CN112887241B - 频偏估计方法、装置、通信设备及存储介质 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及通信技术领域，提供一种频偏估计方法、装置、通信设备及存储介质，所述方法包括：当检测到信号发送端发送的PRACH信号中存在接入信号时，获取PRACH信号的主峰和副峰，其中，PRACH信号由预设个数的相同的先导序列组成；根据主峰的峰值和副峰的峰值，确定第一频偏；根据第一频偏对PRACH信号进行频偏补偿，得到频偏补偿后的补偿序列；计算补偿序列和先导序列之间的频偏，得到第二频偏，以根据第二频偏对接入信号进行时延估计。本发明能够对任意大小的频偏均可以进行准确估计，以根据频偏估计结果进行时延估计，扩大了应用场景的范围。

Description

频偏估计方法、装置、通信设备及存储介质
技术领域
本发明涉及通信技术领域，具体而言，涉及一种频偏估计方法、装置、通信设备及存储介质。
背景技术
LTE/NR的PRACH信号是以先导序列的离散傅里叶变换为基础生成的，先导序列通常采用自相关好的ZC序列，但是自相关好的ZC序列的相关峰容易受到频偏影响，进而影响时延估计，最终影响到PRACH信号的正确处理。
现有技术为了避免频偏影响时延估计，通常采用限制集的方式，即构造适用于特定应用场景的限制集，以保证一倍子载波间隔频偏导致的谱峰偏移不会影响时延估计。但是，该技术仅限于一倍子载波以内的频偏的应用场景，具有较大的局限性。
发明内容
本发明的目的在于提供一种频偏估计方法、装置、通信设备及存储介质，其能够不受频偏大小的限制，对任意大小的频偏均可以进行准确估计，以根据频偏估计结果进行时延估计，扩大了应用场景的范围。
为了实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：
第一方面，本发明提供一种频偏估计方法，应用于信号接收端，所述信号接收端与信号发送端通信连接，所述方法包括：当检测到所述信号发送端发送的PRACH信号中存在接入信号时，获取所述PRACH信号的主峰和副峰，其中，所述PRACH信号由预设个数的相同的先导序列组成；根据所述主峰的峰值和所述副峰的峰值，确定第一频偏；根据所述第一频偏对所述PRACH信号进行频偏补偿，得到频偏补偿后的补偿序列；计算所述补偿序列和所述先导序列之间的频偏，得到第二频偏，以根据所述第二频偏对所述接入信号进行时延估计。
第二方面，本发明提供一种频偏估计装置，应用于信号接收端，所述信号接收端与信号发送端通信连接，所述装置包括：获取模块，用于当检测到所述信号发送端发送的PRACH信号中存在接入信号时，获取所述PRACH信号的主峰和副峰，其中，所述PRACH信号由预设个数的相同的先导序列组成；第一确定模块，用于根据所述主峰的峰值和所述副峰的峰值，确定第一频偏；补偿模块，用于根据所述第一频偏对所述PRACH信号进行频偏补偿，得到频偏补偿后的补偿序列；第二确定模块，还用于计算所述补偿序列和所述先导序列之间的频偏，得到第二频偏，以根据所述第二频偏对所述接入信号进行时延估计。
第三方面，本发明提供一种通信设备，包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现如上述的频偏估计方法。
第四方面，本发明提供计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现如上述的频偏估计方法。
相对于现有技术，本发明通过首先根据主峰的峰值和副峰的峰值确定第一频偏，然后根据第一频偏对接收的PRACH信号进行频偏补偿，得到补偿序列，最后计算补偿序列和先导序列之间的频偏，得到第二频偏，实现了对任意大小的频偏均可以进行准确估计，以根据频偏估计结果进行时延估计，扩大了应用场景的范围。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
图1为本发明实施例提供的现有技术中NR PRACH信道格式的示例图。
图2为本发明实施例提供的NR系统PRACH限制集A的示例图。
图3为本发明实施例提供的改进后的PRACH信道格式的示例图。
图4为本发明实施例提供的一种频偏估计方法流程的示例图。
图5为本发明实施例提供的小数倍频偏的影响结果仿真示例图。
图6为本发明实施例提供的0.03倍频偏子载波间干扰项的影响结果仿真示例图。
图7为本发明实施例提供的0.48倍频偏子载波间干扰项的影响结果仿真示例图。
图8为本发明实施例提供的确定第一频偏的实现方法流程的示例图。
图9为本发明实施例提供的根据第一频偏对PRACH信号进行频偏补偿的实现方法流程的示例图。
图10为本发明实施例提供的计算接入信号时延的实现方法流程的示例图。
图11为本发明实施例提供的频偏估计的性能仿真图。
图12为本发明实施例提供的频偏估计的方差仿真图。
图13为本发明实施例提供的对大于整数倍频偏的信号检测的相关峰结果的示例图。
图14为本发明实施例提供的频偏估计装置的方框示意图。
图15为本发明实施例提供的通信设备的方框示意图。
