CN112737748A - 无线通信设备以及对应的装置、方法和计算机程序 - Google Patents

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Abstract

本公开的实施例涉及无线通信设备、包括无线通信设备的系统，并且涉及用于无线通信设备的装置、方法和计算机程序。该装置包括用于传输和接收无线传输的收发器模块。该装置包括被配置成控制收发器模块的处理模块。处理模块被配置成经由收发器模块与另外的无线通信设备进行通信。与另外的无线通信设备的通信基于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的数据帧的传输。每个数据帧基于具有时间维度分辨率和频率维度分辨率的时间‑频率平面中的二维网格。处理模块被配置成从多个通信模式中选择通信模式，以用于无线通信设备与无线通信设备之间的通信。通信模式定义了时间‑频率平面中的二维网格的频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合。基于所述多个通信模式的所估计的自干扰来从所述多个通信模式中选择通信模式。

Description

无线通信设备以及对应的装置、方法和计算机程序
技术领域
本公开的实施例涉及无线通信设备、包括无线通信设备的系统，并且涉及用于无线通信设备的装置、方法和计算机程序。
背景技术
在诸如车辆到车辆（V2V）通信之类的高移动性环境中，可靠性和效率方面的新要求将传统系统推动到了它们的极限。正交频分复用（OFDM）是一种流行且众所周知的调制方案，但是在具有高多普勒扩展（spreading）的环境中，它可能会遭受显著的性能劣化和不灵活性的影响。因此，可以考虑和研究新型调制方案，该新型调制方案在双散射（doubly-dispersive）信道中是灵活、高效且鲁棒的。
Hadani等人引入了正交时频空（OTFS），作为在具有不同的时间-频率（TF）扩展情况下的经典脉冲形Weyl-Heisenberg（或Gabor）多载波方案的有前景的最近组合。数据符号利用辛有限傅里叶变换（symplectic finite Fourier transform，SFFT）而在整个时间-频率网格（grid）上扩展。这种特定的线性预编码计及了时变多径信道的双散射性质，该双散射性质被视为时间-频率偏移的线性组合。若干个研究表明，在这种情形下，OTFS优于OFDM。其他研究集中在OFDM、广义频分复用（GFDM）和OTFS的性能比较上。它揭示了OTFS在误码率（BER）和误帧率（FER）方面相对于其他方案的显著优势。通过利用足够的准确信道信息，当使用复杂的均衡器时，它在可靠性和鲁棒性方面为高移动性用户提供了有前景的增长。到目前为止，OTFS是在假设完美网格匹配的情况下研究的，该完美网格匹配通常具有违反不确定性原理的理想化脉冲，并且在许多情况下具有理想的信道知识（包括串扰信道系数）。
可能期望提供一种用于在现实世界场景中使用OTFS或类OTFS调制的改进概念。
通过独立权利要求的主题解决了该期望。
实施例基于以下发现：在文献中的对OTFS的讨论中，假设了完美的网格匹配。为了充分地利用OTFS中的分集（diversity），由线性均衡器实现的2D解卷积应当近似地将双散射信道操作逆转（invert），然而这是一种扭曲（twisted）卷积。理论上，这是通过基于信道的延迟和多普勒扩展来选择时间-频率网格以及Gabor合成和分析脉冲而实现的。然而，实际上，可能会在延迟-多普勒扩展中支持高粒度与多用户和网络方面之间达到平衡。
特别地，在接收器处，计算上可行的均衡器（诸如，最小均方均衡器）遭受不匹配的时间-频率网格的影响。如果基于信道的延迟和多普勒扩展，用于通信的网格与Gabor合成和分析脉冲相匹配，则可以避免这种情况。为了保持低的复杂度，可以从预定义的“移动性模式”集合中选择网格，该“移动性模式”集合可以定义网格的尺寸、以及可选地定义所使用脉冲的形状。在实施例中，可以基于用于通信的信道上的由该多个通信模式引发的自干扰来选择网格。
发明内容
本公开的实施例提供了一种用于无线通信设备的装置。该装置包括用于传输和接收无线传输的收发器模块。该装置包括被配置成控制收发器模块的处理模块。处理模块被配置成经由收发器模块与另外的无线通信设备进行通信。与另外的无线通信设备的通信基于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的数据帧的传输。每个数据帧基于具有时间维度分辨率和频率维度分辨率的时间-频率平面中的二维网格。处理模块被配置成从多个通信模式中选择通信模式，以用于无线通信设备与无线通信设备之间的通信。通信模式定义了时间-频率平面中的二维网格的频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合。基于该多个通信模式的所估计的自干扰来从该多个通信模式中选择通信模式。通过选择多个通信模式之一，可以选择适合于无线通信设备的信道和/或相对速度的通信模式，以用于无线通信设备与无线通信设备之间的通信。自干扰可以例如指示用于通信的信道的延迟扩展和/或多普勒扩展。通过使用自干扰来选择通信模式，在选择通信模式时可以考虑信道的延迟扩展和/或多普勒扩展。
例如，处理模块可以被配置成使用先前接收到的数据帧来估计自干扰。例如，先前接收到的数据帧可以用于估计信道的延迟扩展和/或多普勒扩展。例如，先前接收到的数据帧可以示出信道在数据帧上的影响，可以通过检查导频符号在围绕导频符号的保护符号上的延迟扩展来推导出该影响，或者可以通过使用针对自干扰的多个不同的值并且选择（例如，在误码率方面）表现最好的一个值来推导出该影响。
在一些实施例中，每个数据帧包括导频符号。处理模块可以被配置成使用先前接收到的数据帧的导频符号来估计自干扰。例如，导频符号可以由保护符号所围绕，并且因此可以推导出导频符号的延迟扩展和/或多普勒扩展。
例如，处理模块可以被配置成基于先前接收到的数据帧的导频符号来确定用于通信的信道的扩展函数。例如，扩展函数可以定义（或基于）信道的延迟扩展和/或多普勒扩展。基于扩展函数，可以选择通信模式，例如通过分别选择有利于高延迟扩展或高多普勒扩展的通信模式。
处理模块可以被配置成基于信道的扩展函数来选择通信模式。基于扩展函数，可以选择适当的通信模式。例如，在频率维度上具有较高分辨率的通信模式可能适用于具有较大延迟扩展的信道（例如，如果无线通信设备相对于彼此具有较低速度），并且在时间维度上具有较高分辨率的通信模式可能适用于具有较大多普勒扩展的信道（例如，如果无线通信设备相对于彼此具有较高速度）。
在至少一些实施例中，二维时间-频率网格是从具有延迟维度和多普勒维度的延迟-多普勒平面中的二维网格导出的。每个数据帧可以在延迟-多普勒平面中的二维网格上包括多个保护符号，该多个保护符号围绕导频符号。处理模块可以被配置成对接收到的数据帧执行辛傅里叶变换。可以（仅）针对延迟-多普勒平面中的二维网格上与导频符号和该多个保护符号的子集相对应的点执行辛傅里叶变换。处理模块可以被配置成：（针对延迟-多普勒平面中的二维网格上与导频符号和该多个保护符号的子集相对应的点）使用辛傅里叶变换的结果来确定扩展函数。换言之，导频符号以及保护符号（的子集）可以用于（在转换到延迟-多普勒平面中之后，该转换是使用辛傅里叶变换执行的）估计在延迟-多普勒平面中感知到的自干扰。例如，由于导频符号被包括在延迟-多普勒平面中，所以它可以用于确定在延迟-多普勒平面中的二维网格的符号处感知到的自干扰。
在至少一些实施例中，处理模块可以被配置成基于用于通信的信道的延迟扩展、以及基于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的相对速度来选择通信模式。某些通信模式可能更适合于较高的相对速度，而某些通信模式适合于较低的相对速度。
在一些实施例中，处理模块可以被配置成进一步基于频谱效率、基于带宽以及基于通信的载波频率来选择通信模式。这些可以是可用于确定频率维度上的点的数量的因素。
例如，该多个通信模式可以是预定义的通信模式集合。例如，可以在由无线通信设备使用以进行通信的移动通信系统的协议内预定义该通信模式集合。通过使用预定义的通信模式集合，可以高效地传送被使用的通信模式（例如，使用几个比特来指示被使用的通信模式），可以降低实现复杂度，并且可以选择一种方法，其中由无线通信的接收器来推断出该通信模式。
在各种实施例中，无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信包括在无线通信设备与另外的无线通信设备之间传输的多个数据帧。处理模块可以被配置成：在无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信期间改变通信模式。如果用于通信的信道的属性改变，则这可以使得能够执行对通信模式的调整。
处理模块可以被配置成：初始地选择该多个通信模式中的默认通信模式，以用于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信。例如，默认通信模式可以提供可在各种场景中使用的鲁棒通信。
在至少一些实施例中，可以从具有延迟维度和多普勒维度的延迟-多普勒平面中的二维网格中导出二维时间-频率网格。通过对将在延迟-多普勒平面中传输的值进行调制，经调制的值会在时间-频率平面上扩展，这使它们不太容易受到窄带干扰的影响。在一些实施例中，数据帧是正交时频扩展数据帧。
实施例进一步提供了一种包括该装置的无线通信设备。
实施例进一步提供了一种包括无线通信设备和另外的无线通信设备的系统。无线通信设备和另外的无线通信设备均包括该装置。无线通信设备和另外的无线通信设备被配置成彼此通信。
本公开的实施例进一步提供了一种用于无线通信设备的方法。该方法包括与另外的无线通信设备进行通信。与另外的无线通信设备的通信基于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的数据帧的传输。每个数据帧基于具有时间维度分辨率和频率维度分辨率的时间-频率平面中的二维网格。该方法包括从多个通信模式中选择通信模式，以用于无线通信设备与无线通信设备之间的通信。通信模式定义了时间-频率平面中的二维网格的频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合。基于该多个通信模式的所估计的自干扰来从该多个通信模式中选择通信模式。
本公开的实施例提供了一种具有程序代码的计算机程序，该程序代码用于当在计算机、处理器或可编程硬件组件上执行该计算机程序时执行该方法。
附图说明
将在下文中仅作为示例并且参考附图来描述装置和/或方法的一些示例，在附图中：
图1示出了示例性OTFS帧；
图2a示出了用于无线通信设备的装置和无线通信设备的实施例的框图；
图2b示出了系统的实施例的框图；
图2c和2d示出了用于无线通信设备的方法的实施例的流程图；
