CN113033135B - 雷达发射机无意调制速调管输出相位建模方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及雷达发射机无意调制速调管输出相位建模方法，通过对速调管输出相位失真分析，得出速调管输出相位滞后的波动量可以表示为

，或

，通过本发明的速调管输出相位模型消除了脉冲调制器的电压波动造成的速调管放大器相位失真问题，提高了速调管输出相位灵敏度。

Description

雷达发射机无意调制速调管输出相位建模方法

技术领域

本发明涉及雷达发射机领域，具体涉及一种雷达发射机无意调制速调管输出相位建模方法。

背景技术

随着电子信息技术的发展，电子侦察已成为获取敌方情报的重要手段。从复杂的电磁环境中搜索并检测敌方辐射源信号，对其进行处理提取出的信号特征完成对辐射源的识别与定位，进一步推断出辐射源的型号，它在电子战中有着重要的军事意义。传统辐射源识别利用信号的基本特征如载频、脉宽、脉冲重复周期、脉内及脉间信号的调制方式等进行分类识别，其优点结构简单、计算量小以及实现成本低，在早期获得了广泛的应用。但随着电磁环境日益复杂，新技术、新体制雷达不断出现，传统特征的识别性能和抗干扰能力越来越差。于是，信号的无意调制特征研究便逐渐进入人们的视野。

雷达发射机无意调制特征(又称为个体“指纹”特征或附带调制特征)，是由于大功率雷达发射机的波形发生器、频率源、发射管、脉冲调制器、功率放大器等器件或电路产生的所不希望的各种寄生调制。发射机内部大部分物理器件在工作状态下都会输出非线性，在这种非线性的调制下，信号在时域和频域上会偏离原来的轨迹，即发生了失真。无意调制是大功率雷达发射机固有的特性，难以完全消除。但其调制形式和调制量对于不同发射机又有差异，即使是设计相同的一批雷达中的每部雷达，总有不同的无意调制分布，因为类同的部件在性能上仍有细微的差异。无意调制本身在雷达信号中是存在的，又能体现每部雷达的个体特征。因此，它是雷达重要的指纹特征。特别是现代雷达具有多种工作方式和复杂的调制波形，能在脉间改变其脉内有意调制特征，使雷达信号的分选和识别变得非常困难。

通过采集的1部S波段真空管发射机和1部C波段真空管发射机的相位失真，单独画出了前级固态驱动放大器(以下简称为前级驱放)和末级速调管的相位输出情况。结果显示，固态功率放大器的无意调相特征表现的比较微弱，基本上难以作为识别的依据，而速调管放大器输出则表现出了较强的无意调相特性。通过分析发现，脉冲调制器的电压波动是引起速调管放大器相位失真的主要原因。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种雷达发射机无意调制速调管输出相位建模方法，用于消除脉冲调制器的电压波动造成的速调管放大器相位失真问题。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：

一种雷达发射机无意调制速调管输出相位建模方法，包括：

1)速调管输出相位失真分析

假设脉冲调制器输出至电子枪阴级和阳极之间的直流电压为U_L，若阴级发射的电子初速度为零，则离开电子枪时速度增大为v₀，根据能量守恒定理，电子的动能增加量应等于直流电场的位能减少量，即：

式中，m＝9.156×10^-31千克为电子质量，e＝1.61×10^-19库伦为电子电荷，于是电子离开电子枪时速度

故，电子注电压U_L越大，电子离开枪时的速度v₀也越大，v₀又称电子注速度，

外部射频激励信号U₁sinωt自耦合装置进入速调管的输入腔，在输入腔的腔隙上激励起按正弦变化的交变电压，对穿过腔隙的电子注进行速度调制，假设在外部射频激励信号下电子离开输出腔的速度为v(t)，根据能量守恒定理，外部激励信号U₁sinωt的能量将转化为电子通过输入谐振腔后的动能增量，即：

由

得

代入上式得：

v(t)＝v₀(1+αsinωt)^1/2

式中，α＝U₁/U_L＜＜1，在该条件下，上式展开为以下级数：

忽略上式中α的高次项，得到在外部射频激励信号下电子离开输出腔的速度的表达式：

回到速调管原理，设电子离开谐振腔间隙的时刻为t₀，速度为v(t₀)，其通过长度为d的漂移管后，到达输出谐振腔的时刻为t₁，则：

同理，忽略α的高次项后得：

由上式导出输出腔上电压的相位相对于激励信号U₁sinωt的相位滞后为：

考虑到速调管放大器的增益在40dB以上，因此α＝U₁/U_L小于1/100，甚至1/1000，因此滞后的相位

近似为：

上式表明，脉冲调制器输出调制脉冲电压U_L的波动会引起电子注速度v₀的波动，进而导致速调管放大器输出信号的相位产生波动，即输出腔上电压的相位产生波动，且滞后的

与

成反比关系，因此调制脉冲电压U_L的变化或波动是导致真空管发射机输出信号无意调相的主要因素；

进一步计算滞后的相位

关于电压U_L的微分，有：

经整理后得：

实际中，常用的速调管总相移为1000°～3000°，按照上式的关系，调制器输出电压每变化1％会引起速调管输出相位变化5°～15°；

根据速调管发射机理，调制器高压脉冲作用于速调管，速调管收集极电流波形I_L等效于调制电压波形U_L，因此采集速调管收集极电流代替调制电压，和U_L满足如下所示的二分之三次方定律：