图标：10-通信设备；11-处理器；12-存储器；13-总线；14-通信接口；100-频偏估计装置；110-获取模块；120-第一确定模块；130-补偿模块；140-第二确定模块；150-估算模块。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。
在本发明的描述中，需要说明的是，若出现术语“上”、“下”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该发明产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
此外，若出现术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明的实施例中的特征可以相互结合。
现有技术中，长期演进LTE（Long Term Evolution，LTE）技术或者新无线NR（NewRadio，NR）技术的随机接入信道采用的PRACH（Physical Random Access Channel，PRACH）信号均是由循环前缀CP（Cyclic Prefix，CP）和先导序列组成，其后是保护时间GT（GuardTime，GT），用于保护随机接入信号经历延迟后落入同一个检测窗口。PRACH信号的长度与检测窗口的长度差为保护时间。图1为本发明实施例提供的现有技术中NR PRACH信道格式的示例图。
需要说明的是，LTE/NR采用的38.211协议规定了5种格式的PRACH参数（循环前缀长度、先导序列长度以及GT长度），以适应不同的覆盖要求，图1只是其中的一种格式示例。
由于地面通信系统的小区半径较小，因此时延和频偏通常不会太大，在此情况下，CP和GT长度不需要太长就可以保证用户时延在CP的保护之内。又由于ZC序列具有较好的自相关和互相关特性，LTE/NR的先导序列均采用ZC序列。ZC序列虽然有良好的自相关性，但是自相关的相关峰容易受到频偏影响，当存在小数倍子载波间隔频偏（即频偏较小）时，相关峰的主峰减小，副峰增大，会导致接入信号检测失败；当存在整数倍子载波间隔的频偏（即频偏较大）时，相关峰的主峰会产生搬移，导致对信号定时失败。
在频偏和时延较小的应用场景，例如高速铁路应用场景中，高铁基站的接入中，高铁的速度导致的多普勒频偏在正负一倍子载波间隔之内，现有技术通常采用限制集的方式来保证一倍子载波间隔频偏导致的谱峰偏移不会影响时延估计。以NR限制集A为例，高层通过参数zeroCorrelationZoneConfig配置某一个小区的PRACH接入能力，zeroCorrelationZoneConfig参数映射到211协议中的表6.3.3.1-5和表6.3.3.1-6来获取
Figure F_210426165732001
值，
Figure F_210426165733002
值是区分同一个根序列上两个不同PRACH先导序列的位移间隔的大小，一个根序列中在
Figure F_210426165733003
值的范围内为零相关区（ZCZ, Zero Correlation Zone），在这个区域内，只存在一个先导序列的峰值，在构造高速接入限制集的时候，要保证其他先导序列的主峰或两个副峰不会落入这个区域以内，请参照图2，图2为本发明实施例提供的NR系统PRACH限制集A的示例图，图2中，d为一倍子载波间隔频偏导致的主峰偏移值，N为ZC序列的长度。
Figure F_210426165733004
表示在d内分配的E个接入窗口，上角标+表示正一倍频偏导致的谱峰搬移后的位置，上角标-表示负一倍频偏导致的谱峰搬移后的位置，
Figure F_210426165734005
代表第一次分组分配的位置，
Figure F_210426165734006
表示第二次分组分配的位置，彼此之间要保证互不重叠，
Figure F_210426165734007
是为了系统最大化而将
Figure F_210426165735008
扩展的另外一组接入资源，具体的最大组数由基站根据d值计算而来，最大组数=N/（3d）。在用户发送PRACH信号时，在上述资源中随机选取一组，并在一组内随机选取
Figure F_210426165735009
中的一个窗口（例如
Figure F_210426165735010
）发送。在基站接收端，用户随机接入信号的最大峰可能出现在
Figure F_210426165735011
、
Figure F_210426165736012
或
Figure F_210426165736013
三个范围中的任意一个，比如用户最大峰出现在
Figure F_210426165736014
窗口内，代表用户的频偏接近正一倍的子载波间隔，最大峰出现在
Figure F_210426165736015
窗口内，代表用户的频偏接近零倍的子载波间隔，最大峰出现在
Figure F_210426165737016
窗口内，代表用户的频偏接近负一倍的子载波间隔。在NR基站检测用户接入时，峰值检测采用三峰合并的方法，既把
Figure F_210426165737017
、
Figure F_210426165738018
和
Figure F_210426165738019
三个区域中的峰值进行合并。这样无论频偏导致的最大峰值是在
Figure F_210426165738020
、