图3a和3b描绘了在实施例的评估中达到期望误码率所需的信噪比；
图3c总结了用于获得图3a和3b的数值结果的参数；以及
图4a至4d示出了针对不同移动性模式的三个不同的车辆信道的误码率曲线。
现在将参考其中图示了一些示例的附图来更充分地描述各种示例。在附图中，为了清楚起见，线、层和/或区域的厚度可能被夸大。
具体实施方式
因此，虽然另外的示例能够具有各种修改和替换形式，但是在附图中示出并且随后将详细描述其一些特定示例。然而，该详细描述不将另外的示例限制于所描述的特定形式。另外的示例可以覆盖落在本公开的范围内的所有修改、等同物和替换方案。遍及附图的描述，相同或相似的数字指代相似或类似的元件，这些元件当彼此相比较时可以相同地或者以修改的形式来实现，同时提供相同或类似的功能。
将理解的是，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一个元件时，这些元件可能是直接连接的，或者经由一个或多个中间元件而耦合。如果两个元件A和B使用“或”来组合，则这应当被理解为公开了所有可能的组合，即仅有A、仅有B、以及A和B，如果没有另行显式或隐式地定义的话。针对该相同组合的替换措辞是“A和B中的至少一个”或者“A和/或B”。这在加以必要的修改后适用于多于2个元件的组合。
出于描述特定示例的目的而在本文中使用的术语不旨在对于另外的示例是限制性的。无论何时使用诸如“一”、“一个”和“该”之类的单数形式，并且既没有显式地又没有隐式地将仅使用单个元件定义为是强制的，另外的示例还可以使用复数个元件来实现相同的功能。同样地，当随后将功能描述为使用多个元件来实现时，另外的示例可以使用单个元件或处理实体来实现相同的功能。将进一步理解的是，术语“包括”、“包括有”、“包含”和/或“包含有”当被使用时指定所陈述的特征、整数、步骤、操作、过程、动作、元件和/或组件的存在，但是不排除一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、过程、动作、元件、组件和/或其任何组的存在或添加。
除非另行定义，否则所有术语（包括技术和科学术语）在本文中以示例所属的领域的其普通含义来使用。
本公开的实施例涉及针对不同的双散射通信链路来使用具有不同的网格和脉冲匹配的所谓的移动性模式。换言之，实施例可以涉及用于多载波滤波器组的移动性模式，并且可以提供网格匹配方法。为了在选择特定移动性模式时计及剩余的自干扰而无需估计信道串扰系数，在至少一些实施例中，还可以调整最小均方误差（MMSE）单抽头均衡器以计及自干扰功率。已经针对由基于几何的统计Quadriga信道模型生成的无线电信道、并且利用OTFS收发器架构基于正交高斯和矩形脉冲的多相实现来评估该方法。结果指示，在适当的移动性模式下，利用这种经调整的均衡器确实可以获得潜在的OTFS增益。
不同的双散射通信信道提供了不同的延迟-多普勒扩展和分集特性。其中的特定单散射情况是时不变或频不变的信道，它们分别产生了简单的频分或时分通信方案。然而，对于若干种高移动性环境，这些信道在时域和频域两者中都变得分散。尤其是，车辆信道在时域和频域两者中的其耗散方面可能不同。取决于通信链路，跨越了不同的扩展区域：
Figure 509955DEST_PATH_IMAGE001
其中B、L、v和τ分别是带宽、滤波器长度、多普勒和延迟扩展。为了应对双散射信道，发射器处使用的合成脉冲、接收器处使用的分析脉冲、以及它们的时间-频率网格可以与U相匹配。因此，常用的方法是相对于双散射信道的信道散射函数来分别修正Gabor脉冲的网格、时间和频率扩展σ t 和σ f
Figure 588769DEST_PATH_IMAGE002
其中
Figure 86747DEST_PATH_IMAGE003
是信道的延迟和多普勒散射的最大值之间的比率。这种方法被称为脉冲和网格匹配。为了逼近完美的脉冲和网格匹配的条件（1），本公开提出并研究了不同的移动性模式。
取决于场景，在脉冲设计中存在另外的方面。在一些方法中，可以实施有时被称为双正交频分复用（BFDM）的双正交性，这可以使得能够在加性高斯白噪声（AWGN）信道中实现无干扰通信。如在本公开的一些实施例中那样，然后将合成和分析脉冲选择为相等以便最大化AWGN信道的信噪比（SNR）产生了具有甚至不相关的噪声贡献的正交信令。
本公开可以从使用Z. Pruša等人的“The Large Time-Frequency AnalysisToolbox 2.0”实现的具有附加TF扩展的脉冲形Gabor信令的传统角度提供对OTFS的研究。本公开可以进一步提供对如下内容的考虑：即由Quadriga信道（S. Jaeckel等人的“Quadriga: A 3-d multi-cell channel model with time evolution for enablingvirtual field trials”）使用如美国专利9,444,514中的基于导频的信道估计而生成的基于具体几何形状的场景中的双散射车辆信道。
实施例可以提供具有不同的脉冲和网格匹配的移动性模式。此外，至少一些实施例可以计及由于网格和脉冲不匹配所影响的扭曲卷积的不完美2D解卷积而导致的均衡器中的剩余自干扰的影响。
在下文中，引入了OTFS Gabor系统模型和OTFS收发器结构。如上面已经提到的那样，OTFS是脉冲形多载波传输（具有Weyl-Heisenberg/Gabor结构，即时间-频率平面中的规则网格上的时间-频率转换）和使用SFFT的附加TF扩展的组合。
在下文中，引入了如在至少一些实施例中使用的时间-频率网格和脉冲成形（shaping）。频率分辨率可以定义为F=B/M，其中B是总带宽，并且M是子载波的数量。时间分辨率可以定义为T=D/N，其中D是帧持续时间，并且N是符号的数量。可以分别在时间和频率轴上以T和F周期对时间频率网格进行采样，并且可以由
Figure 576503DEST_PATH_IMAGE004
来生成时间频率网格，如下所示：
Figure 792720DEST_PATH_IMAGE005
。
发射Gabor信号的整个持续时间可以是N∙T秒，其中所使用的带宽是M∙F赫兹。要注意的是，总持续时间还可以取决于所使用的合成和分析脉冲的尺寸标注（dimensioning）、以及所谓的时间频率乘积TF。发射器和接收器处的Gabor（多相）滤波器组可以分别被配置有用于合成的脉冲γ、以及用于信号分析的脉冲g。这些脉冲相对于TF网格的尺寸标注可以被称为时间-频率定位。针对TF乘积，可以区分三种情况，其中乘积TF＞1、TF=1和TF＜1，它们有时分别被表示为时间-频率平面的欠采样（undersampling）、临界采样（criticalsampling）和过采样（oversampling）。在本公开的至少一些方面，TF乘积被选择为TF=1.25。为了使得能够在非散射且无噪声的情况下实现完美的重建，脉冲γ和g可以是双正交的，这意味着：
Figure 675226DEST_PATH_IMAGE006
其中
Figure 168655DEST_PATH_IMAGE007
，并且在其他情况下为零。在这里，
Figure 111203DEST_PATH_IMAGE008
可以用作
Figure 736089DEST_PATH_IMAGE009
、即具有有限能量的信号的希尔伯特空间上的内积。为了还获得不相关的噪声贡献，可以将合成和分析脉冲选择为相等，从而产生正交脉冲（在时间-频率转换上正交于其时间-频率转换）。在给定初步的原型脉冲的情况下，可以使用众所周知的
Figure 891126DEST_PATH_IMAGE010
来执行正交化（在伴随晶格上构造紧密的Gabor帧，参见例如P. Jung和G. Wunder的“WSSUS pulsedesign problem in multicarrier transmission”）。然而，双散射信道的输出处的确切正交性可能会被破坏，从而导致自干扰。通过为发射器和接收器选择不同的脉冲，可能有可能进一步降低双散射信道类别（例如，以广义平稳散射（WSSUS）模型中的散射函数为特征）的预期自干扰功率。
OTFS可以基于TF扩展和解扩展（De-Spreading）。到目前为止，收发器结构基本上与任何脉冲形多载波方案相同，该脉冲形多载波方案如脉冲形OFDM、BFDM或滤波器组多载波（FBMC）。OTFS的独特特征是扩展。所有符号X =
Figure 363696DEST_PATH_IMAGE011
，其中可以利用所谓的SFFT（有时也表示为Zak变换）来对
Figure 211566DEST_PATH_IMAGE012
进行预编码，该SFFT进一步由线性运算符F s 来表示。辛傅里叶变换与普通2D傅里叶变换的不同之处在于指数交换和坐标交换中的其符号切换。这可以通过将离散延迟-多普勒位置（l,k）上的数组映射到时间-频率平面中的网格点（m,n）上的数组来解释，这是由于时间偏移会导致频率中的振荡，而频率偏移会导致时间中的振荡。更精确地，在发射器处，预编码可以通过
Figure 550448DEST_PATH_IMAGE013
来完成，其中x =
Figure 774755DEST_PATH_IMAGE014
，其是：
Figure 836252DEST_PATH_IMAGE015
其中x mn 是发射器在时间-频率网格的网格点（m,n）处传输的值，并且X lk 是延迟-多普勒网格的网格点（l,k）处的值，其中I是时间-频率网格和延迟-多普勒网格（它们可能具有相同的尺寸）上的网格点的集合。由于下面将对信道估计和均衡化进行更详细的讨论，因此在此仅仅简要地提及：在均衡化之后，利用SFFT将时间-频率平面中的符号
Figure 120603DEST_PATH_IMAGE016
再次解扩展为
Figure 720081DEST_PATH_IMAGE017
：
Figure 482500DEST_PATH_IMAGE018
其中
Figure 664083DEST_PATH_IMAGE019
是在时间-频率网格的网格点（m,n）处接收到的值，并且
Figure 119335DEST_PATH_IMAGE020
是在SFFT之后（解扩展之后）的延迟-多普勒网格的网格点（l,k）处的值。
在下文中，示出了OTFS帧的示例性结构。在一些实施例中，使用了基于导频的信道估计，其中导频被插入延迟-多普勒（DD）域中，如美国专利9,444,514中所使用的那样。可以由发射器将导频与同一帧中的数据同时发送，并且由于其设计，可以在DD域中的接收器处轻松地检测该信道。图1示出了在DD域中的具有导频110、保护120和数据符号130的示例性OTFS帧。虚线框140内的符号可以用于接收器处的信道估计。详细地，将被放置在DD域中的符号可以是三重的（three fold）：即，数据符号130（通常来自于特定的调制字母）被放置在由集合
Figure 160103DEST_PATH_IMAGE021
（D是数据符号的集合）索引的位置上；用于信道估计的位置由集合
