式，所述比特和功率分配算法根据调制流程中发送端和接收端数据计算每个子载波对应的比特和发射功率。

采用的所述比特和功率分配算法具体包括如下步骤：

根据接收端最后一次迭代过程中解映射前的符号与发送端映射后的符号计算每个子载波的信噪比，根据子载波对应的信噪比算出每个子载波上分配的比特数以及对应的发射功率，其中，

比特分配准则如下：

其中，b[k]表示每个子载波对应的比特数，Г为信噪比间隔，可以由BER_target计算得到：

BER_target与SER成比率关系；

Q函数被定义为：

γ_margin用于在最大迭代次数内，寻找最优比特分配，更新公式为：

N_used是可使用的子载波数，B_total是N_used个子载波上分配的比特数总和，B_target是N_used个子载波上目标分配的比特数总和；

功率分配：

p[k]表示每个子载波对应的发射功率。

有益效果：

本发明这种消除载波间干扰的算法，其利用迭代译码的方式直接计算并减去载波间干扰，大大降低了方法的复杂度，而且使其复杂度与使用的子载波数没有太大关联，使得本发明的非正交离散多音系统可以使用大数量的子载波，从而使其信道的均衡效果更好，更重要的是，子载波数量的提升，使得比特和功率分配方案带来的优势更加明显，有利于最大限度利用信道带宽及各子载波信噪比。

附图说明

图1为本发明优选实施例非正交信号的处理方法在调制流程中其接收方法的主流程图；

图2为本发明优选实施例非正交信号的处理方法步骤S1中QAM调制信号发送端处理方法的流程图：

图3为本发明优选实施例非正交信号的处理方法为消除非正交信号子载波间干扰(ICI)对均衡后的信号进行迭代译码的流程图；

图4为本发明优选实施例非正交信号的处理方法采用的Chow算法的具体流程图；

图5是采用本发明编码辅助的迭代译码与比特分配结合之后的纠前误码率性能变化的对比图；

图6是采用本发明编码辅助的迭代译码与比特分配结合之后的纠后误码率性能变化的对比图。

具体实施方式

本发明涉及一种非正交信号的处理方法，该处理方法包括发送端处理方法(简称发送方法)和接收端处理方法(简称接收方法)。

该处理方法在非正交离散多音系统中采用编码辅助的迭代译码消除载波间干扰，这里的编码指具有纠错能力的信道编码，如发射端使用卷积码编码增加冗余，接收端使用适配的维特比译码，利用这种信道编码不停纠错，再通过迭代过程与编码译码的循环，更新误码率。具有纠错能力的信道编码使得迭代发挥效果，因为如果不是编码译码的纠错能力，每次迭代的结果将不发生变化。本发明接收端通过迭代译码，不断更新计算出的载波间干扰，并将均衡后的信号不断减去载波间干扰，直至获得所需误码率。当维特比译码后误码率为零时，可以计算出完整的载波间干扰，完全恢复信号。

本发明采用编码辅助的迭代译码消除载波间干扰的方法不同于常用的干扰消除方法，常用的干扰消除方法将具有N个子载波的非正交系统视为N×N的多输入多输出系统，计算出子载波间干扰的相关矩阵，用最大似然检测去穷举搜索，这种方法复杂度很高，且与所使用的子载波数有关，本发明提出的方法，运用了另一种思路，其利用迭代译码的方式直接计算并减去载波间干扰，相比之下，大大降低了方法的复杂度。

另外本发明还将比特、功率分配与编码辅助的迭代译码结合，由于本发明载波间干扰的消除方法使其复杂度与使用的子载波数没有太大关联，如此使得本发明的非正交离散多音系统可以使用大数量的子载波，从而使其信道的均衡效果更好，更重要的是，子载波数量的提升，使得比特分配方案带来的优势更加明显，有利于最大限度利用信道带宽及各子载波信噪比。

下面结合具体实施例及附图对本发明非正交信号的处理方法作进一步详细描述，但本发明的实施范围不限于此。

总体而言，本发明处理方法主要包括两个流程，调制流程和数据发送流程。调制流程主要用于计算各子载波的比特和功率分配，以便指导数据发送流程中各子载波的发送。除调制流程额外包括计算各子载波的比特和功率分配的步骤，在数据发送过程和数据接收过程上，两流程基本相同，只是在调制流程中，发送端所有子载波采用单一的调制格式(不限于下面实施例中的16QAM)，以更准确地估计信道，而在数据发送流程中，不同的子载波可以采用不同的调制方式，如QPSK，8QAM，16QAM等，以便在结合比特和功率分配算法后，可以充分利用各子载波的信噪比。

