CN113013614A - 一种双向波束赋形的漏波天线和功分器加载的天线组件 - Google Patents

Abstract

本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线和功分器加载的天线组件，采用了具有对称双波束的SIW LWA单元进行组阵，单元口面的缝隙长度通过设计为满足二项式分布，两个单元的缝隙宽度不同，设计了具有自抑制阻带功能的基片集成波导侧壁开口；其局部电感需要降低的程度越大，对应的基板侧壁开口越大；还具有一个Z字形的反相不等分功分器，用于提供两路相位相差180度、功率比为1:5的激励源。本发明提供的漏波天线，实现了辐射方向图在一维方向上余割平方分布的双边波束赋形，打破了以往SIW LWA仅在单侧进行余割平方波束赋形的现状；解决了开阻带、子方向图无法同相叠加的技术问题。

Description

一种双向波束赋形的漏波天线和功分器加载的天线组件

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种双向波束赋形的漏波天线和功分器加载的天线组件。

背景技术

如今，移动通信已经扩展到各种复杂的环境中，以满足人们对通信全覆盖的要求，特别是在隧道、矿井等长直受限空间内的通信。受限空间中无线通信的质量和可靠性主要依赖于受限空间中无线电波覆盖的均匀性，而无线电波覆盖的均匀性又取决于受限空间内安装的天线的性能。目前，在受限空间中使用的天线有八木天线、螺旋天线和贴片天线，它们的辐射方向图通常具有较宽的波束宽度。当这类天线安装在具有硬边界的受限空间中时，大量的能量会直接辐射到附近的硬边界，从而产生强烈的反射和较大的电波起伏。所有这些问题都会降低系统的效率。目前来说，实现受限空间中均匀的电波覆盖，研究和使用辐射方向图满足余割平方分布的天线是最有效的解决方案。

基于基片集成波导的漏波天线(SIW LWA)具有高方向性、馈电简单和低剖面等优点，近年来受到了广泛的关注。目前只有几种SIW LWA实现了一维单向的余割平方辐射方向图。然而，在实际应用中，移动通信对象通常来自受限空间的两侧，而不是一侧。因此，能够实现辐射方向图满足一维双向余割平方赋形的天线研究尤为重要。

此外，随着智能通信的推广，可智能切换的多波束天线成为了受限空间通信的研究热点。因此，实现受限空间天线的双向波束赋形及其双向赋形波束的可切换性是现代通信系统所必需的。

发明内容

本发明的实施例提供了一种双向波束赋形的漏波天线和功分器加载的天线组件，用于解决现有技术中存在的技术问题。

为了实现上述目的，本发明采取了如下技术方案。

一种双向波束赋形的漏波天线，包括天线阵元，该天线阵元包括两个对称双波束的SIW LWA单元，每个SIW LWA单元的多个缝隙的长度渐变设置，并且该渐变的缝隙的长度满足二项式分布；该对SIW LWA单元的缝隙的宽度互不相同；

每个SIW LWA单元的基板具有两路金属化通孔阵，每路该金属化通孔阵具有多个开口部，每个该开口部的宽度与电感降低的幅度成正比；

该对SIW LWA单元相互并列布置。

优选地，每个SIW LWA单元的基波辐射波束方向角度θ₀和-1次谐波的辐射角度θ_-1满足θ_-1＝-θ₀。

优选地，包括第一SIW LWA单元和第二SIW LWA单元；

第一SIW LWA单元的缝隙的宽度为1.05mm，缝隙的周期为12.4mm，基板的高度为1.524mm，第一SIW LWA单元的波导宽度为4.1mm；

第二SIW LWA单元的缝隙的宽度为0.67mm，缝隙的周期为7.48mm，基板的高度为1.524mm，第二SIW LWA单元的波导宽度为4.52mm。

优选地，第一SIW LWA单元具有11个缝隙，第一SIW LWA单元的缝隙的长度依次为：0.5mm、0.5mm、1.3mm、2mm、3.12mm、3.4mm、3.27mm、2.47mm、1.8m、1mm和1mm；

第二SIW LWA单元具有11个缝隙，第二SIW LWA单元的缝隙的长度依次为：1.31mm、1.31mm、1.66mm、1.83mm、2.2mm、2.4mm、2.27mm、2mm、1.83mm、1.52mm和1.52mm。