Figure 726214DEST_PATH_IMAGE022
（P是包括导频110和保护符号120的集合）来定义，其中
Figure 762303DEST_PATH_IMAGE023
（符号要么用作数据符号，要么用作导频/保护符号），集合P可以包含单个导频符号；并且其他位置未被使用（可以被看作保护符号）。因此，其可以被设置为：
Figure 372145DEST_PATH_IMAGE024
并且任意位置
Figure 759264DEST_PATH_IMAGE025
可以用于非零导频符号。要注意的是，可以分别关于预期延迟和多普勒偏移来定义W和Q。在下文中，选择了Q和W，无需假装将保护符号的数量减少到针对每个OTFS模式的适当尺寸，而是Q∙W的乘积恒定，即448个符号。然而，其他配置是可行的。
可以以k=1且l=1来设置非零导频
Figure 863486DEST_PATH_IMAGE026
（如图1中所示），其中归一化功率为
Figure 19661DEST_PATH_IMAGE027
，并且所有其他符号可以是P，它们是零值保护符号，使得
Figure 957661DEST_PATH_IMAGE028
。
因此，总而言之，可以通过导频和数据符号的叠加来给出TF域中的OTFS帧：
Figure 566497DEST_PATH_IMAGE030
然后，可以使用时间-频率平面中的OTFS帧来合成发射信号s(t)。例如，这可以利用Gabor合成滤波器组来实现，该Gabor合成滤波器组被配置有发射脉冲γ。s(t)可以正式地写为：
Figure 739989DEST_PATH_IMAGE031
。
对于双散射信道，无噪声时间连续信道输出可以包括（或基于）输入信号s(t)的时间-频率转换的未知线性组合。正式地来写它的一种方式是根据时变卷积来表示该操作：
Figure 734359DEST_PATH_IMAGE032
其中r(t)是接收到的信号，并且其中第p个离散传播路径具有延迟τ p ，其中p=1…p max 。索引集合A可以被定义为
Figure 702315DEST_PATH_IMAGE033
。h p (t)的时变行为（传播路径和时间相关的信道）可以由以下等式来给出：
Figure 798447DEST_PATH_IMAGE034
其中
Figure 244472DEST_PATH_IMAGE035
可以理解为离散延迟-多普勒（DD）扩展函数（例如，参见P. Bello的“Characterization of randomly time-variant linear channels”）。特别地，该简化模型意味着：每个路径具有相同范围的频率偏移
Figure 312922DEST_PATH_IMAGE036
，但是具有可能不同的系数。在许多情况下，可以假设时间-频率偏移的集合
Figure 451779DEST_PATH_IMAGE037
通常处于大小为
Figure 425420DEST_PATH_IMAGE038
的框
Figure 675136DEST_PATH_IMAGE039
中，这也被称为欠扩展假设（underspread assumption）。综上所述，因此得出：
Figure 660410DEST_PATH_IMAGE040
。
接收到的信号可以被下转换（down-convert）并且传递到分析滤波器组（例如，Gabor分析滤波器组）中。然后，Gabor分析滤波器组（为了阐述，此处讨论了无噪声的情况）时间-频率间隙
Figure 970168DEST_PATH_IMAGE041
的输出为：
Figure 775313DEST_PATH_IMAGE042
其中
Figure 828720DEST_PATH_IMAGE043
是（在均衡化之前）在时间-频率网格的网格点（m,n）处接收到的值。
至少一些实施例可以基于上面列出的框架和等式。特别地，至少一些实施例可以涉及无线通信设备与另外的无线通信设备之间的基于OTFS的通信。该通信可以基于多个通信模式（也被表示为“移动性模式”）之一，该通信模式定义了时间-频率平面和延迟-多普勒平面中的网格的尺寸。
图2a示出了用于无线通信设备200的装置20的实施例的框图。图2a进一步示出了包括装置20的无线通信设备200。图2b示出了系统的实施例的框图，该系统包括无线通信设备200（包括装置20）和另外的无线通信设备200a（包括对应的装置20）。无线通信设备和另外的无线通信设备可以被配置成彼此通信（例如，经由对应的装置20）。
装置20包括用于传输和接收无线传输的收发器模块22。装置20包括耦合到收发器模块22的处理模块24。例如，处理模块24被配置成控制收发器模块22。通常，处理模块24可以被配置成生成要经由收发器模块传输的数据帧，并且处理经由收发器模块接收到的数据帧。这些数据帧可以用于无线通信设备200与另外的无线通信设备200a之间的通信。因此，处理模块可以被配置成经由收发器模块22与另外的无线通信设备进行通信。与另外的无线通信设备的通信基于无线通信设备200与另外的无线通信设备200a之间的数据帧的传输。每个数据帧基于具有时间维度分辨率和频率维度分辨率的时间-频率平面中的二维网格。处理模块24被配置成：从多个通信模式中选择通信模式，以用于无线通信设备与无线通信设备之间的通信。通信模式定义了时间-频率平面中的二维网格的频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合。处理模块24被配置成基于该多个通信模式的所估计的自干扰来从该多个通信模式中选择通信模式。
图2c和2d示出了用于无线通信设备200的对应方法的实施例的流程图。结合图2a至2b的装置和无线通信设备描述的特征可以同样地应用于图2c和/或2d的方法，例如作为该方法的方法步骤。该方法包括与另外的无线通信设备进行通信210。该方法包括：从该多个通信模式中选择220通信模式，以用于无线通信设备与无线通信设备之间的通信。基于该多个通信模式的所估计的自干扰来从该多个通信模式中选择通信模式。
以下描述既涉及图2a和/或2b的装置和无线通信设备，又涉及图2c和/或2d的方法。
本公开的实施例涉及无线通信设备，并且涉及这种无线通信设备的装置、方法和计算机程序。在下文中，可以假设彼此通信的两个无线通信设备。通常使用通过（无线）信道在两个无线通信设备之间交换的无线传输来执行该通信。在至少一些实施例中，可以将信道假设为双散射信道。该通信可以被细分成越来越小的单元。通常，在无线通信中，帧或数据帧被认为是包括或表示多个符号的相干单元。例如，帧可以被定义为包括一个或多个时隙（或由一个或多个时隙组成）的循环重复的数据块。在这些时隙中，可以经由多个不同的载波频率来传输数据。例如，在实施例中，每个帧包括经由多个载波频率传输的多个时隙。相应地，数据帧可以被认为是在时间频率平面中传输的，其中时隙跨越了时间-频率平面的时间维度，并且其中载波频率跨越了时间-频率平面的频率维度。该时间-频率平面可以用于对经由时间维度和频率维度而跨越的（逻辑）网格进行建模。这是一种逻辑构造，在数据帧的传输期间，该逻辑构造被映射到时隙和载波频率。通常，时间-频率平面中的该网格由用于传输数据帧的带宽范围、以及由用于传输该帧的时间（该时间被细分成一个或多个时隙）来划界。因此，在实施例中，每个数据帧基于具有时间维度分辨率和频率维度分辨率的时间-频率平面中的二维网格。
在至少一些实施例中，数据帧是正交时频扩展（OTFS）数据帧，例如具有上面已经列出的属性。例如，每个数据帧（或数据帧的子集）可以基于图1中所示的帧结构。在这种情况下，在时间和频率中传输的数据帧是从不同的数据表示、从延迟-多普勒表示导出的。在延迟-多普勒表示中，信号被表示在延迟-多普勒平面中。可以使用所谓的（逆）辛有限傅里叶变换（SFFT）来对延迟-多普勒表示进行变换，以获得时间-频率表示。因此，可以从具有延迟维度和多普勒维度的延迟-多普勒平面中的二维网格中导出二维时间-频率网格。例如，可以使用逆SFFT从具有延迟维度和多普勒维度的延迟-多普勒平面中的二维网格中导出二维时间-频率网格。为了将该网格从时间-频率平面变换到延迟-多普勒平面，可以使用SFFT。在例如由处理模块进行的信号处理期间，可以使用二维矩阵来表示延迟-多普勒平面和时间-频率平面中的网格，其中矩阵的每个元素表示对应网格的元素。可以在表示相应网格的矩阵上执行对应的操作，例如SFFT和逆SFFT。
通常，处理模块可以被配置成经由收发器模块22来接收和/或传输数据帧。因此，该方法可以包括：例如经由无线通信设备的收发器模块（诸如，收发器模块22）来传输和/或接收数据帧。因此，处理模块可以被配置成生成将被传输的数据帧。例如，处理模块24可以被配置成：通过为每个数据符号生成局部脉冲（localized pulse）来从多个数据符号中生成用于通信的数据帧。因此，该方法可以包括：通过为每个数据符号生成272局部脉冲来从该多个数据符号中生成270用于通信的数据帧。该局部脉冲可以表示数据符号。例如，正交幅度调制可以用于表示局部脉冲内的数据符号。在各种实施例中，可以使用准周期性函数（即，直到乘法相（multiplicative phase）的周期性的函数）来生成局部脉冲。为了生成数据帧，处理模块可以进一步被配置成将局部脉冲放置在延迟-多普勒平面中的二维网格上的点上。换言之，为了生成数据帧，该方法可以包括将局部脉冲放置274在延迟-多普勒平面中的二维网格上的点上。同样，这仅仅是说明性表示。在处理模块内，网格的每个点可以由用于延迟-多普勒表示的矩阵的元素来表示。为了生成数据帧，处理模块可以进一步被配置成使用逆辛傅里叶变换将延迟-多普勒平面上的多个局部脉冲变换到时间-频率平面上。换言之，为了生成数据帧，该方法可以包括使用逆辛傅里叶变换将延迟-多普勒平面上的多个局部脉冲变换276到时间-频率平面上。同样，可以在表示延迟-多普勒平面中的网格的矩阵的元素上执行该操作，以获得表示时间-频率平面中的网格的矩阵。处理模块可以进一步被配置成经由收发器模块22（向另外的无线通信设备）传输所生成的数据帧。换言之，该方法可以包括（经由无线通信设备的收发器模块）传输278所生成的数据帧。这可以使用多载波符号的序列来完成。
相应地，处理模块可以被配置成处理接收到的数据帧。例如，处理模块24可以被配置成经由收发器模块22来接收数据帧。因此，该方法可以包括接收240数据帧。处理模块可以被配置成将数据帧从时间-频率平面变换到延迟-多普勒平面中（例如，在表示时间-频率平面中的网格的矩阵上使用SFFT）。该方法可以包括将数据帧从时间-频率平面变换248到延迟-多普勒平面中。处理模块可以被配置成：对延迟-多普勒平面中的二维平面的点处的多个局部脉冲进行解调。因此，该方法可以包括：对延迟-多普勒平面中的二维平面的点处的多个局部脉冲进行解调249。该多个局部脉冲可以表示使用接收到的数据帧传输的多个数据符号。
