CN112684225A - 基于无差拍控制的低压电器试验固态负载电流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明为一种基于无差拍控制的低压电器试验固态负载电流控制方法，包括以下步骤：第一步、采集参数；第二步、采用二阶广义积分器对电网电压进行锁相；第三步、对电流发生单元采用无差拍控制；第四步、按照电感误差补偿式对电感误差进行在线补偿；第五步、利用补偿参数h调节电流发生单元的交流侧电流相位，对功率因素偏差进行补偿。该方法对电感误差进行在线补偿，以解决无差拍控制中的电感参数不匹配问题，解决了传统无差拍控制时由于控制延迟导致的控制效果差、精度低等问题；通过补偿参数调节电流发生单元交流侧电流的相位，进而保证试验时功率因数的准确性。

Description

基于无差拍控制的低压电器试验固态负载电流控制方法

技术领域

本发明涉及低压电器试验固态负载电流控制技术领域，具体为一种基于无差拍控制的低压电器试验固态负载电流控制方法。

背景技术

在对电能越来越依赖的现代社会，低压电器的产品性能及质量直接影响到供电系统的可靠性，因此低压电器试验已经成为低压电器产品在电力系统中使用及运行的前期保障。低压电器试验固态负载作为能馈型模拟负载装置，能够对电流及功率因数进行更为准确的调节。

目前，普遍采用经典PI电流控制方法对固态负载的电流进行控制，该方法的跟踪精度较低，特别在模拟非线性负荷时，数字PI控制器带宽有限，难以同时满足精度和稳定性要求。随着数字信号处理器(digital signal processor，DSP)的发展，无差拍电流控制具有易于实现和快速动态响应的特点，但该方法对于PWM变换器与负载模型有严格的要求和严重的依赖性。使用无差拍控制很容易出现控制模型与实际对象不符的问题，导致电路参数失配和控制延迟问题，同时会增加输入电流谐波，降低交流侧功率因数的准确性，甚至随着控制动作的不断加强致使控制系统不稳定。

为改善无差拍控制中控制延迟与参数失配的问题，有专家学者对电流进行预测控制，如邓志贤等(Zhixian Deng,Wensheng Song.Inductance sensitivity analysis ofmodel predictive direct current control strategies for single-phase PWMconverters[C].inProc.IEEE 2nd International Future Energy ElectronicsConference(IFEEC)，2015，pp.1-6.)通过预测第k+2个采样电流可以减轻控制延迟的影响，同时分析了电感参数的实际值和计算值之间的不匹配对系统无功功率的影响，但并未提出解决参数不匹配的方案。

综上，本申请提出一种基于无差拍控制的低压电器试验固态负载电流控制方法，通过对电感误差和功率因素进行补偿，以解决参数不匹配问题。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明拟解决的技术问题是，提供一种基于无差拍控制的低压电器试验固态负载电流控制方法。

本发明解决所述技术问题采用的技术方案：

一种基于无差拍控制的低压电器试验固态负载电流控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

第一步、采集参数；

第二步、采用二阶广义积分器对电网电压进行锁相；

第三步、对电流发生单元采用无差拍控制；

第四步、按照电感误差补偿式(25)对电感误差进行在线补偿；

L(k)＝(1+σ)L(k-1) (25)

式(25)中，σ为电流发生单元的交流侧电流的q、d轴分量的相对偏移量，L(k)为第k时刻电流发生单元交流侧的电感值，L(k-1)为第k-1时刻电流发生单元交流侧的电感值；σ通过式(24)计算得到；

式(24)中，i_sd(k)、i_sq(k)分别为第k时刻电流发生单元的交流侧电流的d轴分量和q轴分量，T_s为采样周期，ω为网侧电压的基波角频率；λ满足式(17)：