图1为本发明一实施例的处理方法在调制流程中其接收方法的主流程图，如图所示，在调制流程中，该接收方法具体包括以下步骤：

S1、接收QAM调制信号，并对接收的QAM调制信号进行检测，获取模拟信号；

S2、将接收的模拟信号转换为数字信号；

S3、将数字QAM调制信号进行频域均衡；

S4、对均衡后的信号进行迭代译码用以消除载波间干扰；

S5、结合Chow算法，计算比特分配和功率分配，然后根据Chow算法得到的结果调整发送端各子载波的比特分配和功率分配。这里也可以采用Fischer，Hughes-Hartogs等其他比特分配算法。

下面对各步骤进行详细介绍。

图2是上述步骤S1中QAM调制信号发送端处理方法的流程图：

S201、将待发送的比特序列进行卷积码编码，交织，QAM(具体为16QAM)映射。

S202、映射后的数据只调制在部分子载波上，优选调制在编号为k＝1～N₁的子载波，剩余子载波置零，即k＝N₁+1～N/2-1子载波置零，其中，N＞2N₁+2N＝2N₁+2为正交离散多音调制)表示FFT点数，此时频谱压缩率为α＝2N₁/N。经过共轭操作，N-IFFT调制，时域上只保留相应的调制有用信息的数据量,即k＝0～2N₁+1上的数据。由于N-IFFT变换后，每个子载波上的信息均携带变换前所有子载波的信息，所以此处保留任意子载波上的信息进行发送，保持发送数据量与前面调制有用信息数据量相等即可，为了操作简单及硬件验证容易实施，所以只保留了前一段的数据量。

该步骤时域上可以只传输部分数据量，改变传输数据量即可改变传输速率，并且频域上点数N_used保持固定不变，即信号频谱保持不变。信号传输速率计算公式如下：

其中，M_trans为时域上发送的数据量，M_discard为时域上丢弃的数据量，R_s为符号速率。可见，改变M_trans即可调整传输速率。

S203、在发送调制的信息前，加上一段训练序列，该训练序列通过16QAM映射，共轭，调制在所有子载波上，即k＝1～N/2-1的子载波上，加循环前缀，并串转换。

与前述有用信息(非正交信号)：QAM映射后只加载在部分子载波，其余子载波置零，N-IFFT变换后，只发送部分数据，其余数据扔掉不同，训练序列中不需要置零操作以及丢弃数据，其在QAM映射后加载在所有子载波上，N-IFFT变换后，发送全部训练序列的数据，因为生成的是正交的离散多音信号，而不是非正交离散多音信号，其主要用于估计信道。

从上面介绍可知，步骤S1中接收的QAM调制信号包括了训练序列以及调制信息。

步骤S3频域均衡的具体过程包括如下步骤：

S31)用接收到的训练序列来估计信道，估计信道过程及它与真实信道的关系如下：

H_est是估计出来的信道，X_pilot是发送的训练序列(正交的DMT)，Y_pilot是接收到的训练序列(正交的DMT)，N是噪声，H为实际上的真实信道。

S32)得到估计出的信道H_est后，接收到的调制信息利用估计出来的信道进行频域均衡，具体过程如下：

Y_data＝X_data*H+N

Y_data是接收到的数据(非正交DMT)，X_data是发送的数据(非正交DMT)，H_estHest是利用训练序列估计出来的信道。

频域均衡后一共输出两路相同的信号，两路信号均取子载波k＝1～N₁上的数据，与发送端发送有用信息(非正交信号)时，映射后调制的子载波位置保持一致。两路相同的信号一路为a1，另一路为a2，a1＝a2。

图3为本实施例中为消除非正交信号子载波间干扰(ICI)对均衡后的信号进行迭代译码的流程图：

S301、取频域均衡后输出的第一路数据a1，经过硬判，解映射，解交织，维特比译码，由于非正交离散多音调制存在子载波干扰，所以需要通过迭代译码的方式消除干扰，即将维特比译码后得到的比特序列进行与发射端相同的步骤，即进行信道编码，交织和QAM映射。

S302、进行QAM映射时，对QAM映射得到数据进行保留，即QAM映射后有两路相同的数据，分别记为b1，b2，b1＝b2。

S303、取QAM映射后的第一路数据b1，和发射端一样，采取置零(映射后的数据只调制在编号为k＝1～N₁的子载波上，k＝N₁+1～N/2-1置零)、共轭及N-IFFT变换，时域上保留子载波k＝0～2N₁+1上的数据，子载波k＝2N₁～N-1上置零。