通常，无线通信设备和另外的无线通信设备两者都可以是任何类型的无线通信设备，例如移动通信设备（诸如，智能电话、可穿戴设备、车辆的移动传感器或无线通信设备）、或固定无线通信设备（诸如，基站或道路侧站（如果在车辆情境中使用的话））。因此，无线通信设备和/或无线通信设备可以是移动无线通信设备、车辆无线通信设备、固定无线通信设备和基站中的一个。例如，无线通信设备可以是车辆无线通信设备（例如，沿着道路驾驶的车辆的车辆无线通信设备），并且另外的无线通信设备可以是固定无线通信设备，诸如放置在道路一侧处的道路侧单元、或（车辆）移动通信系统的基站。因此，无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信可以是经由车辆通信协议的通信。然而，更一般而言，实施例可以与支持包括多个时隙和多个子载波的帧的任何种类的移动通信系统一起使用。因此，无线通信设备和另外的无线通信设备可以经由移动通信系统进行通信，该移动通信系统可以例如第三代合作伙伴计划（3GPP）标准化的移动通信网络之一。移动或无线通信系统可以对应于例如第五代系统（5G）、长期演进（LTE）或基于高级LTE（LTE-A）的移动通信系统。换言之，数据帧可以是移动通信系统的数据帧。
如上面所列出的，（时间-频率平面和延迟-多普勒平面中的）网格用于表示信号。在OTFS中，计算上可行的均衡器可能会遭受不匹配的时间-频率网格的影响。可以利用信道的延迟和多普勒扩展与Gabor合成和分析脉冲的完美网格匹配来实现奇偶校验（parity）。
然而，由于用户的变化的移动性以及相应改变的信道，在实践中这可能无法实现。这可能会导致性能劣化（较高的错误率）。在OTFS中，尚未研究不同的信道条件和适当的网格匹配。当实现这种OTFS系统时，可能会观察到性能劣化，并且可能无法实现预期的性能。在许多情况下，这可能是由于网格的不匹配所引起，这是由于到目前为止，与OTFS有关的出版物中都假设了完美的网格匹配。不幸的是，网格不匹配可能会引起OTFS系统的显著性能劣化，如稍后在图3a至4d中所示的那样。实施例因此可以针对不同的双散射通信链路（即，信道）使用具有不同的网格匹配的移动性模式（即，通信模式）。例如，通信模式可以在两个域和另外的星座（constellation）中提供高多普勒分辨率和少的延迟分辨率、或者提供高延迟分辨率和少的多普勒分辨率、或者提供相等的分辨率。
在实施例中，处理模块24被配置成：从多个通信模式中选择通信模式，以用于无线通信设备与无线通信设备之间的通信。通常，可以看出，对通信模式的选择类似于针对时间-频率平面中的网格来选择时间分辨率和频率分辨率，该网格与用于无线通信设备之间的通信的信道相匹配。例如，在不同的场景中，经由信道传输的信号可能会经历不同量的延迟扩展和多普勒扩展。为了计及这种不同的信道，可以选择网格使得考虑到信道的相应属性。针对较低的相对速度，可能需要时域中的较小分辨率，并且如果发生较高的延迟，则可能期望频域中的较高分辨率。例如，在较高的相对速度下，在时间维度中具有较高分辨率（即，更多点）的网格可能是有利的（以允许较高的多普勒扩展），而在较低的相对速度下，在频率维度中具有较高分辨率（即，更多点）的网格可能是有利的。
通常，为每个通信选择“该”完美网格可以是可能的。然而，实际上，限制网格配置（或通信模式）的数量可能更有用，以便降低无线通信设备的实现复杂度。因此，该多个通信模式可以是预定义的通信模式集合（即，具有固定数量的通信模式）。例如，可以由用于通信的移动通信系统来预定义该多个通信模式。例如，该多个通信模式或预定义的通信模式集合可以包括至少三个、或至少五个、至少七个不同的通信节点。例如，该多个预定义的通信模式集合可以包括最多16个、最多8个、最多5个、或最多三个通信模式。例如，可以使用标识符来识别该多个通信模式中的通信模式，该标识符可以在无线通信设备之间传输以便协商要被选择用于通信的通信模式。
通信模式定义了时间-频率平面中的二维网格的频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合。换言之，通信模式可以定义沿着时间-频率平面中的二维网格的时间维度的点的数量N、以及沿着时间-频率平面中的二维网格的频率维度的点的数量M。因此，时间维度分辨率可以定义沿着时间-频率平面中的二维网格的时间维度的点的数量N。频率维度分辨率可以定义沿着时间-频率平面中的二维网格的频率维度的点的数量M。这些可以是用于延迟-多普勒平面中的网格的相同维度。例如，M可以是沿着延迟-多普勒平面中的二维网格的延迟维度的点的数量，并且N可以是沿着延迟-多普勒平面中的二维网格的多普勒维度的点的数量。例如，时间-频率平面中的二维网格和/或时间-频率平面中的二维网格可以具有M×N个点。
在一些实施例中，可能存在限制不同通信模式的数量的约束。例如，N和M两者可以是2的幂。附加地，对于所有通信模式，N和M的乘积可以是相同的。换言之，对于该多个通信模式中的通信模式，沿着时间-频率平面中的二维网格的时间维度的点的数量与沿着频率维度的点的数量的乘积可以是相同的。
在至少一些实施例中，该多个通信模式（或预定义的通信模式集合）可以包括适合于宽泛范围的通信节点的至少一个通信模式。这种通信模式可以例如用作默认通信模式，可以在建立无线通信设备之间的通信时初始地使用该默认通信模式。通常，针对处于相同数量级内的N和M的值，可以找到这种通信模式。例如，该多个通信模式可以包括定义了频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合的至少一个通信模式，其中M≤N并且4M≥N，或者其中M≥N并且M≤4N。特别地，该多个通信模式可以包括定义了频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合的至少一个通信模式，其中M=N（即，沿着时间和频率维度的点的数量相同）。这种通信模式可以用作默认通信模式。
其他通信模式可能满足M＞N或M＜N。例如，该多个通信模式可以包括定义了频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合的至少一个通信模式，其中M＞N。例如，该多个通信模式可以包括：定义了频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合的至少一个通信模式，其中M≥4N；定义了频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合的至少一个通信模式，其中M≥16N；和/或定义了频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合的至少一个通信模式，其中M≥256N。这种通信模式可以用于具有低相对速度的场景中。
附加地或可替代地，该多个通信模式可以包括定义了频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合的至少一个通信模式，其中M＜N。例如，该多个通信模式可以包括：定义了频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合的至少一个通信模式，其中4M≤N；定义了频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合的至少一个通信模式，其中16M≤N；和/或定义了频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合的至少一个通信模式，其中256M≤N。这种通信模式可以用于具有高相对速度的场景中。
除了网格的尺寸，通信模式还可以定义要使用的脉冲形状（例如，当对延迟-多普勒平面中的多个符号进行调制时）。换言之，通信模式可以定义要用于通信的脉冲形状。例如，脉冲形状可以是高斯脉冲、矩形脉冲和另一脉冲形式中的一个。
通常，可以在初始的通信（即，用于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的（通信会话的）第一次无线传输）期间、以及在通信（会话）期间至少选择两次通信模式，例如以便选择更适合无线通信设备之间的信道的通信模式。当取决于无线电信道条件而使用不同的时间-频率网格时，某些网格与信道匹配良好，而其他网格则不那么匹配。实际上，如果选择了错误的网格，则性能以及因此误码率（BER）可能会急剧增加。在某些情况（关于例如针对发射器与接收器之间的控制信道和某些协商阶段的情况）下，这可能是不可接受的。
因此，处理模块可以被配置成：初始地选择用于通信的通信模式，即选择针对在无线通信设备之间交换的第一数据帧使用的通信。换言之，处理模块24可以被配置成初始地选择该多个通信模式中的默认通信模式，以用于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信。因此，该方法可以包括：初始地选择222该多个通信模式中的默认通信模式，以用于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信。
在各种实施例中，可以初始地选择默认通信模式（或“安全”通信模式）。例如，安全模式可以是具有平均性能的网格缩放（scaling）模式（时间-频率网格），该模式可以在几乎所有环境中使用。可以在相等的时间-频率分辨率下选择这种安全模式。通常，该多个通信模式或预定义的通信模式集合可以包括单个（或低数量，诸如三个）默认通信模式。该通信模式可以是在各种场景中起作用的通信模式。例如，默认通信模式在某种意义上可以是“鲁棒的”通信模式，这是因为它不需要特定的信道属性以提供足够的性能。换言之，默认通信模式可以是在多个不同的延迟-扩展和多普勒-扩展场景中提供鲁棒的网格匹配的通信模式。
这种默认通信模式可以例如具有处于相同数量级的M和N的值。例如，默认通信模式可以定义频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合，其中M≤N并且4M≥N，或者其中M≥N并且M≤4N，例如其中M=N。还可以选择M和N，使得存在具有M和N的较低和较高值的其他通信模式。换言之，默认通信模式可以定义频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合，其中沿着时间维度的点的数量N大于沿着时间维度的点的最小数量N min 并且小于沿着时间维度的点的最大数量N max ，并且其中沿着频率维度的点的数量M大于沿着频率维度的点的最小数量M min 并且小于沿着频率维度的点的最大数量M max 。沿着时间或频率维度的点的最小数量和点的最大数量可以由该多个通信模式中的其他通信模式来定义，即，N max 可以是该多个通信模式当中的N的最高值，并且N min 可以是该多个通信模式当中的N的最低数量。因此，M max 可以是该多个通信模式当中的M的最高值，并且M min 可以是该多个通信模式当中的M的最低数量。
可替代地，可以采用反复试验策略。如果网格缩放不是静态的并且取决于无线电条件而改变，则接收器如何知晓发射器使用了哪个网格缩放