其中，PF为功率因数；

第五步、利用补偿参数h调节电流发生单元的交流侧电流相位，对功率因素偏差进行补偿；

令γ为试验允许的功率因素偏差，将其代入式(17)则有

当|i_sq|＞λ₁|i_sd|，利用步长h₁进行调节，此时h＝h₀+h₁；当λ|i_sd|＜|i_sq|＜λ₁|i_sd|，利用步长h₂进行调节，此时h＝h₀+h₂；当|i_sq|＝λ|i_sd|，不改变步长，此时h＝h₀；当λ₂|i_sd|＜|i_sq|＜λ|i_sd|，利用步长h₃进行调节，此时h＝h₀+h₃；当|i_sq|＜λ₂|i_sd|，利用步长h₄进行调节，此时h＝h₀+h₄；h₁、h₂均小于1，h₃、h₄均大于1；h₀为补偿参数h的初始值；

最后利用式(29)所示的电流发生单元的调制变量D(k)对电流发生单元的交流侧电流相位进行调节；

其中，u_s(k+1)为第k+1时刻的电网电压，L(k)为第k时刻电流发生单元交流侧的电感值，i_s(k)为第k时刻的电流发生单元的交流侧电流，u_dc为直流母线电压，i_sref(k)为第k时刻的试验给定电流；

通过上述步骤完成整个预测控制过程。

在第三步中利用二阶广义积分器中得到的电网电压的一组正交分量u_sα、u_sβ，按照式(4)对电网电压进行预测；

us(k+1)＝u_sαcosωT_s-u_sβsinωT_s (4)

其中，u_s(k+1)为第k+1时刻的电网电压。

补偿参数的初始值为1。

一种使用上述方法的低压电器试验固态负载系统，其特征在于，该系统包括测控柜和交流固态负载柜；测控柜包括工控机、数据采集卡、控制电路、试品电压采集模块和回路电流采集模块；交流固态负载柜包括电流发生单元和能量回馈单元。

所述低压电器试验固态负载系统的控制过程为：

第一步、工控机与与交流固态负载柜通讯，通过交流固态负载柜采集参数，包括电网电压、电流发生单元的交流侧电流、直流母线电压和试品触点电压；

第二步、工控机控制试品闭合，交流固态负载柜采用二阶广义积分器对电网电压进行锁相；

第三步、在试品闭合状态下，对电流发生单元采用无差拍控制；

第四步、按照电感误差补偿式对电感误差进行在线补偿；

第五步、利用补偿参数调节电流发生单元的交流侧电流相位，对功率因素偏差进行补偿；电流发生单元未损耗的能量通过能量回馈单元反馈到电网，当工控机判断试品电压超过允许的总失效次数或者允许的连续失效次数时，关断试品并停止试验。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

(1)由于设备老化和变压器直流偏置引起参数畸变等，会导致谐波的引入以及功率因数下降等问题，因此在对电流发生单元进行无差拍控制时，若电感参数采用标称值进行计算，会出现无差拍控制算法中使用的电感值(电感的标称值)与电流发生单元交流侧实际的电感值不匹配，且本发明的实验对象为低压电器试验，要求试品在试验过程中动作迅速，稳态持续时间短，且各类型低压电器试品所需试验条件不同，因此推导出针对不同低压电器(不同使用类别的接触器或不同使用类别的继电器)均适用的电感误差补偿通式，利用稳态时d、q轴电流的相对偏移量对电感误差进行在线补偿，解决了电感参数不配问题带来的谐波引入与功率因数不符合试验条件等问题。

(2)本发明使用二阶广义积分器对电网电压进行锁相，二阶广义积分器在电网频率下以二阶广义积分跟踪电压信号，同时生成虚拟轴电压，该方法能够滤除电网电压中的高频谐波分量，有效抑制电网电压谐波对锁相环的干扰，提高锁相精度。本申请利用二阶广义积分器中得到的电网电压的一组正交分量对第k+1时刻的电网电压进行预测，与传统线性外推得到预测电网电压值相比，减小了谐波的引入，同时提供了更为准确的预测电压值，改善了无差拍控制的控制延迟问题，解决了传统无差拍控制时由于控制延迟带来的控制效果差，精度低，甚至引起被控系统出现震荡等问题，使无差拍控制更易于实际工程中的数字化实现。