Figure F_210426165739021
还是
Figure F_210426165739022
内，均可检测到接入信号。同时，将峰值的位置与窗口
Figure F_210426165740023
、
Figure F_210426165740024
或
Figure F_210426165740025
的起始点相减，既为接入信号的时延。
而在时延和频偏较大的应用场景中，例如低轨卫星系统，星地传输时延巨大，而且小区覆盖半径也较地面系统更大，一方面，传统的PRACH信道格式无法满足基站对用户定时的需求，如果采用CP长度大于传输时延的设计，则先导长度过大，过大的先导长度导致先导的子载波间频率间隔过小，很容易受到频偏的影响，导致检测失败或定时失准。另一方面，首先，低轨卫星系统很难保证用户接入信号的频偏能够被限制在一倍子载波间隔以内，否则，地面端的频偏补偿会过于复杂，尤其在没有星历信息或星历信息过期较久的情况下，地面补偿运动频偏变得不再可能，如果频偏过大，相关峰主峰值会超出限制集的预设范围，从而导致检测失败。其次，根据限制集的设计原理，通过限制集的方式可以解算一倍频偏带来的偏移影响，但前提条件是接入信号的时延不能太大，需要限制在
Figure F_210426165741026
以内，如果信号接入的时延大于先导长度，限制集的方法不再适用。最后，频偏越大，其需要规避的区间越多，限制集的设计也越复杂。通常大于2倍整数倍子载波间隔的频偏以后，限制集已经无法设计。
发明人通过对现有技术及其应用场景的分析，以及对延时和频偏较大的应用场景的特点进行研究，首先，提出了一种新的PRACH信号格式，新的PRACH信道格式中由于不再包含CP和GT，因而先导序列不再受传输时延与子载波间隔大小的矛盾的限制，从而可以支撑更大时延和频偏的应用场景。请参照图3，图3为本发明实施例提供的新的PRACH信道格式的示例图，图3中，新的PRACH信号由预设个数的相同的先导序列组成，不再包含CP和GT。
其次，基于新的PRACH信道格式，发明人还提供了一种应用于信号接收端的频偏估计方法，以对接收到的新的PRACH信道格式进行频偏估计，该频偏估计方法不受频偏和时延的限制，既可以适用于频偏和时延较小的应用场景，也可以适用于频偏和时延较大的应用场景，下面将对其进行详细描述。
请参照图4，图4为本发明实施例提供的一种频偏估计方法流程的示例图，该方法包括以下步骤：
步骤S100，当检测到信号发送端发送的PRACH信号中存在接入信号时，获取PRACH信号的主峰和副峰，其中，PRACH信号由预设个数的相同的先导序列组成。
在本实施例中，预设个数根据实际应用场景中接收信号的信噪比以及卫星小区的覆盖情况预先确定，先导序列可以是根据预设根值生成ZC序列，再对ZC序列进行时域-频域转换后得到的。
在本实施例中，当应用场景的频偏和时延较小时，可以采用现有技术中LTE/NR限制集方式配置的检测方法对接入信号进行检测，在该方法中，有三个约束窗口，如图2中的
Figure F_210426165741027
、
Figure F_210426165741028
、
Figure F_210426165742029
（
Figure F_210426165742030
），分别对应0倍子载波间隔频偏和正负一倍的子载波间隔频偏，检测时用这三个范围内的相关值合并来判断有无接入信号。
当应用场景的频偏和时延较大时，例如在低轨卫星系统中，随机接入信号的子载波间隔和信号接入的频偏是一个矛盾的问题，很难保证信号接入的频偏能够限制在一倍子载波间隔以内，否则，地面端的频偏补偿会过于复杂，尤其在没有星历信息或星历信息过期较久的情况下，地面补偿运动导致的频偏变得不再可能。如果频偏过大，超出LTE/NR规定的三个范围区间，则检测失败。针对这种场景，可以采用的一种检测方法是：先搜索主峰值，然后按照整数频偏导致峰值偏移的规律搜索左右两个副峰，然后利用三峰合并判断是否有信号接入，当然，也可以先三峰合并，然后再搜索主峰。该检测方法由于不用预先假设峰值在哪些范围以内，可以在整个先导长度上搜索峰值，这样对于较大的频偏和较大的时延就不再有搜索区间的限制。上述方法也同样适用于频偏和时延较小应用场景。
为了便于说明，本发明实施例还给出了一种确定主峰和副峰的公式的推导过程：
基站接收到的信号
Figure F_210426165742031
是用户发送PRACH信号
Figure F_210426165743032
经过信道、频偏与噪声的叠加：
Figure F_210426165743033
其中，
Figure F_210426165743034
为信道系数，由于随机接入信号所选的符号周期远远大于多径时延，因此
Figure F_210426165743035
为不变值，以后的推导中可以忽略信道系数
Figure F_210426165743036
，
Figure F_210426165744037
为用户时延，
Figure F_210426165745038
为信号的频偏
Figure F_210426165745039
，其中
Figure F_210426165745040
为采样率，
Figure F_210426165746041
为频偏，