Figure 668500DEST_PATH_IMAGE044
接收器可能（需要）在匹配滤波器处使用与发射器已经使用的网格相同的网格。在其他系统中，可以使用静态网格。然而，在实施例中，可以使用多个通信模式。例如，该多个通信可以包括（至少）三个不同的网格。具有高多普勒分辨率和低延迟分辨率的第一网格、具有低多普勒分辨率和高延迟分辨率的第二网格、以及具有相等的延迟-多普勒分辨率的第三网格。发射器可能（需要）使用在接收器处使用的这些网格（例如，这三个网格）中的一个。在实施例中，接收器可以将若干个网格用于匹配滤波器，并且选择产生了最低BER的网格。
例如，当从无线通信设备接收到（第一）数据帧时，处理模块可以使用基于两个或更多个通信模式（例如，三个通信模式，这取决于可以并行使用的滤波器组的数量）的匹配滤波器来处理接收到的数据帧，以便找出选择了哪个通信模式。换言之，处理模块24可以被配置成经由收发器模块22从另外的无线通信设备接收数据帧。因此，该方法可以包括从另外的无线通信设备接收240数据帧。处理模块24可以被配置成：使用基于该多个通信模式中的两个或更多个通信模式的匹配滤波器来处理接收到的数据帧。对应的方法可以包括：使用基于该多个通信模式中的两个或更多个通信模式的匹配滤波器来处理242接收到的数据帧。可以并行执行该处理，例如以便快速地同时评估两个、三个或更多个通信模式。换言之，处理模块24可以被配置成使用基于该两个或更多个通信模式的匹配滤波器来并行处理接收到的数据帧。因此，可以使用基于该两个或更多个通信模式的匹配滤波器来并行处理242接收到的数据帧。为此，可以使用基于匹配滤波器的多个滤波器组，该匹配滤波器基于该两个或更多个通信模式。换言之，处理模块24可以被配置成：使用基于该多个通信模式中的两个或更多个通信模式的多个滤波器组来处理接收到的数据帧。该方法可以包括：使用246基于该多个通信模式中的两个或更多个通信模式的多个滤波器组来处理242接收到的数据帧。可替代地或附加地，可以使用多步骤过程，其中在第一时间步骤中使用基于第一（或两个或更多个第一）通信模式的匹配滤波器，并且其中在第二时间步骤中使用基于第二（或两个或更多个第二）通信模式的匹配滤波器，（一个或多个）第一和第二通信模式是不同的。在这种情况下，随后，可以尝试多个不同的通信模式，直到正确的通信模式被选择。
通信模式的选择可以基于处理的结果。例如，处理的结果可以是在基于匹配滤波器对数据帧进行解调之后实现的误码率，该匹配滤波器基于该两个或更多个不同的通信模式。如果通信模式之一的匹配滤波器产生了低误码率，则可以选择相应的通信模式。换言之，处理模块24可以被配置成确定误码率，该误码率是由于使用基于该两个或更多个通信模式的匹配滤波器而得出的。处理模块可以被配置成基于所确定的误码率来选择通信模式（例如，通过选择产生最低误码率的通信模式）。因此，该方法可以包括确定244误码率，该误码率是由于使用基于该两个或更多个通信模式的匹配滤波器而得出的。该方法可以包括基于所确定的误码率来选择220通信模式。
在已经发起了通信之后，可以改变用于（未来）通信的通信模式。换言之，无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信可以包括在无线通信设备与另外的无线通信设备之间传输的多个数据帧。处理模块24可以被配置成在无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信期间改变通信模式，例如通过从该多个通信模式中选择不同的通信模式（即，不同于初始或先前选择的通信模式）。因此，该方法可以包括在无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信期间改变224通信模式，例如通过从该多个通信模式中选择226不同的通信模式。
在各种实施例中，可以关于一个或多个选择准则来选择例如当发起通信时、或当该通信模式在通信期间改变时为该通信选择的通信（也被称为“移动性模式选择”）。但是，发射器如何找到适当的网格比例以便避免性能劣化
Figure 149160DEST_PATH_IMAGE044
在常规的OTFS系统中，网格是恒定的，并且在标准中被定义。在实施例中，在另一方面，处理模块可以被配置成估计扩展函数并且因此估计无线电信道的特性（延迟、多普勒）。因此，用于选择通信模式的准则之一可以是用于通信的信道的扩展函数（即，延迟扩展和/或多普勒扩展）。扩展函数可以进而用于选择适当的通信模式。
因此，处理模块24可以被配置成基于该多个通信模式的所估计的自干扰来从该多个通信模式中选择通信模式。通常，自干扰是由信号本身引起的干扰，例如由于多径传播引起的延迟或者由于因多普勒效应而发生的频率偏移。例如，在数据帧的多个符号中的一符号处引发的自干扰可以源自于数据帧的该多个符号中的其他符号。因此，通信节点的自干扰可以是在选择所述通信模式时引发的自干扰。通信模式的自干扰基于用于通信的信道——不同的信道可能导致自干扰的不同量和/或不同属性。自干扰可以用两个项来表征——延迟扩展和多普勒扩展。换言之，自干扰可以基于信道的延迟扩展和多普勒扩展，并且基于为该通信选择的通信模式。延迟扩展和多普勒扩展还可以被表示为信道的“扩展函数”。
因此，处理模块可以被配置成使用先前接收到的数据帧来估计自干扰。因此，该方法可以包括使用先前接收到的数据帧来估计230自干扰。这可以基于延迟-多普勒域中的OTFS帧的接收到的导频音（pilot tone）来完成。例如，每个数据帧可以（在延迟-多普勒表示中/在二维延迟-多普勒网格上）包括（单个）导频符号、多个保护符号和多个数据符号（例如，参见图1）。处理模块24可以被配置成使用先前接收到的数据帧的导频符号来估计自干扰。因此，该方法可以包括使用先前接收到的数据帧的导频符号来估计230自干扰。特别地，可以使用导频符号来确定扩展函数。换言之，处理模块24可以被配置成基于先前接收到的数据帧的导频符号来确定用于通信的信道的扩展函数。因此，该方法可以包括基于先前接收到的数据帧的导频符号来确定232用于通信的信道的扩展函数。换言之，可以基于过去接收到的（一个或多个）导频音来对自干扰（或扩展函数）进行分类。
在各种实施例中，可以仅仅通过对接收到的数据帧的属于保护符号（和导频符号）的分量进行解扩展来确定自干扰以及由此确定扩展函数，并且从相应项中推导出自干扰。换言之，每个数据帧可以在延迟-多普勒平面中的二维网格上包括多个保护符号，该多个保护符号围绕导频符号。处理模块24可以被配置成对接收到的数据帧执行辛傅里叶变换（即，解扩展）。因此，该方法可以包括对接收到的数据帧执行234辛傅里叶变换。可以对延迟-多普勒平面中的二维网格上与导频符号和该多个保护符号的子集相对应的点执行辛傅里叶变换（例如，参见等式7和20）。可以使用辛傅里叶变换的结果来确定扩展函数。换言之，辛傅里叶变换的结果可以指示信道的自干扰和/或扩展函数。
处理模块24可以被配置成基于信道的扩展函数来选择通信模式。为此，可以使用Jung和Wunder在“WSSUS pulse design problem in multicarrier transmission”中提出的方法。在固定带宽约束W和固定带宽效率
Figure 628552DEST_PATH_IMAGE045
（用复数符号表示）下，可以计算出N的最优数量（频率维度上的点的数量，即子载波数量）。例如，可以给出以下内容：
Figure 485649DEST_PATH_IMAGE046
（假设
Figure 179936DEST_PATH_IMAGE047
，
Figure 769180DEST_PATH_IMAGE048
，并且F=W/N（例如，参见等式1和2）。
Figure 814496DEST_PATH_IMAGE049
其中τ d 是延迟扩展，v d 是多普勒扩展，v是无线通信设备与另外的无线通信设备（发射器与接收器）之间的速度，c是光速，并且f c 是载波频率。此外，在基于FFT的多相滤波中，N可以是2的幂。上述公式表示了时变信道中的时分复用与频分复用之间的折衷。
上面计算出的N可以用于从该多个通信模式或预定义的通信模式集合中选择通信模式（通过选择具有最接近于使用上述公式计算出的N的N的通信）。预定义的通信节点集合可以表示被允许用于通信和/或由接收器已知的通信节点。
上述等式表示用于确定N的值的具体实现方式。其他实现方式是可能的。通常，处理模块24可以被配置成：基于用于通信的信道的延迟扩展、以及基于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的相对速度来选择通信模式（例如，参见该等式的第三部分）。处理模块24可以被配置成进一步基于频谱效率、基于带宽、以及基于通信的载波频率来选择通信模式。
在一些实施例中，通信模式可以定义要用于通信的脉冲形状。因此，处理模块可以被配置成从多个脉冲形状中选择脉冲形状（例如，预定义的脉冲形状集合），并且基于所选择的脉冲形状来选择通信模式。该方法可以包括：从多个脉冲形状中选择脉冲形状，并且基于所选择的脉冲形状来选择通信模式。通常，脉冲形状针对某个信道（以及N和M的组合）的适合性基于两个参数——信道增益，其可以使用延迟-多普勒（或时间-频率）网格的点处的脉冲形状来获得；以及自干扰功率，其是使用（来自延迟-多普勒（或时间-频率）网格的其他点的）脉冲形状而引发的。通常，信道增益与自干扰功率的比率越好，该脉冲形状就越适合于该信道。该比率还可以用于计算脉冲形状的信干噪比（SINR）。在一些实施例中，处理模块可以被配置成：基于该多个脉冲形状中的脉冲形状的信道增益与自干扰功率的比率来选择脉冲形状。在一些实施例中，处理模块可以被配置成：通过迭代地最大化脉冲形状的信道增益并且通过迭代地最小化脉冲形状的自干扰来确定合适的脉冲形状。因此，该方法可以包括：通过迭代地最大化脉冲形状的信道增益并且通过迭代地最小化脉冲形状的自干扰来确定合适的脉冲形状。通常，可以基于所确定的合适的脉冲形状来从该多个脉冲形状中选择脉冲形状。例如，可以使用在Jung和Wunder的“WSSUS pulse design problem inmulticarrier transmission”中的第III节中采用的方法来确定脉冲形状。
通常，如果使用了网格缩放和脉冲成形，则可能（需要）在发射器处以及接收器处选择相同的网格（即通信模式）。在发射器选择了与接收器不同的网格的情况下，则接收器可能无法将该波形解调。可以单方面地执行该选择，即，发起连接的无线通信设备选择通信模式，并且另一个无线通信设备进行效仿（follow suit）。可替代地，可以双方面地决定无线通信设备。例如，可以在无线通信设备之间执行协商。换言之，无线通信设备可以执行移动性模式协商。换言之，可以在发射器与接收器之间进行通信/移动性模式（网格缩放/脉冲成形）协商。
