CN112713666A - 基于共享能量通道的双频双负载多中继mc-wpt系统 - Google Patents

基于共享能量通道的双频双负载多中继mc-wpt系统 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种基于共享能量通道的双频双负载多中继MC‑WPT系统，其特征在于：通过双频逆变器生成第一目标频率信号和第二目标频率信号，能量发射线圈依次利用至少两个中继线圈将第一目标频率信号和第二目标频率信号共同传递至能量接收线圈，第一副边补偿电路用于传递第一目标频率信号至第一整流滤波电路，第二副边补偿电路用于传递第二目标频率信号至第二整流滤波电路。其效果是：双频逆变器用于两个能量通道的能量传输，接收端补偿网络具有两个能量传输通道，相互抑制，有效减小来自非目标频率的交叉干扰，可以应用于两个负载同时恒压或恒流供能；能够有效适应于高压输电线路上的在线监测应用需求，保证了高压侧和低压侧之间的电气隔离。

Description

基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统
技术领域
本发明涉及无线电能传输技术，具体涉及一种基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统。
背景技术
无线电能传输技术是一种综合利用电力电子技术和现代控制理论并通过磁场、电场等载体来实现电能从电源/电池以非电气接触的方式传递到负载的技术，其具有安全、可靠、灵活等优点。该技术被广泛应用于生物医学植入设备、智能手机、电动汽车等领域。
安装在高压输电线路上的在线监测设备是智能电网的重要组成部分之一。监测设备通过对温度、湿度、风速、杆塔倾斜、覆冰等参数进行实时监测和分析，提供线路异常状况的预警。在线监测设备24小时全天候运行需要可靠和稳定的低压直流电源。目前，风能、太阳能等清洁能源和蓄电池被用于为高压输电线路在线监测设备供电。风能和太阳能都是不稳定的，会受到天气和地理位置因素影响；而蓄电池寿命短，更换不方便，耗时且维护成本高，电池中的重金属元素会污染环境，因此，在线监测设备供电方式研究越来越受到国内外研究人员的关注。
发明内容
基于上述需求，本发明的目的在于提出一种基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统，能够满足高压输电线路在线监测设备不同负载的供电需求。
为了实现上述目的，本发明所采用的技术方案如下：
一种基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统，其关键在于：包括能量发射端、至少两个中继端、能量接收端；
所述能量发射端包括双频逆变器、能量发射线圈和原边补偿电路；
所述中继端包括中继线圈和中继补偿电路；
所述能量接收端包括能量接收线圈和同时连接在所述能量接收线圈上的第一能量接收通道和第二能量接收通道，所述第一能量接收通道包括第一副边补偿电路和第一整流滤波电路，所述第二能量接收通道包括第二副边补偿电路和第二整流滤波电路；
所述双频逆变器用于生成第一目标频率信号和第二目标频率信号，所述能量发射线圈依次利用至少两个中继线圈将所述第一目标频率信号和所述第二目标频率信号共同传递至所述能量接收线圈，所述第一副边补偿电路用于传递第一目标频率信号至所述第一整流滤波电路，所述第二副边补偿电路用于传递第二目标频率信号至所述第二整流滤波电路。
可选地，所述第一副边补偿电路包括第一带阻滤波器和第一副边谐振电容；所述第二副边补偿电路包括第二带阻滤波器和第二副边谐振电容。
可选地，所述双频逆变器为全桥逆变器，该全桥逆变器第一桥臂中的开关元件按照第一目标频率f1进行切换控制，该全桥逆变器第二桥臂中的开关元件按照第二目标频率f2进行切换控制。
可选地，所述原边补偿电路为原边补偿电容，并与所述能量发射线圈构成原边串联谐振回路；所述中继补偿电路为中继补偿电容，并与所述中继线圈构成中继串联谐振回路。
可选地，所述原边串联谐振回路与所述中继串联谐振回路的谐振频率相同。
可选地，所述原边串联谐振回路与所述中继串联谐振回路中的线圈几何结构均相同，且相邻两个线圈的间距也相同。
可选地，该系统应用于高压输电线路在线监测设备上，在高压输电线路与在线监测设备之间通过绝缘子连接，所述能量发射线圈位于高压输电线路一侧的绝缘连接柱上，所述能量接收线圈位于在线监测设备一侧的绝缘连接柱，所述至少两个中继线圈等间隔设置在绝缘子的每个伞裙上。