Figure F_210426165747042
为均值为0，方差为
Figure F_210426165748043
的噪声，
Figure F_210426165749044
为发送信号的时域信号，
Figure F_210426165749045
，
Figure F_210426165750046
为用户的频域发送数据为根值为
Figure F_210426165750047
的ZC序列，
Figure F_210426165750048
为根植，k表示ZC序列的索引值，N表示时域序列的长度，n表示时域序列的索引，
Figure F_210426165751049
与根植
Figure F_210426165751050
对偶。假设，忽略时延
Figure F_210426165751051
，代入发送信号
Figure F_210426165752052
得
Figure F_210426165752053
其中，
Figure F_210426165752054
表示预设正整数，
Figure F_210426165752055
，j为虚部表示符
Figure F_210426165752056
。
在得到接收信号后要进行FFT运算，通过子载波解映射获取PRACH对应的频域资源内的N个有效数据值，假设不考虑频偏、时延与信道的影响，第k子载波上的值
Figure F_210426165752057
如下
Figure F_210426165752058
其中，
Figure F_210426165753059
为
Figure F_210426165753060
的快速傅里叶变换。在接收端，FFT后的数据与本地参考信号共轭相乘，然后做IDFT形成时域相关序列
Figure F_210426165753061
，可以证明
Figure F_210426165753062
的频域计算方式
Figure F_210426165753063
其中，
Figure F_210426165753064
是
Figure F_210426165754065
的共轭。
等效时域计算公式如下
Figure F_210426165754066
上式中，
Figure F_210426165754067
为参考序列相对于接收序列的差值，
Figure F_210426165754068
为
Figure F_210426165754069
的共轭。假设忽略时延
Figure F_210426165754070
，只考虑频偏
Figure F_210426165755071
，相关序列
Figure F_210426165755072
可以表示为：
Figure F_210426165755073
Figure F_210426165755074
其中，
Figure F_210426165755075
为先导序列的时间长度。由于
Figure F_210426165755076
的方差是固定值，
Figure F_210426165756077
为恒幅值，因此
Figure F_210426165756078
的值取决于第一项，可以忽略噪声项。同时，上式中
Figure F_210426165757079
其中
Figure F_210426165757080
为
Figure F_210426165757081
的整数倍，做为
Figure F_210426165757082
的幂次，其值等于1，累加式中提出与n无关的项
Figure F_210426165757083
Figure F_210426165757084
其中，
Figure F_210426165757085
为子载波间隔。在上式中
Figure F_210426165758086
的绝对值为定值，
Figure F_210426165758087
的大小取决与最后一项，当
Figure F_210426165759088
，在满足下式的m上，
Figure F_210426165800089
取最大值
Figure F_210426165800090
所以，当m的值满足
Figure F_210426165800091
时，
Figure F_210426165800092
有最大值，判断为主峰。其中
Figure F_210426165801093
为四舍五入取整计算。同时，频偏导致出现副峰，副峰出现在使
Figure F_210426165801094
的m处。
在本实施例中，检测是否存在接入信号可以通过计算三峰合并的PDP值，PDP的计算公式如下：
Figure F_210426165802095
Figure F_210426165802096
为了更准确地判断是否存在接入信号，通常信号接收端通常会采用滑动窗口的方式，滑动预设次数的窗口，针对每一次滑动后窗口，计算该窗口对应三峰合并的PDP值，从中选择PDP值的最大值，若该最大值大于预设阈值，则判定存在接入信号。
在本实施例中，由于频偏的存在，会导致相关峰主峰值变小，这种变化是因为频偏导致的子载波间干扰引起的。
例如，假设频偏超出[-0.5，+0.5]倍子载波间隔范围，可将频偏
Figure M_210426165812001
划分为整数倍频偏
Figure M_210426165812002