(3)本发明引入了补偿参数调节电流发生单元交流侧的电流相位，极大地改善了使用固态负载进行低压电器试验时功率因数不准确的情况。

(4)试验结果表明，利用本申请的无差拍控制方法具有较快的响应速度，较高的控制精度以及较好的模拟程度，能够满足试验要求，克服了传统固态负载在电流发生单元使用PI算法时存在的动态性能差，模拟精度不足，无法满足低压电器试验需求的缺陷。

(5)本申请的低压电器试验固态负载系统基于电力电子技术，电流发生单元模拟各种负载特性以完成不同类型低压电器试验，能量回馈单元实现能量的回馈；并且釆用数字化操作，测试简单灵活，实现了对多种负载特性的模拟，同时能量回馈具有绿色节能的优势，具有广泛的应用前景。

附图说明

图1为本发明实施例1的控制流程图；

图2为本发明的低压电器试验固态负载系统的结构示意图；

图3为补偿参数的调节流程图；

图中，1-工控机；2-数据采集卡；3-控制电路；4-试品电压采集模块；5-回路电流采集模块；6-试品；7-电路发生单元；8-能量回馈单元。

具体实施方式

下面结合附图和本实施例对本发明进一步说明，但并不以此作为对本申请权利要求保护范围的限定。

本发明为一种基于无差拍控制的低压电器试验固态负载电流预测控制方法(简称方法，参见图1-3)，包括以下步骤：

第一步、采集参数，包括电网电压u_s、电流发生单元的交流侧电流i_s、直流母线电压u_dc和试品触点电压u_e；

第二步，工控机控制试品闭合，第一控制器按照式(1)的二阶广义积分器的传递函数对采集得到的电网电压u_s进行锁相，得到电网电压的一组正交分量u_sα、u_sβ；

式(1)中，k为阻尼系数，ω为网侧电压的基波角频率，u_sα、u_sβ分别为电网电压的α分量和β分量，s为s域下关于t的函数；G_α(s)为以u_sα为输出、以u_s为输入的闭环传递函数，G_β(s)为以u_sβ为输出、以u_s为输入的闭环传递函数；

第三步，在试品闭合状态下，对电流发生单元采用无差拍控制；为减小无差拍控制自身存在的控制延迟问题，按照式(2)对k+2时刻的电流发生单元的交流侧电流i_s(k+2)进行预测；

式(2)中，i_s(k+1)为第k+1时刻电流发生单元的交流侧电流，T_s为采样周期，u_s(k+1)为第k+1时刻的电网电压，u_in(k+1)为第k+1时刻电流发生单元的整流器的交流侧电压，L为电流发生单元交流侧的电感；

令相邻两个控制周期中电流发生单元的交流侧电流变化相等，预测第k+2时刻电流发生单元的交流侧电流等于第k时刻的试验给定电流，即i_s(k+2)＝i_sref(k)，则电流发生单元中的调制变量D(k)按照式(3)进行表示；

式(3)中，i_s(k)为第k时刻的电流发生单元的交流侧电流；

u_s(k+1)＝u_sαcosωT_s-u_sβsinωT_s (4)

在对k+1时刻的电网电压进行预测时，如果采用当前时刻与上一时刻的电网电压值进行线性外推，会将电网电压中大量的谐波引入试验系统，导致试验精度降低，因此本实施例利用二阶广义积分器中得到的u_sα、u_sβ，按照式(4)对第k+1时刻的电网电压u_s(k+1)进行预测。

第四步，对电感误差进行在线补偿；

由于设备老化和变压器直流偏置引起参数畸变等，会导致谐波的引入以及功率因数下降等问题，因此在对电流发生单元进行无差拍控制时，若电感参数采用标称值进行计算，会出现无差拍控制算法中使用的电感值(电感的标称值)与电流发生单元交流侧实际的电感值不匹配，本申请采用对电感误差进行在线补偿，以解决无差拍控制中的电感参数不匹配问题。