可选地，所述双频逆变器的前端设置有磁场能量收集装置和AC/DC变换器，所述磁场能量收集装置从所述高压输电线路上获取能量信号，并通过AC/DC变换器转换为直流电源作为所述双频逆变器的输入电源。
可选地，所述第一目标频率信号和所述第二目标频率信号所采用的工作频率为系统负载不相关输出电压频率或系统负载不相关输出电流频率，且二者互不相等。
可选地，所述第一整流滤波电路的输出端连接有第一在线监测设备，所述第二整流滤波电路的输出端连接有第二在线监测设备。
本发明的效果是：
(1)引入双频逆变器用于两个能量通道的能量传输，接收端补偿网络具有两个能量传输通道，相互抑制，有效减小来自非目标频率的交叉干扰，可以应用于两个负载同时供能，并且不需要额外的控制，能够实现为每个负载提供恒压供电或恒流供电；
(2)通过多中继磁耦合无线电能传输，能够有效适应于高压输电线路上的在线监测应用需求，系统无电气连接特性保证了高压侧和低压侧之间的电气隔离；
(3)能够结合CT取电技术，直接从高压输电线路上获能，可以克服不稳定天气因素的影响，不受地理位置限制，取代了大容量的蓄电池。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。
图1为本发明具体实施例的系统架构图；
图2为本发明具体实施例的电路原理图；
图3为图1中双频逆变器的切换顺序图；
图4为图2的等效电路图；
图5为图4中ZRc1和ZRc2的幅值相位图；
图6为接收端补偿网络的简化模型图；
图7为不同LRz1取值下的阻抗ZRc1与等效电容C12c1eq对比效果图；
图8为双频双负载多中继MC-WPT系统等效电路图；
图9为特征值随负载电阻变换影响效果图；
图10为输出电流随激励频率和负载电阻变化等高线填充图；
图11为输出电压随激励频率和负载电阻变化等高线填充图；
图12为归一化输出特性指标示意图；
图13为Simulink仿真系统输出随负载电阻变化折线图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明技术方案的实施例进行详细的描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，因此只作为示例，而不能以此来限制本发明的保护范围。
需要注意的是，除非另有说明，本申请使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域技术人员所理解的通常意义。
如图1、图2所示，本实施例提供一种基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统，特别是应用于高压输电线路在线监测设备上，为了实现两个不同的在线监测设备从高压输电线上直接取电，本实施例所提出的系统包括能量发射端、至少两个中继端、能量接收端，能量发射端包括双频逆变器、能量发射线圈和原边补偿电路；所述中继端包括中继线圈和中继补偿电路；所述能量接收端包括能量接收线圈和同时连接在所述能量接收线圈上的第一能量接收通道和第二能量接收通道，所述第一能量接收通道包括第一副边补偿电路和第一整流滤波电路，所述第二能量接收通道包括第二副边补偿电路和第二整流滤波电路；
从图1可以看出，在高压输电线路与两个在线监测设备(负载1和负载2)之间通过绝缘子连接，本例中绝缘子两端分别设置有绝缘连接柱，中间等间隔设置有20个伞裙，因此，所述能量发射线圈位于高压输电线路一侧的绝缘连接柱上，所述能量接收线圈位于在线监测设备一侧的绝缘连接柱，所述10个中继线圈等间隔设置在绝缘子的每个伞裙上，原边串联谐振回路与所述中继串联谐振回路中的线圈几何结构均相同，且相邻两个线圈的间距也相同，使得总传输距离D和相邻线圈间传输距离d的物理尺寸与110kV复合绝缘子FZSW-110/6相同，总传输距离D为1.1m，相邻线圈之间的传输距离d为0.1m。
为了直接从高压输电线上直接取电，本实施例中采用CT取电技术，对应的在所述双频逆变器的前端设置有磁场能量收集装置和AC/DC变换器，所述磁场能量收集装置从所述高压输电线路上获取能量信号，并通过AC/DC变换器转换为直流电源作为所述双频逆变器的输入电源。图2中V表示输入电源电压，开关管S1、S2、S3、S4组成全桥双频逆变器，S1和S3构成桥臂HB1，S2和S4构成桥臂HB2，D11、D12、D13、D14和D21、D22、D23、D24分别组成两个能量接收通道的全桥整流器，CL1和CL2为对应的滤波电容，RL1和RL2为负载电阻。RLeq1和RLeq2表示等效负载电阻，可以通过式(1)计算得到。系统总共12个线圈，L1、L2…L12和R1、R2…R12为各个线圈的自感和线圈内阻，Mi_j表示线圈i和线圈j的互感。