优选地，第一SIW LWA单元两侧分别具有第一端口和第二端口，第二SIW LWA单元两侧分别具有第三端口和第四端口。

第二方面，本发明提供一种双向波束赋形的功分器加载的天线组件，包括上述的漏波天线，和Z型反向不等分功分器，Z型反向不等分功分器位于漏波天线的下方。

优选地，Z字形反向不等分功分器向天线阵列提供相位相差180度、功率比为1:5的激励源。

优选地，Z字形反向不等分功分器包括Z形馈电接口结构，该Z形馈电接口结构两侧分别连接第一耦合结构和第二耦合结构；Z形馈电接口结构具有第五端口，第一耦合结构和第二耦合结构分别具有第一馈腔闸口和第二馈腔闸口。

优选地，通过激励第一端口、第四端口和第五端口的任一一个，使功分器加载的天线组件能够在提供的电场幅度满足余割平方分布的三种波束之间选择切换。

由上述本发明的实施例提供的技术方案可以看出，本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线和天线阵列，基于漏波天线辐射机理，首先设计其工作于基波、-1次谐波共同辐射的双辐射源工作模式，并设计其辐射缝隙长度满足二项式分布，以得到关于边射方向对称的波瓣宽度大的双波束。这样的SIW LWA阵元打破了以往波束赋形天线单元仅仅在前向或后向具有辐射波束的现状，使得双边波束赋形成为可能。此外，根据等效电路原理，SIWLWA所基于的基片集成波导结构的侧壁设计了宽度各不相同的交错开口，使其本身具备抑制加载不规则缝隙周期结构的开阻带的能力。基于以上两点，设计了辐射角度分别为±25度、±45度的SIW LWA单元，它们的远场电场幅度本身已被设计为满足余割平方分布。为使得上述两个阵元方向图实现理想叠加，需要从相位和幅度两个方面考虑。在这里，我们设计了一个Z字形的反相不等分功分器，实现了以两路相位相差180度、功率比为1:5的激励源对所设计的SIW LWA阵元构成的阵列的激励，完成了对于实现一维双向余割波束赋形的设想。功分器加载的天线阵列具备三个不同的馈电端口，通过选择性地激励不同的馈电端口，可实现幅度满足余割平方分布的三种不同双波束指向的波束切换，贴合受限空间中智能切换天线系统的需求。与传统的波束赋形天线或波束可切换天线相比，更加具备受限空间通信的工程实用性。由于该设计的工作频率为5G毫米波频段中的28GHz，且具有低剖面、小型化和易于与电路系统集成的优点，因此所提出的一维双向余割波束赋形的基片集成波导漏波天线对于5G移动通信在受限空间中的应用很有吸引力。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，这些将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线的整体构型示意图；

图2为本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线的第一SIW LWA单元结构示意图；

图3为本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线的第一SIW LWA单元散射参数示意图；

图4为本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线的第一SIW LWA单元增益方向图；

图5为本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线的第一SIW LWA单元电场方向图；

图6为本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线的第二SIW LWA单元结构示意图；

图7为本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线的第二SIW LWA单元散射参数；

图8为本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线的第二SIW LWA单元增益方向图；

图9为本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线的第二SIW LWA单元电场方向图；

图10为本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线中SIW LWA组成的天线阵元的整体结构示意图；

图11为本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线中SIW LWA组成的天线阵元的散射参数图；

图12为本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线中SIW LWA组成的天线阵元的增益方向图；

图13为本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线中SIW LWA组成的天线阵元的电场方向图；