电感误差在线补偿的具体步骤如下：

4-1.试品闭合状态下，经过二阶广义积分器处理得到的电网电压与电流发生单元的交流侧电流的一组正交分量在静止坐标系下按照式(5)、式(6)进行表示；

式(5)、(6)中，U_s为电网电压幅值，I_s为电流发生单元的交流侧电流幅值，

为电流发生单元的交流侧电流滞后电网电压的相位角，i_sa为电流发生单元的交流侧电流的α分量，i_sβ为电流发生单元的交流侧电流的β分量；t为试验时间；

同步旋转坐标系下的电流发生单元的交流侧电流的d、q轴分量i_sd和i_sq按照式(7)进行表示；

单相PWM整流器在同步旋转坐标系下的数学模型通过式(8)进行表示；

式(8)中，u_sd、u_sq分别为电网电压的d、q轴分量；u_ind、u_inq分别为电流发生单元的整流器交流侧电压的d、q轴分量；

由式(8)可以推导出式(9)的同步旋转坐标系下电流发生单元的交流侧电流的d、q轴分量变化率；

假设无差拍控制中使用的电感值为L_e，将其代入式(9)得到式(10)；

试品闭合状态下，低压电器试验固态负载系统达到稳态时，电流发生单元的交流侧电流的d、q轴分量的变化率为零，则式(9)经过整理后得到式(11)；

将式(11)带入式(10)，离散化后得到式(12)；

式(12)中，i_sd(k+1)为第k+1时刻电流发生单元交流侧电流的d轴分量，i_sq(k+1)为第k+1时刻电流发生单元交流侧电流的q轴分量，i_sd(k)为第k时刻电流发生单元交流侧电流的d轴分量，i_sq(k)为第k时刻电流发生单元交流侧电流的q轴分量；

由式(12)可知，电感参数不匹配将导致系统对电流发生单元下一时刻的交流侧电流的d、q轴分量的预测产生误差，最终导致电流发生单元在试品闭合状态下的交流侧电流相位出现偏差，引起功率因数不符合试验标准；

当功率因数为1时，单相PWM整流器的瞬时有功功率P和无功功率Q如式(13)所示；

当电流发生单元近似为单相PWM整流器时，功率因数PF按照式(14)进行表示；

式(14)中，S为视在功率，THD为电流发生单元的交流侧电流i_s的总谐波失真；

由于电流发生单元的交流侧电流的总谐波失真很小，因此THD²远小于1，则通过式(13)和(14)推导得出式(15)所示的功率因数PF；

式(15)表明，通过i_sd和i_sq可以推导出试品闭合时的功率因数PF，以此作为电感误差在线补偿的依据，故功率因数PF、i_sd与i_sq的关系可以按照通式(16)进行表示；

令λ满足式(17)：

将其代入式(16)得到式(18)；

i_sq＝λi_sd (18)

设

分别为一个控制周期内电流发生单元的交流侧电流d、q轴分量的参考值，则有式(19)：

假定一个控制周期内电流发生单元的交流侧电流d、q轴分量的实际值i_sd(k+1)、i_sq(k+1)均达到了各自的参考值

则有式(20)：

将式(20)代入公式(12)中，得到式(21)：

将式(21)带入到式(19)中，则功率因数PF、i_sd与i_sq的关系按照式(22)进行表示；

式(22)经过整理后，得到式(23)所示的电流发生单元的交流侧电流的q、d轴分量相互关系；

令

代入式(23)经过整理后得到式(24)，σ即为电流发生单元的交流侧电流的q、d轴分量的相对偏移量，σ通过式(24)计算得到；

电感误差补偿式如式(25)所示；

L(k)＝(1+σ)L(k-1) (25)