在本实施例中，原边补偿电路为原边补偿电容，并与能量发射线圈构成原边串联谐振回路；中继补偿电路为中继补偿电容，并与中继线圈构成中继串联谐振回路。从图2可以看出，每个线圈(L1…L11)分别与对应的补偿电容C1…C11串联，根据式(2)，原边串联谐振回路与10个中继串联谐振回路的谐振频率均相同。第一副边补偿电路包括第一带阻滤波器和第一副边谐振电容；所述第二副边补偿电路包括第二带阻滤波器和第二副边谐振电容，第一带阻滤波器由电感LRz1和电容CRz1并联而成，第一副边谐振电容为图中电容C12c1，第二带阻滤波器由电感LRz2和电容CRz2并联而成，第二副边谐振电容为图中电容C12c2，各个元件参数满足公式(3)和公式(4)所列关系，其中，ω0为电路谐振频率，ω1为第一能量接收通道的工作频率，ω2为第二能量接收通道的工作频率，一般情况下，ω0、ω1和ω2互不相等。
Figure BDA0002895544630000061
Figure BDA0002895544630000062
Figure BDA0002895544630000063
Figure BDA0002895544630000064
在上述系统中，所述双频逆变器用于生成第一目标频率信号和第二目标频率信号，通过引入两个工作频率f1和f2，为两个能量通道提供针对性的负载不相关恒压或恒流输出特性，具体实施时，第一桥臂中的开关元件按照第一目标频率f1进行切换控制，第二桥臂中的开关元件按照第二目标频率f2进行切换控制，图3给出了双频逆变器所有开关的驱动信号，T1和T2分别表示对应于f1和f2的切换周期。能量发射线圈依次利用10个中继线圈将所述第一目标频率信号和所述第二目标频率信号共同传递至所述能量接收线圈，所述第一副边补偿电路用于传递第一目标频率信号至所述第一整流滤波电路，所述第二副边补偿电路用于传递第二目标频率信号至所述第二整流滤波电路，在第一整流滤波电路的输出端连接有第一在线监测设备(对应图1中负载1)，所述第二整流滤波电路的输出端连接有第二在线监测设备(对应图1中负载2)。
由于该系统的线性部分具有较好的低通滤波性能，逆变器输出高次谐波可以忽略。基于基本谐波分析法(fundamental harmonic analysis,FHA)，根据傅里叶变换可得u1和u2的表达式如式(5)所示，u1和u2的工作频率分别为ω1和ω2。能量通道1和能量通道2的接收端等效电路图如图4所示。
Figure BDA0002895544630000071
此时已将系统简化为线性电路，满足齐次性和可加性，因此首先分析激励u1，将u2代之以短路。ZRc1和ZRc2分别代表通道1和通道2的接收端补偿网络阻抗。ZRc1和ZRc2的幅值相位如图5所示。从图中可以看出，在u1的激励下，ZRc2的阻抗幅值趋近于无穷大，因此可以视为开路。同理可得，在u2的激励下，ZRc1的阻抗幅值同样趋近于无穷，可以视为开路。此时，u1和u2在接收端不会对另一个通道造成影响。在发射线圈和中继线圈中，由于线性电路满足可加性，两个能量通道感应电流也不会互相影响。
当C12c1、LRz1、CRz1和C12c2、LRz2、CRz2满足式(3)和式(4)时，其分别可以等效为一个单独的电容C12c1eq和C12c2eq，它们的等效电容值可由式(6)计算得到。
Figure BDA0002895544630000072
补偿网络中，带阻滤波器减小非目标频率的干扰的能力和抑制频率的带宽与参数LRz1、CRz1密切相关。根据式(3)、式(4)和式(6)，可以得到ZRc1在不同LRz1取值下的阻抗与等效电容C12c1eq对比情况如图7所示。参数设计的目标是在非目标频率f2具有足够大的阻抗，但是在其他工作频率尤其是本通道的工作频率处的阻抗应接近单独的电容C12c1eq。从图中可以看出，随着LRz1取值的减小，带阻滤波器仅仅对非目标频率f2附近产生影响，但是ZRc1在f2处的阻抗也会随之减小；当LRz1取较大值时，ZRc1在f2处的阻抗很高，对f2有很强的抑制效果，但是ZRc1在其他频率出的阻抗已经与C12c1eq有明显差异。因此，LRz1的取值应该兼顾对非目标频率的抗干扰和抑制频率的带宽，既可以抑制非目标频率，也不会对本通道的能量传输造成影响。