图14为本发明提供的一种双向波束赋形的功分器加载的天线组件的Z字形反向不等分功分器结构示意图；

图15为本发明提供的一种双向波束赋形的功分器加载的天线组件的结构示意图；

图16为本发明提供的一种双向波束赋形的功分器加载的天线组件分解示意图，用于显示能量传播方向；

图17为本发明提供的一种双向波束赋形的功分器加载的天线组件结构的散射参数图；

图18为本发明提供的一种双向波束赋形的功分器加载的天线组件的端口功率参数图；

图19为本发明提供的一种双向波束赋形的功分器加载的天线组件的增益方向图；

图20为本发明提供的一种双向波束赋形的功分器加载的天线组件的电场方向图；

图21为本发明提供的一种双向波束赋形的功分器加载的天线组件的3D波束方向图。

图中：

21.第一SIW LWA单元211.第一金属化通孔阵211c.第一开口部212.第一缝隙213.第一端口214.第二端口；

31.第二SIW LWA单元311.第二金属化通孔阵311c.第二开口部312.第二缝隙313.第三端口314.第四端口；

4.Z型反向不等分功分器41.Z型馈电接口结构42.第一耦合结构43.第二耦合结构45.第五端口；

1.漏波天线；15.螺栓孔。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。应该理解，当我们称元件被“连接”或“耦接”到另一元件时，它可以直接连接或耦接到其他元件，或者也可以存在中间元件。此外，这里使用的“连接”或“耦接”可以包括无线连接或耦接。这里使用的措辞“和/或”包括一个或更多个相关联的列出项的任一单元和全部组合。

本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。

为便于对本发明实施例的理解，下面将结合附图以几个具体实施例为例做进一步的解释说明，且各个实施例并不构成对本发明实施例的限定。

参见图1和2，本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线，目标是设计两个具有阻带自抑制特性且辐射角度不同的、波束宽度大的、远场电场幅度满足余割平方分布的对称双波束基片集成波导漏波天线单元，将它们组阵后实现满足一维双向余割平方分布的辐射方向图。

本发明提供的漏波天线，属于基片集成波导漏波天线(SIW LWA)。基片集成波导(SIW)包括三部分结构：上贴片、下地板和中间基板。其中基板上有两路金属铜柱，用于束缚电磁波于该金属铜柱构成的波导通道内，这两路金属铜柱之间的距离被定义为波导宽度，每个金属铜柱的安装通过在基板上开设金属化通孔实现。漏波天线(LWA)是在基片集成波导的结构基础上，通过在贴片上开设缝隙实现，其位于金属铜柱构成的波导通道内，用于产生能量漏泄实现辐射。

为了实现一维双向余割波束赋形的关键是天线辐射方向图既要包含前向波束又要包含后向波束，在本发明提供的实施例中，采用了两个对称双波束的SIW LWA单元进行组阵。

为了实现较大角度范围的波束均匀覆盖，阵元方向图的波束宽度需要进行展宽，在发明提供本实施例中，每个SIW LWA单元的多个缝隙的长度依次渐变设置，并且该依次渐变的缝隙的长度设置满足二项式分布。

为了使得两天线阵元的远场电场幅度满足余割平方分布，在本发明提供的实施例中，该对SIW LWA单元的缝隙的宽度互不相同。

在常规的基片集成波导结构中，两路金属铜柱是以较为密集的等间距的金属铜柱组成的(铜柱半径和铜柱间距满足基片集成波导的设计公式)，但是采用特定缝隙周期值的漏波天线会出现开组带的问题，即工作频点处激励能量无法馈入，几乎被全部反射。因此，为了抑制加载特殊周期值的不均匀缝隙的SIW LWA单元的阻带来保证天线的良好辐射，在本发明提供的实施例中，设计了具有自抑制阻带功能的基板集成波导侧壁开口，具体是，每个SIW LWA单元的基板的两路金属化通孔阵，每路金属化通孔阵具有两行相互并列布置的金属化通孔，每行的金属化通孔相互间隔布置，大部分金属化通孔的间距相等，如图2所示，在靠近缝隙的两行金属化通孔中设置加大的孔间距，该孔间距被称为开口部，具体是与每个缝隙对应的位置，并且采用交替设置的方式，即在某一侧的一行金属化通孔中设置开口部，相邻的缝隙对应的开口部位于另一侧的一行金属化通孔中。在本实施例中，当缝隙长度较大时，其局部电感需要降低的程(幅)度越大，那么对应的开口部越大，即每个开口部的宽度与电感降低的幅度成正比。通过上述设置，能够纠正等效电路模型中的局部并联电感分布，实现漏波天线的电路匹配，消除阻带现象。