式中p称为导流系数，由此根据速调管电压调制灵敏度

推导出其电流调制灵敏度：

同理，根据常用的速调管总相移为1000°～3000°，推导出调制电流每变化1％会引起速调管输出相位变化，即电流调制相位灵敏度为3°～10°，

2)速调管输出相位滞后的波动量表示为：

或，

其中，

也代表了电子通过漂移管产生的理论相移，上面两个式子分别为速调管电子注电压调制相位失真模型和电子注电流调制相位失真模型，相位建模时，仅关心相位偏离理想值的程度而非速调管输出相位的绝对数值，这里将实际采集的脉冲调制器输出电压值U_L(n)，n＝1，2，…，N作为模型的输入量，则上面两个式子转化为：

式中

为采集电压均值，若以实际采集的收集极电流值I_L(n)作为模型的输入，则：

式中

为采集电流均值，由于

代表速调管输出相位相对于初相滞后的波动值，假设输入激励信号的初相为φ₀，则速调管最终输出相位值表示为：

仅关心相位相对于理想值的失真程度，令

代入上式，得：

或，

其中，f为激励信号的载频频率：S波段发射机f＝2.86GHz，C波段发射机f＝5.75GHz；d为速调管漂移管长度：S波段速调管d＝0.455m，C波段速调管d＝0.146m；m＝9.156×10^-31千克为电子质量，e＝1.61×10^-19库伦为电子电荷；U为调制器输出电压标称值，即速调管电子注电压标称值：S波段速调管U＝64kV，C波段速调管U＝21kV，将以上参数代入灵敏度计算公式：

并令

得S波段速调管的相位灵敏度为10.40°,表示速调管电子注电流每变化1％，相位变化10.40°；C波段速调管的相位灵敏度为11.72°。

本发明的有益效果是：通过本发明的速调管输出相位模型消除了脉冲调制器的电压波动造成的速调管放大器相位失真问题，提高了速调管输出相位灵敏度。

附图说明

图1为速调管电子注群聚效果图；

图2为C波段雷达速调管阴极电流与脉内相位调制情况；

图3为S波段雷达速调管阴极电流与脉内相位调制情况；

图4为S波段雷达速调管相位变化估计与实测对比；

图5为C波段雷达速调管相位变化估计与实测对比。

具体实施方式

下面结合具体实施例进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

典型的双腔速调管由电子枪(包括灯丝、阴级、阳级等)、输入腔、电子漂移管、输出腔以及收集极组成。速调管放大器放大微波信号的实质，是把直流电源(调制器输出)能量，经过电子注作媒介，转换成微波能量。脉冲调制器输出的直流电压(通常高达到几十千伏)U_L作用在电子枪的阴级和阳极之间，对电子枪产生的电子进行加速，生成具有一定速度和密度的电子注，此电子注通过输入腔的缝隙进入漂移管。速调管前级放大电路(即前级驱放)输出的射频激励信号U₁sinωt自耦合装置进入速调管的输入腔，在输入腔的腔隙上激励起按正弦变化的交变电场，变化角速率为ω，对穿过腔隙的电子注进行速度调制。速度被调制后的电子注进入漂移管，漂移管内部被屏蔽，既无微波电场也无直流电场，因此速度已被调制的电子注将在漂移管中作惯性运动。由于各电子的速度不一，速度慢的电子被速度快的电子追赶，将电子注的速度调制转换为密度调制，形成群聚后密度按照激励信号载波频率ω交替变化的不均匀电子注，如图1所示。群聚电子注进入速调管的输出腔与微波场在栅网缝隙间进行能量交换，密度大的群居电子注输出电压大，密度小的群居电子注输出电压小，最后通过输出耦合装置将放大了的微波功率输出到负载上去。而交出能量后的电子最终被收集级回收。

速调管相位失真机理：

假设脉冲调制器输出至电子枪阴级和阳极之间的直流电压为U_L(也称为电子注电压)，若阴级发射的电子初速度为零，则离开电子枪时速度增大为v₀。根据能量守恒定理，电子的动能增加量应等于直流电场的位能减少量，即：