（即第二频偏）和小数倍频偏
Figure M_210426165813003
（即第一频偏）两部分，则接收信号为
Figure M_210426165813004
在接收端对时域信号进行傅里叶变换运算
Figure M_210426165813005
Figure M_210426165813006
上式中可以看出，由于频偏的存在，接收端FFT后的数据不再是简单的
Figure M_210426165813007
序列，上式第一项对应为整数倍频偏导致的频域数据位置的搬移，第二项为频偏导致的子载波间干扰。
通过针对上述两项进行了仿真，得到如图5、图6和图7所示的仿真结果，请参照图5，图5为小数倍频偏的影响结果的示例图，图5示出了
Figure M_210426165813008
的系数受小数倍频偏的影响结果，从图5中可以看出，当不存在小数倍频偏时，
Figure M_210426165813009
项前面的系数为839，归一化后
Figure M_210426165813010
对应发端的
Figure M_210426165813011
上的值，随着小数倍频偏逐渐加大，
Figure M_210426165813012
前面的系数变为复数，并且绝对值逐渐减小。
图6为0.03倍频偏子载波间干扰项的影响结果的示例图，图7为0.48倍频偏子载波间干扰项的影响结果的示例图，在
Figure M_210426165813014
处的其他子载波
Figure M_210426165813015
上的系数,其绝对值与频偏大小及子载波间间隔的关系如下图6和图7所示，从图6和图7中可以看出，小数倍频偏越大，其他子载波干扰上的系数值越大，干扰子载波距离越近，子载波上的系数值越大，干扰越严重。
从图5~图7的仿真结果的分析可以得出，必须消除小数倍频偏的影响后，才能正确估计整数倍频偏。
步骤S110，根据主峰的峰值和副峰的峰值，确定第一频偏。
在本实施例中，第一频偏为较小的频偏，即小数倍子载波间隔频偏。
步骤S120，根据第一频偏对PRACH信号进行频偏补偿，得到频偏补偿后的补偿序列。
步骤S130，计算补偿序列和先导序列之间的频偏，得到第二频偏，以根据第二频偏对接入信号进行时延估计。
在本实施例中，第二频偏为较大的频偏，即整数倍子载波间隔频偏。
本发明实施例提供的上述方法，通过首先根据主峰的峰值和副峰的峰值确定第一频偏，然后根据第一频偏对接收的PRACH信号进行频偏补偿，得到补偿序列，最后计算补偿序列和先导序列之间的频偏，得到第二频偏，实现了对任意大小的频偏均可以进行准确估计，从而可以对抗任意大小的频偏，以根据频偏估计结果进行时延估计，扩大了应用场景的范围。
在图4的基础上，本发明实施例还提供了一种确定第一频偏的具体实现方式，请参照图8，图8为本发明实施例提供的另一种频偏估计方法流程的示例图，步骤S110包括以下子步骤：
子步骤S1101，计算主峰的峰值与副峰的峰值的比值。
在本实施例中，受到频偏影响的相关函数可以表示为：
Figure F_210426165802097
上式中
Figure F_210426165802098
的绝对值为定值，所以
Figure F_210426165803099
的绝对值大小取决于后面一项，为估计频偏，首先计算
Figure F_210426165803100
处的
Figure F_210426165803101
值
Figure F_210426165804102
其中
Figure F_210426165804103
，假设
Figure F_210426165804104
,则
Figure F_210426165804105
然后，计算较大副峰
Figure F_210426165804106
处的
Figure F_210426165804107
值
Figure F_210426165804108
Figure F_210426165804109
其中
Figure F_210426165805110
的可能值为1或-1，对应主峰旁边的两个副峰，由于选取的是较大的副峰值，因此，
Figure F_210426165805111
的取值应该使得上式较大，既
Figure F_210426165805112
值较小，如果
Figure F_210426165806113
，则
Figure F_210426165807114
；如果
Figure F_210426165807115
，则
Figure F_210426165808116
。因此，可以通过主副峰位置判断频偏正负。
假设
Figure F_210426165808117
，定义主副峰的比值C为
Figure F_210426165808118
令
Figure F_210426165808119
，有
Figure F_210426165808120
Figure F_210426165808121
Figure F_210426165808122
Figure F_210426165809123
则
Figure F_210426165809124
子步骤S1102，根据比值及预设子载波间隔，确定第一频偏。
在本实施例中，第一频偏可以采用如下公式计算：