该漏波天线的使用状态为：两SIW LWA单元整体设置在一块基板上，并且形成相互并列的布置形式。

在现有技术中，传统基片集成波导(SIW)漏波天线(LWA)采用基波辐射的单模式辐射方式，其辐射主方向由波导宽度决定。然而对于周期均匀的缝隙漏波天线而言，当在适当范围内改变缝隙周期P时，除了基波辐射外，其它空间谐波(包括±1，±2，±3……等高次谐波)也可能产生辐射，并且辐射谐波的传播常数会随周期显著改变，因而可通过改变周期实现空间谐波波束指向的变化。基于上述漏波辐射原理，本实施例选择合理的结构参数，即波导宽度和缝隙周期，实现了基波和-1次谐波共同辐射的基片集成波导漏波天线设计。该设计的结构参数既保证了双工作模式的产生，又抑制了其他高次谐波的辐射，使得辐射方向图同时具有两个辐射波束，这也就为双向波束赋形提供了可能性。

满足双波束辐射的波导宽度值和缝隙周期值有一定的范围，其中SIW LWA单元的基波辐射波束方向θ₀仍然仅跟波导等效宽度有关，其-1次谐波的辐射角度θ_-1既跟波导宽度有关，又与缝隙周期有关。在本发明提供的实施例中对它们的选择标准是使得产生的两个波束方向关于边射方向对称，即满足θ_-1＝-θ₀，以使得在实际应用中受限空间的两侧都具有有的均匀电波覆盖。如图1所示，实施例的设计目标是将两个不同波束指向(±25°和±45°)、不同辐射强度的基片集成波导(SIW)漏波天线(LWA)单元进行组阵，实现良好的一维双向的波束赋形。为更好地实现大范围的电波覆盖，实施例所设计的SIW LWA单元的缝隙长度满足二项式分布规律，实现了波瓣展宽。然而，满足双波束指向对称的缝隙周期值为半波导波长的整数倍，这意味着天线会遭受开阻带的问题，即在所设计频点处阻抗不匹配，天线增益降低。因此，采用基于等效电路法的开阻带抑制办法，实施例设计了侧壁中具有宽度渐变的开口的基片集成波导结构实现了阻带消除。

在本发明提供的优选实施例中，该漏波天线包括第一SIW LWA单元21和第二SIWLWA单元31。图2示出第一SIW LWA单元21结构示意图，具体实现形式是基于侧壁具有渐变宽度开口的基片集成波导的开有长度渐变的周期横缝的漏波天线。该第一SIW LWA单元21的基板上开设两路第一金属化通孔阵211，阵中开设交替设置的第一开口部211c。在该单元中，波导宽度和高度分别为a₁＝4.1mm和h₁＝1.524mm，天线长度为L₁＝181mm，工作频率为f＝28GHz。介电常数为εr＝2.2，金属通孔的直径为d₁＝0.51mm，两个金属通孔的间距为s₁＝0.87mm。基片集成波导的上金属壁开有周期横缝，此处称为第一缝隙212，该第一缝隙212周期为P₁＝12.4mm，第一缝隙212宽度为w₁＝1.05mm,渐变的第一缝隙212的长度l₁的尺寸如表一所示，渐变的开口部211c宽度k₁的尺寸如表二所示。为防止能量从侧壁开口处漏泄，实施例在原波导侧壁距离s₁处建立新的金属柱墙壁。

图3示出第一SIW LWA单元21加载/不加载阻带抑制结构(基片集成波导侧壁有/无开口)的散射参数。图3子图a为不加载阻带抑制结构(基片集成波导侧壁无开口)的第一SIWLWA单元21的散射参数。图3a示出中心频率f＝28GHz处为阻带，即S11＝-1.7dB,不满足阻抗匹配对S11应小于-10dB的要求。图3子图b为加载阻带抑制结构(基片集成波导侧壁有开口)的第一SIW LWA单元21的散射参数。图3b示出中心频率f＝28GHz处的S参数为S11＝-19.4dB、S21＝-3.3dB，阻抗匹配良好。

图4示出第一SIW LWA单元21增益方向图，从图4中可以看出，此时天线处于基波和-1次谐波共同辐射状态。基波对应前向波束指向θ₀＝+23°，前向增益Gain＝3.4dB。-1次谐波对应后向波束指向θ_-1＝-28°，后向增益Gain＝5.55dB。波瓣宽度为11.7°，天线效率η＝18％，旁瓣电平SLL＝-2.2dB。前向波束和后向波束基本对称，增益值相差在3dB以内。