式中，m＝9.156×10^-31千克为电子质量，e＝1.61×10^-19库伦为电子电荷，于是电子离开电子枪时速度：

故，电子注电压U_L越大，电子离开枪时的速度也越大v₀，v₀又称电子注速度。

外部射频激励信号U₁sinωt自耦合装置进入速调管的输入腔，在输入腔的腔隙上激励起按正弦变化的交变电压，对穿过腔隙的电子注进行速度调制。假设电子在外部射频激励信号下离开输出腔的速度为v(t)。根据能量守恒定理，外部激励信号U₁sinωt的能量将转化为电子通过输入谐振腔后的动能增量，即：

由

得

代入上式得：

v(t)＝v₀(1+αsinωt)^1/2

式中，α＝U₁/U_L＜＜1。在该条件下，上式展开为以下级数：

忽略上式中α的高次项，得到在外部射频激励信号下电子离开输出腔的速度的表达式：

设电子离开谐振腔间隙的时刻为t₀，速度为v(t₀)，其通过长度为d的漂移管后，到达输出谐振腔的时刻为t₁，则：

同理，忽略α的高次项后得：

由上式导出输出腔上电压的相位相对于激励信号U₁sinωt的相位滞后为：

考虑到速调管放大器的增益在40dB以上，因此α＝U₁/U_L小于1/100，甚至1/1000，因此滞后的相位

近似为：

上式表明，脉冲调制器输出调制脉冲电压U_L的波动会引起电子注速度v₀的波动，进而导致速调管放大器输出信号的相位产生波动，即输出腔上电压的相位产生波动，且滞后的相位

与

成反比关系。因此调制脉冲电压U_L的变化或波动是导致真空管发射机输出信号无意调相的主要因素。

进一步计算

关于电压U_L的微分，有：

经整理后得：

实际中，常用的速调管总相移为1000°～3000°。按照上式的关系，调制器输出电压每变化1％会引起速调管输出相位变化5°～15°(《雷达手册》(第2版)中给出该值为10°)。这就是通常所说的速调管的电压调制相位灵敏度。

调制器输出的阴极高压暂时无法有效采集，但根据速调管发射机理，调制器高压脉冲作用于速调管，速调管收集极电流波形I_L等效于调制电压波形U_L，因此本发明以采集速调管收集极电流代替调制电压，I_L和U_L满足如下所示的二分之三次方定律：

式中p称为导流系数。由此根据速调管电压调制灵敏度

推导出其电流调制灵敏度：

同理，根据常用的速调管总相移为1000°～3000°，推导出调制电流每变化1％会引起速调管输出相位变化，即电流调制相位灵敏度为3°～10°。

图2为本发明采集的4部C波段雷达速调管的收集极电流与输出脉冲的相位失真情况。结果显示二者的波动趋势是基本一致的，具有强相关性。

图3是4部S波段雷达速调管的收集极电流与输出脉冲的相位失真情况，结果与C波段雷达相同，即调制器输出电压波动引起速调管输出相位波动，二者变化趋势相同，说明本节关于速调管发射机相位失真的机理分析是合理的，即脉冲调制器的电压波动是引起速调管放大器相位失真的主要原因。

速调管输出相位滞后的波动量表示为：

或，

其中，

也代表了电子通过漂移管产生的理论相移。上面两个式子分别为速调管电子注电压调制相位失真模型和电子注电流调制相位失真模型。相位建模时，仅关心相位偏离理想值的程度而非速调管输出相位的绝对数值。这里将实际采集的脉冲调制器输出电压值U_L(n)，n＝1，2，…，N作为模型的输入量，则上面两个式子转化为：

式中

为采集电压均值。若以实际采集的收集极电流值I_L(n)作为模型的输入，则：

式中

为采集电流均值。

由于

代表速调管输出相位滞后(相对于初相)的波动值，假设输入激励信号的初相为φ₀，则速调管最终输出相位值表示为：

仅关心相位相对于理想值的失真程度，令

代入上式，得：

或，

其中，f为激励信号的载频频率：S波段发射机f＝2.86GHz，C波段发射机f＝5.75GHz；d为速调管漂移管长度：S波段速调管d＝0.455m，C波段速调管d＝0.146m；m＝9.156×10^-31千克为电子质量，e＝1.61×10^-19库伦为电子电荷；U为调制器输出电压标称值，即速调管电子注电压标称值：S波段速调管U＝64kV，C波段速调管U＝21kV。

将以上参数代入灵敏度计算公式

并令

得S波段速调管的相位灵敏度为10.40°(1％dI_L/I_L),表示速调管电子注电流每变化1％，相位变化10.40°；C波段速调管的相位灵敏度为11.72°。

图2和图3得出了结论：电子注电流波动引起速调管输出相位波动，二者变化趋势相同。根据公式：

得出，在已知相位灵敏度的情况下，根据速调管管收集极电流变化的数据来估计相位的变化。

对于S波段雷达，根据雷达速调管收集极电流数据计算出各采集时刻点收集极电流的的变化率，再与10.40°(1％dI_L/I_L)的相位变化率相乘，得到估计的相位变化。为了验证估计效果，将估计相位与实际采集的速调管输出信号相位变化进行对比，得到如下图4结果。对于C波段的雷达相位估计与S波段雷达相同，只是改为灵敏度为11.72°。将估计相位与实际采集的速调管输出信号相位变化进行对比，得到如图5。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (1)