例如，在示例性实施例中，在第一步骤处，启动该通信的通信节点1（例如，要么是无线通信设备，要么是另外的无线通信设备）开始使用时间-频率网格，接收节点2（无线通信设备中的另一个）也已知该时间-频率网格，例如默认通信模式。在第二步骤处，接收节点2可能能够使用扩展函数来计算最佳网格缩放/脉冲成形，例如基于Jung和Wunder的“WSSUSpulse design problem in multicarrier transmission”。因此，接收节点可以向节点1提出（从（1）获得的）时间-频率网格和脉冲成形。在第三步骤处，节点1将其接受发送到节点2或提出新的网格缩放，并且请求来自节点2的接受。在第四步骤处，节点2和节点1可以改变它们的网格，并且利用新的网格缩放（即，利用新的通信模式）进行通信。
更一般而言，处理模块24可以被配置成：与另外的无线通信设备来协商该多个通信模式中的要针对无线通信设备与另外的无线通信设备之间的未来通信而选择的通信模式。因此，该方法可以包括：与另外的无线通信设备来协商250该多个通信模式中的要针对无线通信设备与另外的无线通信设备之间的未来通信而选择的通信模式。
如上面所陈述，处理模块24可以被配置成：初始地选择在无线通信设备和另外的无线通信设备处已知的通信模式，以用于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信。因此，该方法可以包括：初始地选择222在无线通信设备和另外的无线通信设备处已知的通信模式，以用于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信。这可以是默认通信模式，或者可以是用于无线通信设备之间的先前通信的通信模式。换言之，处理模块24可以被配置成：初始地选择默认通信模式以用于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信。因此，该方法可以包括：初始地选择222该多个通信模式中的默认通信模式，以用于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信。可替代地，处理模块24可以被配置成：初始地选择针对无线通信设备与另外的无线通信设备之间的先前通信而选择的通信模式，以用于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信，例如针对无线通信设备与另外的无线通信设备之间的最近的先前通信。因此，该方法可以包括：初始地选择222针对无线通信设备与另外的无线通信设备之间的先前通信而选择的通信模式，以用于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信。
初始地选择的通信模式可以用于协商要针对无线通信设备与另外的无线通信设备之间的未来通信而选择的通信。在一些实施例中，该协商可以由无线通信设备来发起。例如，处理模块24可以被配置成：向另外的无线通信设备传输关于要针对无线通信设备与另外的无线通信设备之间的未来通信而选择的通信模式的信息（例如，通过向另外的无线通信设备传输指示符）。因此，该方法可以包括：向另外的无线通信设备传输252关于要用于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的未来通信的通信模式的信息。例如，可以使用初始地选择的通信模式来传输关于通信模式的信息。处理模块可以被配置成：例如如果从另外的无线通信设备接收到确认（或者没有否定性确认），则选择用于与另外的无线通信设备的未来通信的通信模式。因此，该方法可以包括选择220用于与另外的无线通信设备的未来通信的通信模式。同样，可以基于信道的扩展函数来选择要被选择的通信模式。换言之，处理模块24可以被配置成：基于信道的扩展函数（例如，如上所示出）来选择用于未来通信的通信模式。因此，该方法可以包括：基于信道的扩展函数来选择220用于未来通信的通信模式。
在一些情况下，该协商可以由另外的无线通信设备来发起，或者如果另外的无线通信设备不同意关于通信模式的所传输信息，则该另外的无线通信设备可以提供反对提议。在这种情况下，可以从另外的无线通信设备接收关于要针对无线通信设备与另外的无线通信设备之间的未来通信而选择的通信模式的信息。换言之，处理模块24可以被配置成：从另外的无线通信设备接收关于要针对无线通信设备与另外的无线通信设备之间的未来通信而选择的通信模式的信息。因此，该方法可以包括：从另外的无线通信设备接收254关于要用于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的未来通信的通信模式的信息。类似于上面所指示的相反方向，关于通信模式的信息可以包括要针对未来通信而选择的通信代码的指示符，或者可以以其他方式指示要使用的通信模式。通常，关于通信模式的信息所指示的通信模式可以被包括在该多个通信模式中。此外，关于通信模式的信息所指示的通信模式可以是无线通信设备和另外的无线通信设备两者。处理模块24可以被配置成选择用于与另外的无线通信设备的未来通信的通信模式。因此，该方法可以包括选择220用于与另外的无线通信设备的未来通信的通信模式。
在一些情况下，可以选择由另外的无线通信设备提出的通信模式，“按原样”用于未来通信。可替代地，已经接收到关于通信的信息的无线通信设备可以例如基于信道的属性和/或基于无线通信设备的能力来检查该通信模式是否合适。换言之，处理模块24可以被配置成基于检查准则来检查关于要针对未来通信而选择的通信模式的信息。因此，该方法可以包括基于检查准则来检查256关于要用于未来通信的通信模式的信息。例如，检查准则可以基于用于通信的信道的扩展函数。例如，无线通信设备可以被配置成：基于信道的扩展函数来确定最优的M和/或N，并且将关于通信模式的接收到的信息的通信模式的M和/或N与最优的M和/或N进行比较（并且如果差异太大，则认为不满足检查准则）。附加地或可替代地，检查准则可以基于无线通信设备的能力。例如，如果无线通信设备不支持关于通信模式的接收到的信息的通信模式，则可以认为不满足检查准则。基于认为是否满足检查准则，存在两种选项：如果认为满足了检查准则，则无线通信设备可以选择关于通信模式的接收到的信息的通信模式，如果不满足，则无线通信设备可以请求另一个提议，或者可以提供替代的通信模式。换言之，处理模块24可以被配置成：如果满足了检查准则，则选择用于与另外的无线通信设备的未来通信的通信模式（如果该通信模式要用于未来通信的话）。因此，该方法可以包括：如果满足了检查准则，则选择220用于与另外的无线通信设备的未来通信的通信模式（如果该通信模式要用于未来通信的话）。处理模块24可以被配置成：如果不满足检查准则，则向另外的无线通信设备传输响应。因此，该方法可以包括：如果不满足检查准则，则向另外的无线通信设备传输258响应。该响应可以包括关于要用于未来通信的可替代通信模式的信息。同样，关于可替代通信的信息可以包括可替代通信模式的指示符。
与上面内容类似，处理模块可以被配置成选择可替代通信模式。例如，处理模块24可以被配置成：基于信道的扩展函数来选择用于未来通信的可替代通信模式。因此，该方法可以包括：基于信道的扩展函数来选择257用于未来通信的可替代通信模式。
通常，这两个无线通信设备可以配置成：传输和接收关于要针对无线通信设备与另外的无线通信设备之间的未来通信而选择的（可替代）通信模式的信息，并且取决于哪个无线通信设备发起了协商来使用适当的功能。处理模块24可以被配置成：例如在关于通信模式的信息所指示的时间点处，基于关于通信模式的所传输和/或接收的信息来改变通信的通信模式。因此，该方法可以包括：基于关于通信模式的所传输和/或接收的信息来改变通信的通信模式。
在下文中，讨论了信道估计、均衡化、以及由脉冲和网格不匹配引起的保留在OTFS收发器结构中的自干扰。特别地，示出了作为二维解卷积的均衡化与作为扭曲卷积而给出的真实信道映射之间的链接。特别地，扭曲卷积与常规2D解卷积之间的差异可以等同于自干扰。
在实施例中，可以量化自干扰的影响。为了揭示脉冲和网格不匹配在自干扰方面的影响，可以将（13）中的内积重写并且分别计算。在本申请的上下文中，
Figure 209706DEST_PATH_IMAGE050
可以表示下转换并且传递到滤波器组值，并且
Figure 758499DEST_PATH_IMAGE051
可以表示共轭转置。替换
Figure 33491DEST_PATH_IMAGE052
，得到：
Figure 300524DEST_PATH_IMAGE053
其中
Figure 233845DEST_PATH_IMAGE054
是跨歧义函数（cross-ambiguity function）。利用匹配的脉冲成形，希望“逼近”：
Figure 902724DEST_PATH_IMAGE055
。
对于所有值，
Figure 302612DEST_PATH_IMAGE056
，其中U是时间-频率偏移的集合，并且其中
Figure 791363DEST_PATH_IMAGE057
。在非正式水平上，这将意味着自干扰项
Figure 793954DEST_PATH_IMAGE058
的预期功率
Figure 301027DEST_PATH_IMAGE059
（通过数据符号和信道实现取得的）可能消失（即变小），该自干扰项
Figure 465292DEST_PATH_IMAGE058
可以定义为：
Figure 706918DEST_PATH_IMAGE060
。
然而，由于这种“理想化”脉冲g和γ使得对于所有
Figure 185304DEST_PATH_IMAGE061
，
Figure 563195DEST_PATH_IMAGE062
，考虑到上述情况可能不存在，因此
Figure 163941DEST_PATH_IMAGE063
可能始终是非零的。匹配的脉冲成形的想法是然后控制预期的自干扰功率。因此，可以在系统模型中明确地考虑自干扰
Figure 627283DEST_PATH_IMAGE058
，从而得出：
Figure 158628DEST_PATH_IMAGE064
其中
Figure 656605DEST_PATH_IMAGE065
（信道），并且其中向量
Figure 162673DEST_PATH_IMAGE066
可以利用分量
Figure 316574DEST_PATH_IMAGE067
来定义。
将F s 应用于（17）可能指示：在第一阶（直到推论）中，该信道充当2D卷积，这是由于：
Figure 199079DEST_PATH_IMAGE068
并且时间-频率平面上的逐点乘法是延迟-多普勒平面上的（圆形）2D卷积：
Figure 551563DEST_PATH_IMAGE069
。
实施例可以提供延迟-多普勒信道估计。可以估计在DD域中具有由发射器发送的导频的信道。为此，可以将F s -1应用于保护区域的一半，在其中，获得了信道脉冲响应（CIR）（例如，参见P. Raviteja，K.等人的“Embedded pilot-aided channel estimation forOTFS in delay-Doppler channels”）：