其中，L(k)为第k时刻电流发生单元交流侧的电感值，L(k-1)为第k-1时刻电流发生单元交流侧的电感值；

按照(25)对电感误差进行在线补偿，在每个控制周期中按照式(25)对电感值进行实时更新，实现控制目标。

第五步、利用补偿参数h对功率因素偏差进行补偿；

令γ为试验允许的功率因素偏差，将其代入式(17)则有

当|i_sq|＞λ₁|i_sd|，利用步长h₁进行调节，此时h＝h₀+h₁；当λ|i_sd|＜|i_sq|＜λ₁|i_sd|，利用步长h₂进行调节，此时h＝h₀+h₂；当|i_sq|＝λ|i_sd|，不改变步长，此时h＝h₀；当λ₂|i_sd|＜|i_sq|＜λ|i_sd|，利用步长h₃进行调节，此时h＝h₀+h₃；当|i_sq|＜λ₂|i_sd|，利用步长h₄进行调节，此时h＝h₀+h₄；h₁、h₂均小于1，h₃、h₄均大于1；h₀为补偿参数h的初始值；

最后利用式(29)所示的电流发生单元的调制变量D(k)对电流发生单元的交流侧电流相位进行调节；

其中，u_s(k+1)为第k+1时刻的电网电压，L(k)为第k时刻电流发生单元交流侧的电感值，i_s(k)为第d时刻的电流发生单元的交流侧电流，u_dc为直流母线电压，i_sref(k)为第k时刻的试验给定电流；

通过上述步骤完成整个预测控制过程。

在第三步中利用二阶广义积分器中得到的电网电压的一组正交分量u_sα、u_sβ，按照式(4)对电网电压进行预测。

u_s(k+1)＝u_sαcosωT_s-u_sβsinωT_s (4)

其中，u_s(k+1)为第k+1时刻的电网电压。

补偿参数的初始值为1。

实施例1

本实施例以HF18FZ-2Z型继电器作为试验对象，在AC-15使用类别下进行试验。AC-15使用类别下的额定电压为250V，额定电流为7A，稳态电流为1.5A；AC-15使用类别下的电寿命试验接通条件为：接通电流为10倍稳态电流，接通电压为额定电压，功率因数为0.3；AC-15使用类别下的电寿命试验分断条件为：分断电流为稳态电流，分断电压为额定电压，功率因数为0.3。

如图2为本实施例使用的低压电器试验固态负载系统的结构示意图，包括测控柜和交流固态负载柜；测控柜包括工控机1、数据采集卡2、控制电路3、试品电压采集模块4和回路电流采集模块5；交流固态负载柜包括电流发生单元7和能量回馈单元8，电流发生单元7与能量回馈单元8相连；电源与交流固态负载柜电连接；交流固态负载柜内设有第一电压采集模块、第二电压采集模块、第三电压采集模块和第一电流采集模块，用于采集参数；还设有第一控制器，用于数据处理。工控机1通过控制电路3与试品6(CJX2-1210型交流接触器)的线圈连接，对试品进行触点闭合、分断控制；工控机1与数据采集卡2相连，试品电压采集模块4采集试品触点的端电压，回路电流采集模块5采集试验电流，并将这些参数通过数据采集卡2传输至工控机1，实时显示在LabVIEW控制平台的界面上，用于观察试验是否正常；工控机1通过通信端口与电流发生单元7相连，试品6通过试品连接端口与电流发生单元7相连。

本申请的交流固态负载柜拓扑结构参见申请号为201822010678.4的中国专利，本申请的控制模型基于交流固态负载柜的拓扑结构构建。本实施例的工控机1选用研华610H型，数据采集卡2选用研华PCI-1712型、固态继电器控制电路3选用美格尔JGX-1FA型，试品电压采集模块4选用北京森社闭环霍尔电压传感器CHV-25P/600型，回路电流采集模块5选用北京森社闭环霍尔电流传感器CHB-300SF型。