综上，可将如图2所示的双频双负载多中继MC-WPT系统简化为图8所示的等效电路，两个能量通道相互独立。
下面通过系统分析来进一步理解本发明的工作原理和设计构思。
根据基尔霍夫电压定律，可列写出图8中通道1等效电路本征方程如式(7)所示：
Figure BDA0002895544630000081
定义矩阵L、Rc1、Cc1分别如式(8)、式(9)、式(10)所示：
Figure BDA0002895544630000082
Figure BDA0002895544630000083
Figure BDA0002895544630000091
用上述矩阵表示的通道1等效电路本征方程如式(11)：
Figure BDA0002895544630000092
其中，ic1(t)＝[i1c1(t) i2c1(t) … i12c1(t)]T，H＝[1 0 … 0]。
式(12)为2阶矩阵多项式，矩阵Qc1(λ)的系数为标量λ的二次多项式，矩阵Qc1(λ)也被称为λ-矩阵。
Qc1(λ)＝λ2L+λRc1+Cc1 (12)
Qc1(λ)的谱定义为Λc1(Qc1)，如式(13)所示，其为Qc1(λ)的特征值的集合。特征值的实部代表衰减系数，虚部近似等于谐振频率。当LRC矩阵均为实矩阵时，特征值均为实数或两两呈共轭复数，因此24个特征值可分为12个特征值对，仅需其中12个特征值即可分析系统的输出特性。如无特别说明，下文中提到的特征值均指代某特征值对中虚部为正的特征值。
Figure BDA0002895544630000093
Xc1,Yc1表示Qc1(λ)的特征向量，xic1,yic1分别为对应于λi的右特征向量和左特征向量。
Figure BDA0002895544630000094
当矩阵L为非奇异矩阵，并且所有特征值都是简单特征值时，非齐次微分方程组的解如式(15)所示。
Figure BDA0002895544630000095
a为常数向量，与初始状态有关。通解会随着时间衰减，因此只需要关注特解。本发明将式(15)转换为：
Figure BDA0002895544630000101
同理，可以到的通道2的感应电流，如式(17)所示。
ic2(t)＝Xc2(jωE-Λc2)-1Yc2 *Hu2′(t) (17)
这样，流经每一级线圈的电流可以用式(18)表示。
i(t)＝ic1(t)+ic2(t) (18)
接下来对负载不相干输出特性进行分析，基于如图1所示的双频双负载多中继MC-WPT系统，所有线圈几何结构均相同，系统参数如表1所示。耦合机构参数由有限元仿真软件COMSOL仿真得到，线圈互感随传输距离变化曲线如表2所示。
表1系统参数
Figure BDA0002895544630000102
表2不同传输距离下互感
Figure BDA0002895544630000103
首先分析通道1。根据式(13)，负载电阻变化对通道1本征方程特征值变化如图9所示，每条点线代表对应特征值随负载电阻变化的实部和虚部变化情况，负载电阻增大的方向如图9中箭头所示。从图9(a)中可以看出，随着负载电阻的增大，其中特征值λ6的实部逐渐远大于其他特征值。从式(16)中可以看出，当某个特征值的衰减系数远大于其他特征值时，其对系统输出的影响可以忽略不计。从图9(b)中可以看出，当负载电阻趋近于0和趋近于无穷大时，特征值的虚部均趋近于某一个值。特别的，负载趋近于无穷大时，λ6的虚部趋近于0，此时系统谐振频率从12个减少为11个。本发明分别定义负载电阻为0和无穷大(开路)时的特征值的虚部为弱阻尼谐振频率ωweak和强阻尼谐振频率ωstrong，如式(24)所示。当负载电阻为0时，系统中仍存在阻尼，如线圈电阻和补偿网络电阻。
Figure BDA0002895544630000111
Figure BDA0002895544630000112