Figure F_210426165809125
其中，
Figure F_210426165809126
为第一频偏，
Figure F_210426165809127
为预设子载波间隔，C为比值。
本发明实施例提供的上述方法，根据主峰的峰值和副峰的峰值的比值以及预设子载波间隔，确定第一频偏，既可以满足频偏在一倍子载波间隔以内的应用场景，又为后续整数倍子载波间隔的频偏的估计提供了计算基础。
在图4的基础上，本发明实施例还提供了一种根据第一频偏对PRACH信号进行频偏补偿的具体实现方式，请参照图9，图9为本发明实施例提供的另一种频偏估计方法流程的示例图，步骤S120包括以下子步骤：
子步骤S1201，根据第一频偏在时域上对PRACH信号进行频偏补偿，得到频偏补偿后的时域补偿信号。
在本实施例中，第一频偏可以在时域进行补偿，时域补偿信号可以通过如下公式得到：
Figure M_210426165813016
其中，
Figure M_210426165813017
。
子步骤S1202，将时域补偿信号进行傅里叶变换，得到补偿序列。
在本实施例中，将时域补偿信号进行傅里叶变换可以得到频域子载波上的信号，使用如下公式表示：
Figure M_210426165813018
需要说明的是，在得到补偿序列后，作为一种具体实现方式，可以用
Figure M_210426165813019
与本地频域先导序列做滑动相关运算采用如下公式得到第二频偏：
Figure M_210426165813020
其中，
Figure M_210426165813021
表示
Figure M_210426165813022
共轭，
Figure M_210426165813023
表示
Figure M_210426165813024
与
Figure M_210426165813025
做滑动运算的结果，搜索
Figure M_210426165813026
的最大值，即可以得到整数倍频偏的估计：
Figure M_210426165813027
其中，
Figure M_210426165813028
为第二频偏，
Figure M_210426165813029
为
Figure M_210426165813030
取最大值时
Figure M_210426165813031
的值。
由于整数倍频偏不会偏离太多，所以只需要搜索一定范围内的几个值即可。
本发明实施例提供的上述方法，针对得到的第一频偏进行频偏补偿，既消除了第一频偏对接入信号的影响，又消除了对后续整数倍子载波间隔的频偏的估计的影响。
在本发明实施例中，为了能正确定位接入信号的时延，本发明实施例还提供了一种计算接入信号时延的实现方式，请参照图10，图10为本发明实施例提供的计算接入信号时延的实现方法流程的示例图，该方法还包括以下步骤：
步骤S200，获取主峰的位置。
步骤S210，根据主峰的位置及第二频偏，估算出接入信号的时延。
在本实施例中，接入信号表示为：
Figure M_210426165813032
其中的相关峰表示为：
Figure M_210426165813033
若不存在整数倍频偏时，上式的峰值点
Figure M_210426165813034
，因此搜索出的峰值位置
Figure M_210426165813035
，即为用户时延
Figure M_210426165813036
。若存在整数倍频偏时，主峰点
Figure M_210426165813037
与真实时延点
Figure M_210426165813038
，满足
Figure M_210426165813039
,通过上式，可以根据主峰点
Figure M_210426165813040
和整数倍频偏的倍数
Figure M_210426165813041
，推算出时延位置
Figure M_210426165813042
。
为了更清楚地说明上述频偏估计的效果，本发明实施例进行了仿真验证，仿真参数设置为：考虑低轨卫星系统采用Ka波段，PRACH信道的子载波间隔为10kHz。ZC序列的根植μ为300，长度为839。仿真中PRACH信号的多普勒频偏为子载波间隔的1.3倍，信号的真实发送位置为5。采用上述频偏估计方法，即得到频偏估计的性能仿真图和频偏估计的方差仿真图，请参照图11，图11为本发明实施例提供的频偏估计的性能仿真图，由图11可见，随着信噪比的增大，估计性能越来越好，能够正确估计出0.3倍的频偏。图12为本发明实施例提供的频偏估计的方差仿真图。由图12可知，随着信噪比增加，估计方差逐渐变小，说明频偏估计算法的有效性。
在本实施例中，如上述的仿真环境中，在估计出第一频偏后，对时域信号进行频偏补偿，然后，再做傅里叶变换，取出发送信号频率位置附近的几个不同的839点频域值，与本地参考ZC序列做相关，搜索相关峰最大值，得到对应的整数倍频偏位置。表1为整数倍频偏的频域相关值的仿真结果，从表1中可以看出，对第一频偏进行补偿后做相关得到的相关峰值更明显，补偿后在正确位置上的频域值误差更小，补偿算法可以克服掉小数倍频偏对频域搜索的影响，并且相关搜索可以根据情况搜索任意倍的整数频偏，使得估计算法不再受到频偏范围的限制。
表1
搜索的整数倍频偏相对索引 -1 0 1