Figure 228532DEST_PATH_IMAGE070
对于所有，
Figure 853417DEST_PATH_IMAGE071
。图1在黑色虚线框中突出显示了用于信道估计的符号（即，导频符号110和保护符号120的子集）。
至少一些实施例包括时间-频率均衡化。在一些概念中，计算上可行的均衡器可能会遭受不匹配的时间-频率网格的影响。可以利用信道的延迟和多普勒扩展与Gabor合成和分析脉冲的完美网格匹配和脉冲成形来实现奇偶校验。通过引入网格匹配，可以改进均衡化性能，并且因此可以实现更高的OTFS分集。然而，评估已经表明：为了改进性能，不仅可以通过网格匹配，而且还可以进一步对交叉项进行补偿。
针对信道均衡化，与最大似然估计（MLE）均衡器相比，线性均衡器由于其较低的复杂度而可能受到青睐。尽管MLE享受了增加的分集，但是在某些情况下，线性均衡器也可以实现与MLE相同的分集增益，例如在非奇异卷积的情况下。然而，在T. Zemen等人的“Low-complexity equalization for orthogonal time and frequency signaling（OTFS）”中，已经观察到的是：通常，当在TF域中使用共同的最小均方误差（MMSE）均衡化时，无法获得完整的OTFS分集，并且然后需要进行MLE解码。在另一方面，用于OTFS的MLE或干扰消除技术可能是复杂的，并且还需要对串扰信道系数的准确估计。
为了在适中的复杂度下获得足够的性能以用于实际实现，至少一些实施例可以使用在粗略水平上控制自干扰的移动性模式，并且使用MMSE均衡化来计及剩余的自干扰功率。详细地，可以利用在（20）中获得的所估计的信道、通过TF域中的MMSE均衡化来对接收到的帧（17）进行均衡化：
Figure 539613DEST_PATH_IMAGE072
其中σ 2是接收器处的噪声的平方标准差。例如，I可以由
Figure 746604DEST_PATH_IMAGE073
来定义。
为了估计以上预期，可以确定在校准阶段中的估计误差和自干扰的功率的经验均值。该确定性值可以用于图3a、3b以及4a至4d的数值结果。最后，可以在DD域中用（5）来接收经均衡化的帧。
Figure 860053DEST_PATH_IMAGE074
。
为了获得与MLE相同的分集增益，至少一些实施例可以将共同的MMSE均衡器扩充一个项以补偿由信道交叉项引起的自干扰。因此，可以使用接收到的导频在接收器处（即，由处理模块）确定交叉项干扰（即，自干扰），并且可以基于（一个或多个）导频和保护符号的知识在延迟-多普勒域中确定补偿项。换言之，处理模块24可以被配置成：对接收到的数据帧执行均衡化。因此，该方法可以包括：对接收到的数据帧执行260均衡化。可以使用最小均方均衡器来执行均衡化（例如，参见等式21）。最小均方均衡器可以包括用以补偿自干扰（例如，等式21的
Figure 722967DEST_PATH_IMAGE075
或
Figure 947275DEST_PATH_IMAGE076
）的项。在接收器处，可以使用导频集合
Figure 274351DEST_PATH_IMAGE077
的先验知识、以及接收器噪声的平方标准差来计算用以补偿自干扰的项。可以通过误差（或其他规范）的L2范数最小化来计算用以补偿自干扰的项。例如，可以使用以下等式来计算用以补偿自干扰的项（例如，用于在等式21中使用）：
Figure 558702DEST_PATH_IMAGE078
其中针对最低项的I是使用L2范数最小化而获得的。换言之，可以在针对I（以及采用延迟-多普勒表示的对应的经均衡化的接收信号
Figure 892600DEST_PATH_IMAGE079
）的值的范围内计算以上等式，以获得针对其抑制了自干扰的值。例如，等式21可以用于计算
Figure 920599DEST_PATH_IMAGE080
的值。此外，可以估计该补偿因子（通过选择要针对其执行最小化的I的适当值），并且可以针对未来预测该补偿因子，以便加速并且简化该过程。
换言之，处理模块24可以被配置成使用先前接收到的数据帧来确定用以补偿自干扰的项。因此，该方法可以包括使用先前接收到的数据帧来确定262用以补偿自干扰的项。例如，如上所指出，可以在先前接收到的数据帧上尝试用以补偿自干扰的项的不同值的范围，并且可以基于表现最好（例如，如均衡化的结果所指示）的值来选择用以补偿自干扰的项。这可以基于延迟-多普勒平面中的保护符号和导频来完成。例如，可以使用先前接收到的数据帧的多个保护符号的子集以及可选地导频符号来确定用以补偿自干扰的项。换言之，处理模块24可以被配置成通过如下方式来确定用以补偿自干扰的项：使用针对用以补偿自干扰的项的多个值来执行均衡化；对使用该多个值执行的均衡化的结果的质量进行评估（例如，针对保护符号而获得的值的总和与零的偏差）；以及基于该评估来选择该多个值中的针对用以补偿自干扰的项的值（例如，通过挑选产生了针对保护符号而获得的值的最低总和的用以补偿自干扰的项）。例如，如先前所示，可能（仅）针对延迟-多普勒平面中的保护和导频符号来执行SFFT。如果假设保护符号产生了零（如果针对其校正了自干扰），则可以将与零的偏差用作最小化准则。因此，可以通过如下方式来确定262用以补偿自干扰的项：使用针对用以补偿自干扰的项的多个值来执行260均衡化；对使用该多个值执行的均衡化的结果的质量进行评估264；以及基于该评估来选择266该多个值中的针对用以补偿自干扰的项的值。
更详细地，可以从具有延迟维度和多普勒维度的延迟-多普勒平面中的二维网格中导出二维时间-频率网格。处理模块24可以被配置成对接收到的数据帧执行辛傅里叶变换（例如，基于经均衡化的数据帧，该数据帧是使用用以补偿自干扰的项的值的范围值来均衡化的）。因此，该方法可以包括对接收到的数据帧执行234辛傅里叶变换。可以（仅）针对延迟-多普勒平面中的二维网格上与该多个保护符号的子集相对应的点（以及可选地针对延迟-多普勒平面中的二维网格上与导频符号相对应的点）来执行辛傅里叶变换。处理模块可以被配置成基于辛傅里叶变换的结果来确定用以补偿自干扰的项。因此，该方法可以包括基于辛傅里叶变换的结果来确定262用以补偿自干扰的项。例如，SFFT的结果可以用于评估均衡化的结果的质量。换言之，SFFT的结果可以示出用以补偿自干扰的项的质量。
不必要针对每个帧都计算该补偿因子（即，用以补偿自干扰的项的补偿因子）的计算。在若干个帧之后更新它可能就足够了。换言之，处理模块24可以被配置成周期性地更新用以补偿自干扰的项。因此，该方法可以包括周期性地更新268用以补偿自干扰的项。例如，可能会最多每一秒（或每三秒、每四秒、每n秒）的数据帧来更新用以补偿自干扰的项。可替代地，如果均衡化的质量恶化（太多），则可能会更新用以补偿自干扰的项。例如，处理模块24可以被配置成：如果接收到的数据帧的误码率超过阈值，则更新用以补偿自干扰的项。因此，该方法可以包括：如果接收到的数据帧的误码率超过阈值，则更新268用以补偿自干扰的项。
此外，可能会将补偿项发送回到发射器。例如，处理模块24可以被配置成：向另外的无线通信设备传输关于用以补偿自干扰的项的信息。因此，该方法可以包括：向另外的无线通信设备传输269关于用以补偿自干扰的项的信息。例如，关于用以补偿自干扰的项的信息可以包括：用以补偿自干扰的项的数值、或可用于计算用以补偿另外的无线通信设备处的自干扰的项的一个或多个分量值。
收发器模块22可以被实现为用于收发（即，接收和/或传输等）的任何部件、一个或多个收发器单元、一个或多个收发器设备，并且它可以包括典型的接收器和/或发射器组件，诸如以下各项的组中的一个或多个元素：一个或多个低噪声放大器（LNA）、一个或多个功率放大器（PA）、一个或多个滤波器或滤波器电路、一个或多个天线共用器（diplexer）、一个或多个双工器（duplexer）、一个或多个模数转换器（A/D）、一个或多个数模转换器（D/A）、一个或多个调制器或解调器、一个或多个混频器、一个或多个天线等。在一些实施例中，处理模块24可以提供可在收发器模块中找到的一些功能。例如，处理模块24可以是收发器模块22的处理模块，并且可以包括一个或多个滤波器或滤波器电路和/或一个或多个调制器或解调器。
在实施例中，处理模块24可以使用一个或多个处理单元、一个或多个处理设备、用于处理的任何部件（诸如处理器、计算机、或利用相应适配的软件而可操作的可编程硬件组件）来实现。换言之，处理模块24的所描述的功能也可以用软件来实现，该软件然后在一个或多个可编程硬件组件上执行。这种硬件组件可以包括通用处理器、数字信号处理器（DSP）、微控制器等等。
在下文中，利用不同配置的数值结果示出了对移动性模式的评估。可以示出针对网格和脉冲匹配使用不同的移动性模式的方法。这些移动性模式的目标可以是逼近（15）中的良好近似（与相等性（equality）的小偏差），并且因此减少自干扰。当所有系统参数（诸如，网格和脉冲）与如（1）中陈述的信道的延迟和多普勒扩展相匹配时，可以实现这一点。为了应对不同的信道条件，即不同的延迟和多普勒扩展，研究了五个移动性模式。可以根据方案来选择移动性模式，其中时间分辨率（N个符号）越高则频域分辨率（M个子载波）越少是适用的，并且反之亦然。图3a的模式I（在所有维度中，均为64个点）表示针对相等的时间和频率分辨率的情况。当在Gabor滤波器组处分别使用高斯或矩形脉冲时，它可以被称为G模式或R模式。
图3a和3b示出了这些移动性模式，并且指示在哪个SNR（信噪比）水平下，某个BER（误码率）阈值被超过。图3a示出了针对移动性模式I至V超过BER＝10-2的阈值所需的SNR，图3b示出了针对移动性模式I至V超过BER＝10-3的阈值所需的SNR。这些阈值可以用于触发信道编码。为了评估BER曲线，可以考虑两个阈值。首先，在图3a中，示出了超过10-2比特的BER阈值所需要的SNR。其次，在图3b中，探讨了针对10-3比特的较低BER阈值所需的SNR。因此，图3a和3b分别描绘了第一和第二BER阈值。在图3a和3b中，针对如下三种场景示出了超过BER阈值所需的SNR：10 km/h下的车辆到基础设施（V2I）（参考标记310）；190 km/h下的V2I（参考标记320）；以及200 km/h下的车辆到车辆（V2V）（参考标记330）。这些值是针对五种模式（I至V）以及矩形和高斯脉冲而示出的。移动性模式I具有64的N和64的M（N是符号的数量，即时间-频率平面的时间维度中的点的数量，M是子载波的数量，即时间-频率平面的频率维度中的点的数量）。移动性模式II具有256的N和16的M。移动性模式III具有16的N和256的M。移动性模式IV具有1024的N和4的M。移动性模式V具有4的N和1024的M。如图3a中所示，为了实现10-2的BET，针对10 km/h下的V2I（310）的最佳结果在移动性模式III和高斯脉冲下被找到（10.6 dB），针对190 km/h下的V2I（320）的最佳结果在移动性模式I和高斯脉冲下被找到（8.8 dB），并且针对200 km/h下的V2V（330）的最佳结果在移动性模式I或II和高斯脉冲下被找到（7.7 dB）。如图3b中所示，为了实现10-3的BET，针对10 km/h下的V2I（310）的最佳结果在移动性模式V和高斯脉冲下被找到（18.1 dB），并且针对200 km/h下的V2V（330）的最佳结果在移动性模式II和高斯脉冲下被找到（12.9 dB）。图3c总结了用于获得数值结果的参数。