本实施例使用LabVIEW环境实现，当工控机1与交流固态负载柜通讯成功时，LabVIEW控制平台的操作界面显示“通讯成功”，反之显示“通讯失败”；当通讯成功时判断试验开始，并通过LabVIEW控制平台设置交流固态负载柜的试验次数、试验频率、通断占空比、试验电压、试验电流给定、功率因数、直流母线电压等参数，通过工控机1串口将这些参数发送至交流固态负载柜。

采用本申请的方法对CJX2-1210型交流接触器进行电寿命试验，其具体步骤如下：

第一步，打开工控机1，交流固态负载柜通电，通过工控机1与交流固态负载柜通讯，当通讯成功时，LabVIEW控制平台的操作界面显示“通讯成功”，反之则显示“通讯失败”。当工控机1与交流固态负载柜通讯成功时，设置试验参数：试验频率为1800次/h、试验电压为250V、直流母线电压为400V、功率因数为0.3、试验给定电流i_sref(冲击电流为15A，冲击电流时间为250ms，稳态电流为1.5A，稳态电流时间为750ms)，前述设置完成的试验参数通过工控机1串口发送至交流固态负载柜。

为防止交流固态负载柜启动电流发生单元7时对直流母线的铝电解质电容的冲击，先通过不控整流电路对铝电解质电容进行预充电，之后点击开始试验以启动交流固态负载柜中电流发生单元7以及能量回馈单元8。

利用第一电压采集模块采集电网电压u_s，第一电流采集模块采集电流发生单元的交流侧电流i_s，第二电压采集模块采集直流母线电压u_dc，第三电压采集模块采集试品触点电压u_e；

第二步，工控机1控制试品6闭合，第一控制器按照式(1)的二阶广义积分器(SOGI)的传递函数对采集得到的电网电压u_s进行锁相，得到电网电压的一组正交分量u_sα、u_sβ；

式(1)中，k为阻尼系数，ω为网侧电压的基波角频率，u_sα、u_sβ分别为电网电压的α分量和β分量，s为s域下关于t的函数；G_α(s)为以u_sa为输出、以u_s为输入的闭环传递函数，G_β(s)为以u_sβ为输出、以u_s为输入的闭环传递函数；

第三步，在试品6闭合状态下，对电流发生单元采用无差拍控制；为减小无差拍控制自身存在的控制延迟问题，按照式(2)对k+2时刻的电流发生单元的交流侧电流i_s(k+2)进行预测；

式(2)中，i_s(k+1)为第k+1时刻电流发生单元的交流侧电流，T_s为采样周期，u_s(k+1)为第k+1时刻的电网电压，u_in(k+1)为第k+1时刻电流发生单元的整流器的交流侧电压，L为电流发生单元交流侧的电感值(实际值)；

令相邻两个控制周期中电流发生单元的交流侧电流变化相等，预测第k+2时刻电流发生单元的交流侧电流等于第k时刻的试验给定电流i_sref(k)，即i_s(k+2)＝i_sref(k)，则电流发生单元中的调制变量D按照式(3)进行表示；

式(3)中，i_s(k)为第k时刻的电流发生单元的交流侧电流；

u_s(k+1)＝u_sαcosωT_s-u_sβsinωT_s (4)

在对k+1时刻的电网电压进行预测时，如果采用当前时刻与上一时刻的电网电压值进行线性外推，会将电网电压中大量的谐波引入试验系统，导致试验精度降低，因此本实施例利用二阶广义积分器中得到的u_sα、u_sβ，按照式(4)对第k+1时刻的电网电压u_s(k+1)进行预测。

第四步，对电感误差进行在线补偿；

由于设备老化和变压器直流偏置引起参数畸变等，会导致谐波的引入以及功率因数下降等问题，因此在对电流发生单元进行无差拍控制时，若电感参数采用标称值进行计算，会出现无差拍控制算法中使用的电感值(电感的标称值)与电流发生单元交流侧实际的电感值不匹配，本申请采用对电感误差进行在线补偿，以解决无差拍控制中的电感参数不匹配问题。