S304、再进行N-FFT变换，保留子载波k＝1～N₁上的数据。

S305、将步骤S304得到的数据与前面保留的QAM映射后的结果b2采用相减操作，得到的即为载波间干扰，得到的载波间干扰随着迭代次数的改变而改变。

S306、取频域均衡后输出的第二路数据a2，与步骤S305中计算出的载波间干扰相减，对得到的数据重复步骤S301～S306的操作，不停迭代译码，直到最后得到所需的误码率。当维特比译码后的误码率为0时，即可完全计算并消除载波间干扰。上述计算过程中，频域均衡后输出的第二路数据a2在整个迭代过程中保持不变。

本实施例发射端使用卷积码编码增加冗余，接收端使用维特比译码不停纠错，再通过迭代过程，再编码译码，更新误码率。

图4为本发明上述实施例中采用的Chow算法的具体流程图：

S401、根据接收端最后一次迭代过程中QAM解映射前的符号与发送端QAM映射后的符号计算每个子载波信噪比的频域分布。

S402、信息初始化

Γ为信噪比间隔，可以由BER_target计算得到：

BER为误比特率，SER为误符号率，在本实施例中，是用统一的16QAM去计算比特分配和功率分配的，此时，SER＝1-(1-BER)⁴。这里的BER_target是自己设定的目标误码率。

Q函数被定义为：

对所有子载波对应的比特进行初始分配:

如果

则UsedCarriers＝UsedCarriers-1，其中UsedCarriers初始值为N₁，其表示携带有用信息的子载波数。有用信息加载到k＝1～N₁的子载波上，根据SNR算比特分配时，有的子载波上分配的是0bit，此时该子载波不被使用，则UsedCarriers要减去该子载波。

b[k]是每个子载波对应的比特数，SNR[k]是每个子载波对应的SNR，γ_margin为更新步长，用于在最大迭代次数内，寻找最优比特分配，不断更改γ_margin用于调整比特分配，γ_margin初始值设为1。根据SNR算出来的b[k]不一定均为整数，round(b[k])用于四舍五入。

S403、不停更新γ_margin,以寻找最优的比特分配，更新公式如下：

IterateCount＝IterateCount+1

N_used是可使用的子载波数，B_total是N_used个子载波上分配的比特数总和，B_target是N_used个子载波上目标分配的比特数总和，是自己设置的，如果希望每个子载波上调制4bit，则B_target＝4×调制有用信息的子载波数。

B_total是Chow计算出来的每个子载波上分配的比特数的总和，由于根据SNR计算出来的，不一定是一个整数，再采取四舍五入操作，B_total不一定会刚好等于B_target，所以在最大迭代次数(maxcount)内，不停的更新margin，重新计算比特分配的结果。但是也不能这样一直找，所以maxcount不能设置太大，一般推荐不大于10次。

S404、若超过Maxcount仍未找到最优的比特分配，使得B_total＝B_target，则进入下一步，调整比特分配，确定比特调制方案，具体过程如下：

B_total＞B_target,选择diff[k]最小的子载波，每次从

中减1比特，直到B_total＝B_target；

B_total＜B_target,选择diff[k]最大的子载波，每次从

中加1比特，直到B_total＝B_target；

diff[k]是四舍五入后的比特数，和直接SNR计算出来的比特数之间的差距，比如计算出来的是3.2bit，四舍五入后是3bit，则这个子载波对应的diff[k]＝3.2-3＝0.2bit。

S405、进行功率分配，功率分配准则如下：

p[k]表示每个子载波对应的发射功率。

采用该功率分配算法，分配出来的各子载波对应的功率以1为基准，上下浮动，对比特分配为0的子载波，对应的功率分配也为0，如此可最大化利用信道比。

得到每个子载波对应的比特和发射功率后，进行数据发送流程时，发送端根据上述结果计算每个子载波对应的比特数，如2(QPSK),3(8QAM)，4(16QAM)，等等。需注意，在数据发送流程中，发射端映射时，每个子载波按照分配的比特数分开映射，相应的解映射时，也要分开解映射。

这种比特和功率分配的设置，信道不变，则不用调整方案。

另外，理论上讲，数据发送流程中，频域均衡可以直接基于调制流程中的信道估计值。但实验过程中我们发现，信道会发生细微的变化，频域均衡由于对这种细微的变化较为敏感，所以需要实时跟踪信道，也即每次数据发送，都需要添加额外的训练序列。而对于比特和功率分配而言，信道的这种细微变化，带来的影响不大。

图5描述了，离散多音调制使用比特分配，与非正交离散多音调制使用与不使用比特分配在不同的信噪比下，对应的纠前误码率性能，非正交离散多音调制的压缩因子为0.9，其中纠前误码率指最后一次迭代维特比译码前的误码率，由发射端映射前的比特序列，与最后一次迭代解映射后的比特序列进行比较计算得到。