图5示出第一SIW LWA单元21电场方向图，从图5中可以看出，基波对应前向波束电场值E＝8.1V，-1次谐波对应后向波束电场值E＝10.4V。理想的余割赋形波束，波束方向与相应的电场强度之比应满足：E₁:E₂＝secθ₁:secθ₂。实施例以前向波束的电场值为标准来设计满足以上公式。根据计算可得满足前向余割赋形的指向为45°的前向波束电场值应为10.6V。本实施例通过调整SIW LWA单元2的缝隙宽度来控制其波束电场值。

表一 第一SIW LWA单元的缝隙长度(缝隙标号左起为1，长度单位：毫米)

表二 第一SIW LWA单元的开口长度(开口标号左起为1，长度单位：毫米)

图6示出第二SIW LWA单元31结构示意图，具体实现形式是基于侧壁具有渐变宽度开口部的基片集成波导的开有长度渐变的周期横缝的漏波天线。该第二SIW LWA单元31的基板上开设两路第二金属化通孔阵311，阵中开设交替设置的第二开口部311c。其中，波导宽度和高度分别为a₂＝4.52mm和h₂＝1.524mm，天线长度为L₁＝123mm，工作频率为f＝28GHz。介电常数为εr＝2.2，金属通孔的直径为d₂＝0.57mm，两个金属通孔的间距为s₂＝0.96mm。基片集成波导的上金属壁开有周期横缝，此处称为第二缝隙312，该第二缝隙312的缝隙周期为P₂＝7.48mm，缝隙宽度为w₂＝0.67mm,渐变的第二缝隙312的长度l₂的尺寸如表一所示，渐变的第二开口部311c的宽度k₂的尺寸如表二所示。为防止能量从侧壁开口部处漏泄，本实施例在原波导侧壁距离s₂处建立新的金属柱墙壁。

图七示出第二SIW LWA单元31加载/不加载阻带抑制结构(基片集成波导侧壁有/无开口部)的散射参数。图7子图a为不加载阻带抑制结构(基片集成波导侧壁无开口)的第二SIW LWA单元31的散射参数。图7a示出中心频率f＝28GHz处为阻带，即S11＝-1.93dB,不满足阻抗匹配对S11应小于-10dB的要求。图7子图b为加载阻带抑制结构(基片集成波导侧壁有开口)的第二SIW LWA单元31的散射参数。图7b示出中心频率f＝28GHz处的S参数为S11＝-37.23dB、S21＝-4.26dB，阻抗匹配良好。

图8示出第二SIW LWA单元31增益方向图，从图8中可以看出，此时天线处于基波和-1次谐波共同辐射状态。基波对应前向波束指向θ₀＝+49°，前向增益Gain＝5.94dB。-1次谐波对应后向波束指向θ_-1＝-47°，后向增益Gain＝6.61dB。波瓣宽度为23.1°，天线效率η＝50％，旁瓣水平SLL＝-0.7dB。前向波束和后向波束基本对称，增益值相差在3dB以内。

图9示出第二SIW LWA单元31电场方向图，从图9中可以看出，基波对应前向波束电场值E＝10.84V，-1次谐波对应后向波束电场值E＝11.7V。基波对应前向波束电场值接近计算得到的理想前向波束电场值10.6V。

表三 第二SIW LWA单元的缝隙长度(缝隙标号左起为1，长度单位：毫米)

表四 第二SIW LWA单元的开口长度(开口标号左起为1，长度单位：毫米)

图10示出由第一SIW LWA单元21和第二SIW LWA单元31构成的SIW LWA天线阵元，在子图图10b中显示了两单元间隔gap＝4.37mm,两个单元横向两侧的端口处设计了与Ka频段馈电波导WR-28结合的连接器，连接器四角和阵列中部开有固定的螺栓孔15。其中第一SIW LWA单元21的馈电端口为第一端口213和第二端口214，第二SIW LWA单元31的馈电端口为第三端口313和第四端口314。为使第一SIW LWA单元21和第二SIW LWA单元31的辐射方向图有效叠加为满足余割赋形的和波束，实施例仿真后确定以幅度比为0.45：1(功率比为1：5)、相位相同的激励源同时激励第二端口214和第三端口313。