表示实数，根据式(19)定义的谐振频率，结合多中继MC-WPT系统的输出系统进行对比研究。根据式(16)，系统输出电流和输出电压随激励频率和负载电阻变化等高线填充图如图10和图11所示。横坐标表示负载电阻，纵坐标表示激励频率，颜色表示输出电流和输出电压有效值，灰度和有效值对应关系见颜色图例。在图10(b)和图11(b)中，给出了λ6和λ7对应的频率随负载电阻变化曲线。从图10(b)和图11(b)中可以看出，系统的输出特性与系统特征值关系紧密，输出电流和输出电压再特征值附近均达到极大值。然而，在实际系统中，大的输出电流和输出电压并不一定是理想的输出特性。从图10(b)中可以看出，当系统工作在204.96kHz时，即强阻尼谐振频率，系统具有较好的负载不相关输出电流特性。从图11(b)中可以看出，当系统工作在207.48kHz或202.42kHz时，系统具有较好的负载不相关输出电压特性。把工作频率从电路谐振频率ω0拓宽到170kHz到230kHz频带后，与200kHz相比系统具有了更优的输出特性。因此，不需要额外的补偿网络拓扑和交叉耦合屏蔽也可以达到类似的效果。系统具有12个线圈，因此理论上具有12个弱阻尼频率和11个强阻尼频率，即12个负载不相关输出电压频率和11个负载不相关电流频率。
由于系统具有多个负载不相关输出特性的工作频率，因此需要对这些工作频率下的输出特性进行比较，根据系统需求选择合适的工作频率。本实施例中还分别定义平均增益Gave、负载不相关指数σ和平均频率敏感指数ρ，如式(25)-式(27)所示，其中，2πf∈ωweak∪ωstrong，G代表系统输出电压或电流增益关于工作频率f和负载电阻RL的函数，σ′为相对负载不相关指数。根据这三个指标对11个强阻尼频率和12个弱阻尼频率的输出特性进行比较，负载不相关指数σ和平均频率敏感指数ρ越趋近于0，则代表负载不相关性强和频率敏感性弱，理想状况下σ和ρ均等于0。一般情况下，系统希望具有较高的平均电压或电流增益。
Figure BDA0002895544630000121
Figure BDA0002895544630000122
Figure BDA0002895544630000123
为了综合比较三种指标，本发明分别给予三种指标相同的权重，结合成一个综合指标τ，如式(23)所示。
Figure BDA0002895544630000124
其中，norm(·)表示归一化。
不同工作频率下归一化输出特性指标和综合比较图如图12所示，负载电阻RL范围为10Ω到100Ω。由于带阻滤波器的带宽限制，两个能量通道的频率不宜过于接近，综合考虑后，本实施例分别选择214.4kHz和184.8kHz作为优化后的工作频率，根据式(2)、式(3)和式(4)计算得到的补偿网络参数如表3所示：
表3补偿网络参数
Figure BDA0002895544630000131
最后，根据表1、表2和表3的参数搭建了Matlab/Simulink模型，并进行了仿真验证。单个通道负载电阻不变，另一通道负载变化下系统输出特性仿真结果如图13所示，负载电阻变化范围为10到100Ω。左侧纵坐标表示通道2输出电压U12c2，右侧纵坐标表示通道1的输出电流I12c1。图13(a)分别表示其中通道1负载电阻不变，图13(b)表示通道2负载电阻不变。
从图13(a)中可以看出，通道1输出电流在负载变化范围内基本保持恒定，当负载电阻最大时输出电流最低，约为2.8A，同时通道2输出电压几乎不变，分别维持在93V和97V左右。从图13(b)中可以看出，通道2在负载变化范围内近似恒压，当负载电阻较小时输出电压约降为80V，随着负载电阻的增大，输出电压基本维持在98V左右，同时通道1的输出电流基本几乎不变，分别维持在2.9A和2.95A左右。从仿真结果中可以看出系统实现了两个通道针对性的输出特性，通道1实现恒压输出特性，通道2实现恒流输出特性。
综上所述，按照本发明所提出的系统架构，只要第一目标频率信号和第二目标频率信号所采用的工作频率为系统负载不相关输出电压频率或系统负载不相关输出电流频率，且二者互不相等时，系统即可实现负载不相干特性输出。可以看出，本发明及具体实施例中提出了一种基于共享能量通道的双频双负载多中继磁耦合无线电能传输系统，主要贡献集中于以下几点：
1)引入双频逆变器用于两个能量通道的能量传输，接收端补偿网络具有带阻滤波器功能，能够有效减小来自非目标频率的交叉干扰。
2)基于二次特征值问题对系统进行建模分析。考虑到交叉耦合和线圈等效串联电阻，理论计算得到全部使系统具有负载不相关输出特性(恒流或恒压)的工作频率。
3)给出了三个输出特性评价指标对每个工作频率下的输出特性进行比较，分别为平均增益，负载不相关指数和平均频率敏感指数，并根据这三个指标对多个恒流和恒压工作频率进行选择。