图4a至4d示出了针对不同移动性模式的三个不同车辆信道的BER曲线。（图3a和3b的）移动性模式I至V通过以下各项来参考：参考标记G-模式I（移动性模式I，高斯脉冲）、R-模式I（移动性模式I，矩形脉冲）、G-模式II（移动性模式II，高斯脉冲）等。图4a描绘了针对较低速度的车辆到基础设施（V2I）信道（10 km/h，参考标记310）。模式IV和II不超过任何BER阈值。模式III在其余模式之前达到第一BER阈值。对于较低的阈值，模式V胜过其他模式，并且还达到了最低的误差底限。
在图4b中，绘制了针对较高速度的V2I信道，其中模式IV和V不超过任何BER阈值。要注意的是，模式V针对低速度V2I信道表现良好，但是针对高速度V2I信道（190 km/h，参考标记320）并不表现良好。最佳性能是在模式I下实现的，其中在SNR为8.8dB的情况下达到了BER阈值（见图3a）。如图3b中所描绘，任何模式都未达到第二BER阈值。
V2V信道被评估为第三通信链路。图4c描绘了具有200 km/h的相对速度的高速度V2V信道（附图标记330）。在这里，模式I和II两者胜过其他移动性模式，并且在SNR为7.7dB的情况下超过了第一BER阈值（见图3a）。模式II首先达到第二BER阈值，模式II提供了最低的误差底限。
在图4d中，与理想信道估计（V2V，200 km/h的相对速度，参考标记330）相比较地描绘了模式II。可以观察到的是，即使选择了最佳移动性模式，仍然存在自干扰和估计误差，可以利用更高级的信道估计和均衡化来补偿该自干扰和估计误差。
从脉冲形多载波方案（也被称为Weyl Heisenberg或Gabor信令）的经典视角、在使用辛傅里叶变换的额外扩展的情况下引入了OTFS调制。在针对脉冲和网格匹配选择了适当的移动性模式的情况下，可以减少双散射信道中固有的自干扰水平，并且因此减少了用以支持某些类型的信道编码所需的目标BER阈值的操作点。可以得出的是，通过引入移动性模式，可以改进用于实现经调整的2D解卷积的低复杂度均衡器的系统性能，而不是处理完全扭曲的卷积。针对每个车辆信道，不同的移动性模式可能胜过其他模式，并且利用更准确的信道知识可以改进效果。针对瞬时干扰水平来调整均衡器可以提供移动性模式的进一步增益。
与先前详述的示例和附图中的一个或多个一起提到和描述的各方面和特征也可以与一个或多个其他示例组合，以便替代其他示例的相似特征或以便附加地将该特征引入到其他示例。
示例进一步可以是或者涉及具有程序代码的计算机程序，该程序代码用于当在计算机或处理器上执行计算机程序时执行以上方法中的一个或多个。各种上面描述的方法的步骤、操作或过程可以由经编程的计算机或处理器来执行。示例也可以覆盖程序存储设备，诸如数字数据存储介质，其是机器、处理器或计算机可读的，并且对指令的机器可执行、处理器可执行或计算机可执行程序进行编码。指令执行或导致执行上面描述的方法的动作中的一些或全部。程序存储设备可以包括或者是例如数字存储器、磁性存储介质，诸如磁盘和磁带、硬盘驱动器或光学可读数字数据存储介质。进一步的示例还可以覆盖被编程以执行上面描述的方法的动作的计算机、处理器或控制单元，或者被编程以执行上面描述的方法的动作的（现场）可编程逻辑阵列（（F）PLA）或（现场）可编程门阵列（（F）PGA）。
该描述和附图仅仅说明了本公开的原理。此外，在本文中记载的所有示例主要旨在明确地仅用于说明性目的，以帮助读者理解本公开的原理和（一个或多个）发明人为促进现有技术所贡献的概念。本文中记载本公开的原理、方面和示例的所有陈述以及其具体示例旨在涵盖其等同物。
被表示为执行某个功能的“用于......的部件”的功能块可以指代被配置成执行某个功能的电路。因此，“用于某件事情的部件”可以被实现为“被配置成或适合于某件事情的部件”，诸如被配置成或适合于相应任务的设备或电路。
包括被标记为“部件”、“用于提供信号的部件”、“用于生成信号的部件”等的任何功能块的、在附图中示出的各种元件的功能可以以专用硬件（诸如“信号提供器”、“信号处理单元”、“处理器”、“控制器”等）、以及能够与适当软件相关联地执行软件的硬件的形式来实现。当由处理器提供功能时，所述功能可以由单个专用处理器、由单个共享处理器或由多个单独的处理器（其中的一些或全部可以被共享）来提供。然而，术语“处理器”或“控制器”到目前为止并不限于仅仅能够执行软件的硬件，而是可以包括数字信号处理器（DSP）硬件、网络处理器、专用集成电路（ASIC）、现场可编程门阵列（FPGA）、用于存储软件的只读存储器（ROM）、随机存取存储器（RAM）和非易失性存储装置。还可以包括常规和/或定制的其他硬件。
框图例如可以图示实现本公开的原理的高级电路图。类似地，流程图、流程示图、状态转换图、伪代码等等可以表示各种过程、操作或步骤，该过程、操作或步骤可以例如大体上被表示在计算机可读介质中并且由计算机或处理器这样执行，无论这种计算机或处理器是否被明确示出。在本说明书或在权利要求中公开的方法可以由具有用于执行这些方法的每一个相应动作的部件的设备来实现。
应当理解的是，在本说明书或权利要求中公开的多个动作、过程、操作、步骤或功能的公开可以不被解释为在具体的次序内，除非例如由于技术原因而另行明确地或隐含地声明。因此，多个动作或功能的公开将不把这些限制于特定次序，除非这种动作或功能由于技术原因而不可互换。此外，在一些示例中，单个动作、功能、过程、操作、或步骤可以分别包括或者可以分解成多个子动作、子功能、子过程、子操作或子步骤。除非明确地排除，否则这种子动作可以被包括在该单个动作中并且可以是该单个动作的公开的部分。
此外，所附权利要求在此结合到具体实施方式中，其中每个权利要求可以独立作为单独的示例。虽然每个权利要求可以独立作为单独的示例，但是要注意的是：尽管从属权利要求在权利要求书中可以指代与一个或多个其他权利要求的特定组合，但是其他示例也可以包括该从属权利要求与每个其他从属或独立权利要求的主题的组合。本文中明确提出了这种组合，除非声明特定组合不是所意图的。此外，意图将权利要求的特征也包括到任何其他独立权利要求中，即使该权利要求不直接从属于该独立权利要求。

Claims (15)

1.一种用于无线通信设备（200；200a）的装置（20），所述装置包括：
收发器模块（22），用于传输和接收无线传输；以及
处理模块（24），其被配置成：
控制收发器模块（22），
经由收发器模块（22）与另外的无线通信设备进行通信，
其中与另外的无线通信设备的通信基于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的数据帧的传输，
其中每个数据帧基于具有时间维度分辨率和频率维度分辨率的时间-频率平面中的二维网格，
其中处理模块（24）被配置成：从多个通信模式中选择通信模式以用于无线通信设备与无线通信设备之间的通信，其中通信模式定义了时间-频率平面中的二维网格的频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合，
其中处理模块（24）被配置成：基于所述多个通信模式的所估计的自干扰来从所述多个通信模式中选择通信模式。
2.根据权利要求1所述的装置，其中处理模块（24）被配置成使用先前接收到的数据帧来估计自干扰。
3.根据权利要求1所述的装置，其中每个数据帧包括导频符号，其中处理模块（24）被配置成使用先前接收到的数据帧的导频符号来估计自干扰。
4.根据权利要求3所述的装置，其中处理模块（24）被配置成基于先前接收到的数据帧的导频符号来确定用于通信的信道的扩展函数。
5.根据权利要求4所述的装置，其中处理模块（24）被配置成基于信道的扩展函数来选择通信模式。
6.根据权利要求4所述的装置，其中二维时间-频率网格是从具有延迟维度和多普勒维度的延迟-多普勒平面中的二维网格中导出的，其中每个数据帧在延迟-多普勒平面中的二维网格上包括多个保护符号，所述多个保护符号围绕导频符号，其中处理模块（24）被配置成：对接收到的数据帧执行逆辛傅里叶变换，其中针对延迟-多普勒平面中的二维网格上与导频符号和所述多个保护符号的子集相对应的点执行逆辛傅里叶变换；以及使用逆辛傅里叶变换的结果来确定扩展函数。
7.根据权利要求1所述的装置，其中处理模块（24）被配置成：基于用于通信的信道的延迟扩展、以及基于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的相对速度来选择通信模式。
8.根据权利要求7所述的装置，其中处理模块（24）被配置成进一步基于频谱效率、基于带宽以及基于通信的载波频率来选择通信模式。
9.根据权利要求1所述的装置，其中所述多个通信模式是预定义的通信模式集合。
10.根据权利要求1所述的装置，其中无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信包括在无线通信设备与另外的无线通信设备之间传输的多个数据帧，其中处理模块（24）被配置成在无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信期间改变通信模式。
11.根据权利要求10所述的装置，其中处理模块（24）被配置成：初始地使用所述多个通信模式中的默认通信模式，以用于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的通信。
12.根据权利要求1所述的装置，其中二维时间-频率网格是从具有延迟维度和多普勒维度的延迟-多普勒平面中的二维网格中导出的，
和/或其中所述数据帧是正交时频扩展数据帧。
13.一种无线通信设备（200；200a），包括根据权利要求1至12中任一项所述的装置。
14.一种用于无线通信设备（200；200a）的方法，所述方法包括：
与另外的无线通信设备进行通信（210），
其中与另外的无线通信设备的通信基于无线通信设备与另外的无线通信设备之间的数据帧的传输，
其中每个数据帧基于具有时间维度分辨率和频率维度分辨率的时间-频率平面中的二维网格；以及
从多个通信模式中选择（220）通信模式以用于无线通信设备与无线通信设备之间的通信，其中通信模式定义了时间-频率平面中的二维网格的频率维度分辨率和时间维度分辨率的组合，
其中基于所述多个通信模式的所估计的自干扰来从所述多个通信模式中选择通信模式。
15.一种具有程序代码的计算机程序，所述程序代码用于当在计算机、处理器或可编程硬件组件上执行所述计算机程序时执行根据权利要求14所述的方法。
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