图11a示出SIW LWA天线阵元的散射参数。图11示出中心频率f＝28GHz处的S参数为S22+S32＝-24.67dB,S33+S23＝-19.72dB dB，可以看出阵列天线阻抗匹配良好且端口间隔离度较高。

图11b示出SIW LWA天线阵元的端口功率参数，可见激励第二端口214和第三端口313功率比为1：5，匹配第一端口213和第四端口314接收功率分别为0.05W、0.18W。

图12示出SIW LWA天线阵元的波束增益方向图，该和波束是以幅度比为0.45：1、相位相同的激励源同时激励第二端口214和第三端口313得到的。基波对应前向波束指向θ₀＝+49°，前向增益Gain＝5.1dB。-1次谐波对应后向波束指向θ_-1＝-45°，后向增益Gain＝5.99dB。波瓣宽度为33.8°，天线效率η＝44％，旁瓣水平SLL＝-1dB。较高的旁瓣是由于两个方向图叠加时，其中增益较低的小角度波束方向图被当作旁瓣。前向波束和后向波束基本对称，增益值相差在3dB以内。

图13示出SIW LWA天线阵元的和波束电场方向图，基波对应前向波束电场值E＝10.75V，-1次谐波对应后向波束电场值E＝12V。从图13中可以看出，和波束呈现良好的余割赋形特性，即电场方向图具备良好的双侧平顶效果。

在实际应用中单馈源更为实用，因此一些优选实施例设计了满足上述要求的功分器，即Z形不等分功分器。本实施例首先研究两个支路的馈电设计，以保证良好的阻抗匹配。其次设计了Z型接口，通过调节接口的尺寸参数，实现了1：5的功率比。

第二方面，本发明提供一种双向波束赋形的功分器加载的天线组件，包括一个上述的漏波天线1，以及一个Z型反向不等分功分器4，如图16所示，Z型反向不等分功分器4位于天线阵列的下方，通过销钉进行固定和连接，基板上中部的螺栓孔15用于连接功分器(图10中显示)，两侧的螺栓孔15用于连接馈电部件。该天线阵列1与Z形反向不等分功分器4一起构成功分器天线阵列。

Z型反向不等分功分器4，用于向该对SIW LWA单元提供两路相位相差180度、功率比为1:5的激励源，能够保证两个天线单元方向图的良好叠加。进一步的，该Z字形型反向不等分功分器4基于厚度为0.787mm、介电常数为2.2的Rogers 5880板材，包括Z形型馈电接口结构41，该Z形型馈电接口结构41两侧分别连接第一耦合结构42和第二耦合结构43，上述三个结构阻抗匹配良好。Z形型馈电接口结构41具有馈电端口，用于连接WR-28馈电波导，第一耦合结构42和第二耦合结构43分别具有第一馈腔闸口421和第二馈腔闸口431，用于与阵列地板两端的馈电端口耦合传输能量，能量分配比通过端口接收能量的大小来确定，由Z形馈电接口结构41的参数优化来设计实现。

图14示出SIW功分器结构示意图，具体实现形式是两端开有耦合剖面、中部开有用于连接WR-28馈电波导的(馈电)第五端口45的Z型SIW结构。图14子图(a)示出SIW功分器的正面斜侧视图，左侧耦合结构为第一耦合结构42，右侧耦合结构为第二耦合结构43，中部为Z型馈电接口结构41。第一耦合结构42的结构参数以下标1的参量表示，第二耦合结构43的结构参数以下标2的参量表示。其中，耦合剖面的回字形剖面尺寸与天线阵列的馈电剖面尺寸相同，金属通孔的直径及间距与天线阵列的金属通孔的直径及间距尺寸相同。SIW功分器的高度h₃＝0.787mm，第一耦合结构42和第二耦合结构43的波导宽度分别为e₁＝11mm、e₂＝11mm，第一耦合结构42和第二耦合结构43的馈腔尺寸分别为g₁×f₁＝11mm×6.5mm、g₂×f₂＝11.5mm×6mm，馈腔闸口宽度分别为c₁＝7.36mm、c₂＝7.8mm，馈腔中的感性铜柱直径分别为R₁＝1.8mm、R₂＝0.8mm。第一耦合结构42和第二耦合结构43与Z型馈电接口结构41的距离为t₁＝123mm、t₂＝123mm。Z型馈电接口结构41的尺寸为m＝1.65mm，n＝0.35mm,o＝9.65mm。工作频率为f＝28GHz，介电常数为εr＝2.2。图14子图(b)示出SIW功分器的背面斜侧视图，可以看出Z型馈电接口结构41背部为SIW功分器的馈电端口45。