相关值（有小数频偏补偿） 19.51 816.36 14.36
相关值（无小数频偏补偿） 205.58 697.50 309.63
在上述仿真环境中，图13示出了该仿真环境中对大于整数倍频偏的信号检测的相关峰结果的示例图，由于整数倍频偏（即第二频偏）的存在，导致谱峰的主峰产生偏移，偏移到544位置，与信号的真实发送位置相差为300，等于μ值，与理论推导一致。其次，由于小数倍频偏（即第一频偏）的存在，相关峰中出现副峰，副峰在244的位置上，与主峰的相差也为300。同时，副峰的大小与小数倍频偏的大小有关，频偏越大，副峰越高。由图13中的相关峰位置可以看出，由于整数倍频偏的影响，相关峰主峰位置已经从5偏移到544的位置，偏移间隔为300，对应为一倍的子载波频偏。
采用本发明实施例上述的频偏估计方法，首先获得主峰位置544，然后，做小数倍频偏估计，并在时域补偿小数倍频偏后做整数倍频偏估计，得到1倍的整数倍估计值，然后在相关峰上移动对应于1倍频偏的300点，可以将谱峰从544补偿回实际值5，从而得到接入信号发送点的位置为5，既为时延估计值。
为了执行上述实施例及各个可能的实施方式中应用于信号发送端的相应步骤，下面给出一种频偏估计装置100的实现方式。请参照图14，图14示出了本发明实施例提供的频偏估计装置100的方框示意图。频偏估计装置100，应用于信号接收端，需要说明的是，本实施例所提供的频偏估计装置100，其基本原理及产生的技术效果和上述实施例相同，为简要描述，本实施例部分未提及指出。
频偏估计装置100包括获取模块110、第一确定模块120、补偿模块130、第二确定模块140及估算模块150。
获取模块110，用于：当检测到所述信号发送端发送的PRACH信号中存在接入信号时，获取所述PRACH信号的主峰和副峰，其中，所述PRACH信号由预设个数的相同的先导序列组成。
第一确定模块120，用于：根据所述主峰的峰值和所述副峰的峰值，确定第一频偏。
作为一种具体实施方式，第一确定模块120具体用于：计算所述主峰的峰值与所述副峰的峰值的比值；根据所述比值及预设子载波间隔，确定所述第一频偏。
补偿模块130，用于：根据所述第一频偏对所述PRACH信号进行频偏补偿，得到频偏补偿后的补偿序列。
作为一种具体实施方式，补偿模块130具体用于：根据所述第一频偏在时域上对所述PRACH信号进行频偏补偿，得到频偏补偿后的时域补偿信号；将所述时域补偿信号进行傅里叶变换，得到所述补偿序列。
第二确定模块140，用于：计算所述补偿序列和所述先导序列之间的频偏，得到第二频偏，以根据所述第二频偏对所述接入信号进行时延估计。
估算模块150，用于：获取所述主峰的位置；根据所述主峰的位置及所述第二频偏，估算出所述接入信号的时延。
本发明实施例还提供了一种可以执行上述频偏估计方法的通信设备10的方框示意图，请参照图15，图15示出了本发明实施例提供的通信设备10的方框示意图，通信设备10包括处理器11、存储器12、总线13、通信接口14。处理器11、存储器12通过总线13连接，处理器11通过通信接口14与外部设备通信。
处理器11可能是一种集成电路芯片，具有信号的处理能力。在实现过程中，上述方法的各步骤可以通过处理器11中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的指令完成。上述的处理器11可以是通用处理器，包括中央处理器（Central Processing Unit，简称CPU）、网络处理器（Network Processor，简称NP）等；还可以是数字信号处理器（DSP）、专用集成电路（ASIC）、现成可编程门阵列（FPGA）或者其它可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件。
存储器12用于存储程序，例如本发明实施例中的频偏估计装置100，频偏估计装置100均包括至少一个可以软件或固件（firmware）的形式存储于存储器12中的软件功能模块，处理器11在接收到执行指令后，执行所述程序以实现本发明实施例中的频偏估计方法。
存储器12可能包括高速随机存取存储器（RAM：Random Access Memory），也可能还包括非易失存储器（non-volatile memory）。可选地，存储器12可以是内置于处理器11中的存储装置，也可以是独立于处理器11的存储装置。
总线13可以是ISA总线、PCI总线或EISA总线等。图15仅用一个双向箭头表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。
本发明实施例提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现如上述的频偏估计方法。