图6描述了，离散多音调制使用比特分配与非正交离散多音调制使用与不使用比特分配在不同的信噪比下，对应的纠后误码率性能，非正交离散多音调制的压缩因子为0.9，其中纠后误码率指最后一次迭代维特比译码后的误码率，由发送端发送的比特序列与最后一次迭代维特比译码后得到的比特序列进行比较，计算错误比特数和误比特率得到。

从图5与图6的仿真图可以看出，非正交离散多音调制使用比特分配相比于不使用比特分配，性能提高了很多，是由于比特分配尽可能的充分的利用了各子载波的信噪比；而同样使用比特分配方案，非正交离散多音调制相比于离散多音调制性能提升很多，因为非正交离散多音调制对频谱进行了压缩，一定程度上的避免了高频损伤。图5与图6的结论，证明了本发明性能上显著的优越性，采用编码辅助的迭代译码，使得系统的复杂度与子载波个数没有太大关系，可以使用大数量的子载波，从而使得信道的均衡效果更好，更重要的是，子载波数量的提升，使得比特分配方案带来的优势更加明显。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种非正交信号的处理方法，包括接收端处理方法，简称为接收方法，其特征在于，该接收方法采用编码辅助的迭代译码消除非正交离散多音系统中载波间干扰，具体包括以下步骤：

1)将接收的信号进行频域均衡；

2)对均衡后的信号进行迭代译码，直至获得所需误码率：

2-1)频域均衡后，输出两路相同的信号a1、a2，取其中一路信号a1经过硬判，解映射，解交织，译码，再进行与发射端相同的信道编码，交织和映射步骤，映射时，同样输出两路相同的信号b1、b2；

2-3)取映射后的其中一路信号b1，使其通过和发射端一样的非正交离散多音编码器；

2-4)再进行N-FFT变换；

2-5)将步骤2-4)得到的信号与映射后的结果b2采用相减操作，得到载波间干扰；

2-6)取频域均衡后输出的另一路信号a2，与步骤2-5)中计算出的载波间干扰相减，得到的数据作为新的a1重复步骤2-1)～2-6)的操作，不停迭代译码，直到最后得到所需的误码率。

2.根据权利要求1所述的处理方法，其特征在于，步骤1)中，接收的信号包括非正交的调制信号和正交的训练序列，对其进行频域均衡具体包括如下步骤：

a1)用接收到的训练序列来估计信道；

a2)接收到的调制信号利用估计出来的信道进行频域均衡。

3.根据权利要求1或2所述的处理方法，其特征在于，步骤2-3)中，所述非正交离散多音编码器具体包括如下处理步骤：

b1)将映射后的数据调制在部分子载波上，剩余子载波置零；

b2)进行共轭操作，N-IFFT调制，时域上保留相应的调制有用信息的数据量。

4.根据权利要求3所述的处理方法，其特征在于，步骤b1)中，映射后的数据调制在编号为k＝1～N₁的子载波上，k＝N₁+1～N/2-1子载波置零，其中，N＞2N₁+2表示FFT点数。

5.根据权利要求4所述的处理方法，其特征在于，步骤b2)中，时域上保留子载波k＝0～2N₁+1上的数据。

6.根据权利要求5所述的处理方法，其特征在于，频域均衡后输出的两路相同的信号，均为子载波k＝1～N₁上的数据。

7.根据权利要求1所述的处理方法，其特征在于，所述处理方法还包括发送端处理方法，简称为发送方法，该发送方法根据比特和功率分配算法的计算结果分配待发送的每个子载波对应的比特和发射功率。

8.根据权利要求7所述的处理方法，其特征在于，所述处理方法设有调制流程，在调制流程中，发送端所有子载波采用单一的调制格式，所述比特和功率分配算法根据调制流程中发送端和接收端数据计算每个子载波对应的比特和发射功率。

9.根据权利要求8所述的处理方法，其特征在于，采用的所述比特和功率分配算法具体包括如下步骤：

根据接收端最后一次迭代过程中解映射前的符号与发送端映射后的符号计算每个子载波的信噪比，根据子载波对应的信噪比算出每个子载波上分配的比特数以及对应的发射功率，其中，

比特分配准则如下：

其中，b[k]表示每个子载波对应的比特数，Γ为信噪比间隔，可以由BER_target计算得到：

BER_target与SER成比率关系；

Q函数被定义为：

γ_margin用于在最大迭代次数内，寻找最优比特分配，更新公式为：

N_used是可使用的子载波数，B_total是N_used个子载波上分配的比特数总和，B_target是N_used个子载波上目标分配的比特数总和；

功率分配：

p[k]表示每个子载波对应的发射功率。

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