最后需要说明的是，以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围，这样的变换均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。

Claims (10)

1.一种基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统，其特征在于：包括能量发射端、至少两个中继端、能量接收端；
所述能量发射端包括双频逆变器、能量发射线圈和原边补偿电路；
所述中继端包括中继线圈和中继补偿电路；
所述能量接收端包括能量接收线圈和同时连接在所述能量接收线圈上的第一能量接收通道和第二能量接收通道，所述第一能量接收通道包括第一副边补偿电路和第一整流滤波电路，所述第二能量接收通道包括第二副边补偿电路和第二整流滤波电路；
所述双频逆变器用于生成第一目标频率信号和第二目标频率信号，所述能量发射线圈依次利用至少两个中继线圈将所述第一目标频率信号和所述第二目标频率信号共同传递至所述能量接收线圈，所述第一副边补偿电路用于传递第一目标频率信号至所述第一整流滤波电路，所述第二副边补偿电路用于传递第二目标频率信号至所述第二整流滤波电路。
2.根据权利要求1所述的基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统，其特征在于：所述第一副边补偿电路包括第一带阻滤波器和第一副边谐振电容；所述第二副边补偿电路包括第二带阻滤波器和第二副边谐振电容。
3.根据权利要求1所述的基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统，其特征在于：所述双频逆变器为全桥逆变器，该全桥逆变器第一桥臂中的开关元件按照第一目标频率f1进行切换控制，该全桥逆变器第二桥臂中的开关元件按照第二目标频率f2进行切换控制。
4.根据权利要求1所述的基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统，其特征在于：所述原边补偿电路为原边补偿电容，并与所述能量发射线圈构成原边串联谐振回路；所述中继补偿电路为中继补偿电容，并与所述中继线圈构成中继串联谐振回路。
5.根据权利要求4所述的基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统，其特征在于：所述原边串联谐振回路与所述中继串联谐振回路的谐振频率相同。
6.根据权利要求4或5所述的基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统，其特征在于：所述原边串联谐振回路与所述中继串联谐振回路中的线圈几何结构均相同，且相邻两个线圈的间距也相同。
7.根据权利要求6所述的基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统，其特征在于：该系统应用于高压输电线路在线监测设备上，在高压输电线路与在线监测设备之间通过绝缘子连接，所述能量发射线圈位于高压输电线路一侧的绝缘连接柱上，所述能量接收线圈位于在线监测设备一侧的绝缘连接柱，所述至少两个中继线圈等间隔设置在绝缘子的每个伞裙上。
8.根据权利要求7所述的基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统，其特征在于：所述双频逆变器的前端设置有磁场能量收集装置和AC/DC变换器，所述磁场能量收集装置从所述高压输电线路上获取能量信号，并通过AC/DC变换器转换为直流电源作为所述双频逆变器的输入电源。
9.根据权利要求1或3或7或8所述的基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统，其特征在于：所述第一目标频率信号和所述第二目标频率信号所采用的工作频率为系统负载不相关输出电压频率或系统负载不相关输出电流频率，且二者互不相等。
10.根据权利要求9所述的基于共享能量通道的双频双负载多中继MC-WPT系统，其特征在于：所述第一整流滤波电路的输出端连接有第一在线监测设备，所述第二整流滤波电路的输出端连接有第二在线监测设备。
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