综上所述，本发明实施例提供了一种频偏估计方法、装置、通信设备及存储介质，应用于信号接收端，所述信号接收端与信号发送端通信连接，所述方法包括：当检测到所述信号发送端发送的PRACH信号中存在接入信号时，获取所述PRACH信号的主峰和副峰，其中，所述PRACH信号由预设个数的相同的先导序列组成；根据所述主峰的峰值和所述副峰的峰值，确定第一频偏；根据所述第一频偏对所述PRACH信号进行频偏补偿，得到频偏补偿后的补偿序列；计算所述补偿序列和所述先导序列之间的频偏，得到第二频偏，以根据所述第二频偏对所述接入信号进行时延估计。相对于现有技术，本发明通过首先根据主峰的峰值和副峰的峰值确定第一频偏，然后根据第一频偏对接收的PRACH信号进行频偏补偿，得到补偿序列，最后计算补偿序列和先导序列之间的频偏，得到第二频偏，实现了对任意大小的频偏均可以进行准确估计，以根据频偏估计结果进行时延估计，扩大了应用场景的范围。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (6)

1.一种频偏估计方法，其特征在于，应用于信号接收端，所述信号接收端与信号发送端通信连接，所述方法包括：
当检测到所述信号发送端发送的PRACH信号中存在接入信号时，获取所述PRACH信号的主峰和副峰，其中，所述PRACH信号由预设个数的相同的先导序列组成；
计算所述主峰的峰值与所述副峰的峰值的比值；
根据所述比值及预设子载波间隔，确定第一频偏；
根据所述第一频偏对所述PRACH信号进行频偏补偿，得到频偏补偿后的补偿序列；
计算所述补偿序列和所述先导序列之间的频偏，得到第二频偏，以根据所述第二频偏对所述接入信号进行时延估计；
获取所述主峰的位置；
根据所述主峰的位置及所述第二频偏，估算出所述接入信号的时延，其中，根据主峰点m'和整数倍频偏的倍数
Figure FDA0003115033850000011
采用如下公式推算出时延位置κ，所述接入信号表示为：
Figure FDA0003115033850000012
相关峰表示为：
Figure FDA0003115033850000013
若不存在整数倍频偏时，上述公式的峰值点m'＝κ，搜索出的峰值位置m'，即为用户时延κ；若存在整数倍频偏时，主峰点m'与真实时延点κ，满足
Figure FDA0003115033850000014
r(n)为接入信号，Δε为信号的频偏，Δε＝Δf/fs，fs为采样率，Δf为频偏，
Figure FDA0003115033850000015
w(n)为均值为0，方差为σ2的噪声，μ为根植，k表示ZC序列的索引值，N表示时域序列的长度，n表示时域序列的索引，μ′与根植μ对偶。
2.如权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，所述根据所述第一频偏对所述PRACH信号进行频偏补偿，得到频偏补偿后的补偿序列的步骤包括：
根据所述第一频偏在时域上对所述PRACH信号进行频偏补偿，得到频偏补偿后的时域补偿信号；
将所述时域补偿信号进行傅里叶变换，得到所述补偿序列。
3.一种频偏估计装置，其特征在于，应用于信号接收端，所述信号接收端与信号发送端通信连接，所述装置包括：
获取模块，用于当检测到所述信号发送端发送的PRACH信号中存在接入信号时，获取所述PRACH信号的主峰和副峰，其中，所述PRACH信号由预设个数的相同的先导序列组成；
第一确定模块，用于计算所述主峰的峰值与所述副峰的峰值的比值、以及根据所述比值及预设子载波间隔，确定第一频偏；
补偿模块，用于根据所述第一频偏对所述PRACH信号进行频偏补偿，得到频偏补偿后的补偿序列；
第二确定模块，用于计算所述补偿序列和所述先导序列之间的频偏，得到第二频偏，以根据所述第二频偏对所述接入信号进行时延估计；
估算模块，用于获取所述主峰的位置、以及根据所述主峰的位置及所述第二频偏，估算出所述接入信号的时延，其中，根据主峰点m'和整数倍频偏的倍数
Figure FDA0003115033850000021
采用如下公式推算出时延位置κ，所述接入信号表示为：
Figure FDA0003115033850000022
相关峰表示为：
Figure FDA0003115033850000023
若不存在整数倍频偏时，上述公式的峰值点m'＝κ，搜索出的峰值位置m'，即为用户时延κ；若存在整数倍频偏时，主峰点m'与真实时延点κ，满足
Figure FDA0003115033850000031
r(n)为接入信号，Δε为信号的频偏，Δε＝Δf/fs，fs为采样率，Δf为频偏，
Figure FDA0003115033850000032
w(n)为均值为0，方差为σ2的噪声，μ为根植，k表示ZC序列的索引值，N表示时域序列的长度，n表示时域序列的索引，μ′与根植μ对偶。
4.如权利要求3所述的频偏估计装置，其特征在于，所述补偿模块具体用于：
根据所述第一频偏在时域上对所述PRACH信号进行频偏补偿，得到频偏补偿后的时域补偿信号；
将所述时域补偿信号进行傅里叶变换，得到所述补偿序列。
5.一种通信设备，包括存储器和处理器，其特征在于，所述存储器存储有计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现如权利要求1-2中任一项所述的频偏估计方法。
6.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该计算机程序被处理器执行时实现如权利要求1-2中任一项所述的频偏估计方法。
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