图15示出的带有第四端口314延长结构的SIW功分器结构示意图。第四端口314延长结构用于功分器与天线阵列固定后使端口4便于连接匹配负载。第四端口314延长结构采用长和宽分别为x＝8.11mm和y＝4.56mm的镀金属开槽。

图16示出的天线阵列结构剖解图可以看出由第四端口314馈入功分器的能量通过两条SIW通道反向传播，并通过两端的耦合剖面结构分别馈入天线阵列的第一耦合结构42和第二耦合结构43，实现对于天线阵列单元的反向不等分激励。

图17示出实施例整体结构的散射参数，可以看出中心频率f＝28GHz处的S参数为S11＝-20.5dB、S21＝-4.48dB、S31＝-10.26dB，阻抗匹配良好。

图18示出实施例整体结构的端口功率参数，可见匹配第一端口213和第四端口314接收功率分别为0.05W、0.18W，实现了与仿真激励设置相同的接收功率，实现了目标的功率分配。

图19示出实施例整体结构增益方向图，从图19中可以看出，此时天线处于基波和-1次谐波共同辐射状态。基波对应前向波束指向θ₀＝+49°，前向增益Gain＝5.02dB。-1次谐波对应后向波束指向θ_-1＝-46°，后向增益Gain＝5.62dB。波瓣宽度为33.3°，天线效率η＝43％，旁瓣水平SLL＝-0.6dB。前向波束和后向波束基本对称，增益值相差在3dB以内。

图20示出实施例整体结构电场方向图，从图20中可以看出，基波对应前向波束电场值E＝9.75V，-1次谐波对应后向波束电场值E＝10.5V。

图21示出实施例整体结构的3D波束方向图。图21的子图(a)为第一SIW LWA单元的3D波束方向图，图21的子图(b)为第二SIW LWA单元的3D波束方向图,图二十一的子图(c)为实施例整体结构的3D波束方向图。可以看出，阵列单元的3D波束方向图实现了方向图的有效叠加，使其波束方向图具有良好的平顶特性，实现了一维双向余割波束赋形。

值得一提的是，受限空间中的智能波束切换天线系统中波束可切换的天线成为近年来的研究热点。本发明的漏波天线和天线阵列设计为具有提供的电场幅度满足余割平方分布的子方向图，如果分别激励这两个阵元，可以实现不同指向波束可切换的且满足受限空间赋形需求的天线组件。具体如图15所示，图15为端口延伸的Z字形反向不等分功分器与漏波天线组合示意图，图中视角为组件的下方，实施例整体结构具有三个波导端口，即第一端口213、第四端口314和第五端口45，当第一端口213馈电，其余两个端口接匹配负载时，可得到图四的对称波束方向图；当第四端口314馈电，其余两个端口接匹配负载时，可得到图八的对称波束方向图；当第五端口45馈电，其余两个端口接匹配负载时，可得到图十九的对称波束方向图。通过激励端口的馈电选择切换，即可实现波束选择切换。综上，本实施例不仅具备一维双向余割波束赋形的能力，还具备电场幅度满足余割分布的对称双波束切换的能力。应当理解的是，选择性激励上述端口所需要的电器元件如射频芯片开关、面包板、电压源以及所组成的电路结构均依据现有技术设置。