1.一种雷达发射机无意调制速调管输出相位建模方法，其特征在于，包括：

1)速调管输出相位失真分析

假设脉冲调制器输出至电子枪阴级和阳极之间的直流电压为U_L，若阴级发射的电子初速度为零，则离开电子枪时速度增大为v₀，根据能量守恒定理，电子的动能增加量应等于直流电场的位能减少量，即：

式中，m＝9.156×10^-31千克为电子质量，e＝1.61×10^-19库伦为电子电荷，于是电子离开电子枪时速度

故，电子注电压U_L越大，电子离开枪时的速度v₀也越大，v₀又称电子注速度；

外部射频激励信号U₁sinωt自耦合装置进入速调管的输入腔，在输入腔的腔隙上激励起按正弦变化的交变电压，对穿过腔隙的电子注进行速度调制，假设在外部射频激励信号下电子离开输出腔的速度为v(t)，根据能量守恒定理，外部激励信号U₁sinωt的能量将转化为电子通过输入谐振腔后的动能增量，即：

由

得

代入上式得：

v(t)＝v₀(1+αsinωt)^1/2

式中，α＝U₁/U_L＜＜1，在该条件下，上式展开为以下级数：

忽略上式中α的高次项，得到在外部射频激励信号下电子离开输出腔的速度的表达式：

回到速调管原理，设电子离开谐振腔间隙的时刻为t₀，速度为v(t₀)，其通过长度为d的漂移管后，到达输出谐振腔的时刻为t₁，则：

同理，忽略α的高次项后得：

由上式导出输出腔上电压的相位相对于激励信号U₁sinωt的相位滞后为：

考虑到速调管放大器的增益在40dB以上，因此α＝U₁/U_L小于1/100，甚至1/1000，因此滞后的相位

近似为：

上式表明，脉冲调制器输出调制脉冲电压U_L的波动会引起电子注速度v₀的波动，进而导致速调管放大器输出信号的相位产生波动，即输出腔上电压的相位产生波动，且滞后的相位

与

成反比关系，因此调制脉冲电压U_L的变化或波动是导致真空管发射机输出信号无意调相的主要因素；

进一步计算滞后的相位

关于电压U_L的微分，有：

经整理后得：

实际中，常用的速调管总相移为1000°～3000°，按照上式的关系，调制器输出电压每变化1％会引起速调管输出相位变化5°～15°；

根据速调管发射机理，调制器高压脉冲作用于速调管，速调管收集极电流波形I_L等效于调制电压波形U_L，因此采集速调管收集极电流代替调制电压，和U_L满足如下所示的二分之三次方定律：

式中p称为导流系数，由此根据速调管电压调制灵敏度

推导出其电流调制灵敏度：

同理，根据常用的速调管总相移

为1000°～3000°，推导出调制电流每变化1％会引起速调管输出相位变化，即电流调制相位灵敏度为3°～10°，

2)速调管输出相位滞后的波动量表示为：

或，

其中，

也代表了电子通过漂移管产生的理论相移，上面两个式子分别为速调管电子注电压调制相位失真模型和电子注电流调制相位失真模型，相位建模时，仅关心相位偏离理想值的程度而非速调管输出相位的绝对数值，这里将实际采集的脉冲调制器输出电压值U_L(n)，n＝1，2,…，N作为模型的输入量，则上面两个式子转化为：

式中

为采集电压均值，若以实际采集的收集极电流值I_L(n)作为模型的输入，则：

式中

为采集电流均值，由于

代表速调管输出相位相对于初相滞后的波动值，假设输入激励信号的初相为φ₀，则速调管最终输出相位值表示为：

仅关心相位相对于理想值的失真程度，令

代入上式，得：

或，

其中，f为激励信号的载频频率：S波段发射机f＝2.86GHz，C波段发射机f＝5.75GHz；d为速调管漂移管长度：S波段速调管d＝0.455m，C波段速调管d＝0.146m；m＝9.156×10^-31千克为电子质量，e＝1.61×10^-19库伦为电子电荷；U为调制器输出电压标称值，即速调管电子注电压标称值：S波段速调管U＝64kV，C波段速调管U＝21kV，将以上参数代入灵敏度计算公式：

并令

得S波段速调管的相位灵敏度为10.40°,表示速调管电子注电流每变化1％，相位变化10.40°；C波段速调管的相位灵敏度为11.72°。

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