综上所述，本发明提供的一种双向波束赋形的漏波天线和天线阵列，首先，为了实现一维双向余割波束赋形的关键是天线辐射方向图既要包含前向波束又要包含后向波束，采用了具有对称双波束的SIW LWA单元进行组阵。第二，为了实现较大角度范围的波束均匀覆盖，阵元方向图的波束宽度需要进行展宽，单元口面的缝隙长度通过设计为满足二项式分布。同时，为使得两阵元的远场电场幅度满足余割平方分布，两个阵元的缝隙宽度不同。第三，为了抑制加载不均匀缝隙的SIW LWA单元的阻带来保证天线的良好辐射，设计了具有自抑制阻带功能的基片集成波导侧壁开口。当缝隙长度较大时，其局部电感需要降低的程度越大，那么对应的侧壁开口越大。最后，为保证两个阵元方向图的良好叠加，设计了一个Z字形的反相不等分功分器，用于提供两路相位相差180度、功率比为1:5的激励源。本发明提供的漏波天线，实现了辐射方向图在一维方向上余割平方分布的双边波束赋形，打破了以往SIW LWA仅在单侧进行余割平方波束赋形的现状；解决了开阻带、子方向图无法同相叠加的技术问题。此外，受限空间中的智能波束切换天线系统中波束可切换的天线成为近年来的研究热点。本发明的漏波天线和天线阵列设计为具有幅度满足余割平方分布的子方向图，如果分别激励这两个阵元，可以实现不同指向波束可切换的且满足受限空间赋形需求的阵列天线。相对于现有的简单堆叠的多阵元天线阵，双波束赋形的阵元降低了物理层的复杂度，实现了均匀的电波覆盖。

本领域普通技术人员可以理解：附图只是一个实施例的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。

通过以上的实施方式的描述可知，本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于装置或系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的装置及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (9)

1.一种双向波束赋形的漏波天线，其特征在于，包括天线阵元，该天线阵元包括两个对称双波束的SIW LWA单元，每个所述SIW LWA单元的多个缝隙的长度渐变设置，并且该渐变的缝隙的长度满足二项式分布；该对所述SIW LWA单元的缝隙的宽度互不相同；

每个所述SIW LWA单元的基板具有两路金属化通孔阵，每路该金属化通孔阵具有多个开口部，每个该开口部的宽度与电感降低的幅度成正比；

该对所述SIW LWA单元相互并列布置。

2.根据权利要求1所述的漏波天线，其特征在于，每个所述SIW LWA单元的基波辐射波束方向角度θ₀和-1次谐波的辐射角度θ_-1满足θ_-1＝-θ₀。

3.根据权利要求1或2所述的漏波天线，其特征在于，包括第一SIW LWA单元和第二SIWLWA单元；

所述第一SIW LWA单元的缝隙的宽度为1.05mm，缝隙的周期为12.4mm，基板的高度为1.524mm，所述第一SIW LWA单元的波导宽度为4.1mm；

所述第二SIW LWA单元的缝隙的宽度为0.67mm，缝隙的周期为7.48mm，基板的高度为1.524mm，所述第二SIW LWA单元的波导宽度为4.52mm。

4.根据权利要求3所述的漏波天线，其特征在于，所述第一SIW LWA单元具有11个缝隙，所述第一SIW LWA单元的缝隙的长度依次为：0.5mm、0.5mm、1.3mm、2mm、3.12mm、3.4mm、3.27mm、2.47mm、1.8m、1mm和1mm；

所述第二SIW LWA单元具有11个缝隙，所述第二SIW LWA单元的缝隙的长度依次为：1.31mm、1.31mm、1.66mm、1.83mm、2.2mm、2.4mm、2.27mm、2mm、1.83mm、1.52mm和1.52mm。

5.根据权利要求3所述的漏波天线，其特征在于，所述第一SIW LWA单元两侧分别具有第一端口和第二端口，所述第二SIW LWA单元两侧分别具有第三端口和第四端口。

6.一种双向波束赋形的功分器加载的天线组件，其特征在于，包括如权利要求1至5任一所述的漏波天线，和Z型反向不等分功分器，所述Z型反向不等分功分器位于所述漏波天线的下方。

7.根据权利要求5所述的功分器加载的天线组件，其特征在于，所述Z字形反向不等分功分器向所述天线阵列提供相位相差180度、功率比为1:5的激励源。

8.根据权利要求6或7所述的功分器加载的天线组件，其特征在于，所述Z字形反向不等分功分器包括Z形馈电接口结构，该Z形馈电接口结构两侧分别连接第一耦合结构和第二耦合结构；所述Z形馈电接口结构具有第五端口，所述第一耦合结构和第二耦合结构分别具有第一馈腔闸口和第二馈腔闸口。

9.根据权利要求8所述的功分器加载的天线组件，其特征在于，通过激励所述第一端口、第四端口和第五端口的任一一个，使所述功分器加载的天线组件能够在提供的电场幅度满足余割平方分布的三种波束之间选择切换。

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