电感误差在线补偿的具体步骤如下：

4-1.试品6闭合状态下，经过二阶广义积分器处理得到的电网电压与电流发生单元的交流侧电流的一组正交分量在静止坐标系下按照式(5)、式(6)进行表示；

式(5)、(6)中，U_s为电网电压幅值，I_s为电流发生单元的交流侧电流幅值，

为电流发生单元的交流侧电流滞后电网电压的相位角，i_sα为电流发生单元的交流侧电流的α分量，i_sβ为电流发生单元的交流侧电流的β分量；t为试验时间；

同步旋转坐标系下的电流发生单元的交流侧电流的d、q轴分量i_sd和i_sq按照式(7)进行表示；

单相PWM整流器在同步旋转坐标系下的数学模型通过式(8)进行表示；

式(8)中，u_sd、u_sq分别为电网电压的d、q轴分量；u_ind、u_inq分别为电流发生单元的整流器交流侧电压的d、q轴分量；

由式(8)可以推导出式(9)的同步旋转坐标系下电流发生单元的交流侧电流的d、q轴分量变化率；

假设无差拍控制算法中使用的电感值为L_e，将其代入式(9)得到式(10)；

试品闭合状态下，低压电器试验固态负载系统达到稳态时，电流发生单元的交流侧电流的d、q轴分量的变化率为零，则式(9)经过整理后得到式(11)；

将式(11)带入式(10)，离散化后得到式(12)；

式(12)中，i_sd(k+1)为第k+1时刻电流发生单元交流侧电流的d轴分量，i_sq(k+1)为第k+1时刻电流发生单元交流侧电流的q轴分量，i_sd(k)为第k时刻电流发生单元交流侧电流的d轴分量，i_sq(k)为第k时刻电流发生单元交流侧电流的q轴分量；

由式(12)可知，电感参数不匹配将导致系统对电流发生单元下一时刻的交流侧电流的d、q轴分量的预测产生误差，最终导致电流发生单元在试品6闭合状态下的交流侧电流相位出现偏差，引起功率因数不符合试验标准；

当功率因数为1时，单相PWM整流器的瞬时有功功率P和无功功率Q如式(13)所示；

当电流发生单元近似为单相PWM整流器时，功率因数PF按照式(14)进行表示；

式(14)中，S为视在功率，THD为电流发生单元的交流侧电流i_s的总谐波失真；

由于电流发生单元的交流侧电流的总谐波失真很小，因此THD²远小于1，则通过式(13)和(14)推导得出式(15)所示的功率因数PF；

式(15)表明，通过i_sd和i_sq可以推导出试品闭合时的功率因数PF，以此作为电感误差在线补偿的依据，故功率因数PF、i_sd与i_sq的关系可以按照通式(16)进行表示；

令λ满足式(17)：

将其代入式(16)得到式(18)；

i_sq＝λi_sd (18)

设

分别为一个控制周期内电流发生单元的交流侧电流d、q轴分量的参考值，则有式(19)：

假定一个控制周期内电流发生单元的交流侧电流d、q轴分量的实际值i_sd(k+1)、i_sq(k+1)均达到了各自的参考值

则有式(20)：

将式(20)代入公式(12)中，得到式(21)：

将式(21)带入到式(19)中，则功率因数PF、i_sd与i_sq的关系按照式(22)进行表示；

式(22)经过整理后，得到式(23)所示的电流发生单元的交流侧电流的q、d轴分量相互关系；

令

代入式(23)经过整理后得到式(24)，σ即为电流发生单元的交流侧电流的q、d轴分量的相对偏移量，σ通过式(24)计算得到；当功率因数PF等于0.3时，λ＝10.6，式(24)中的其余参数通过测量获取，因此可以计算得到σ的取值；

电感误差补偿式如式(25)所示；

L(k)＝(1+σ)L(k-1) (25)

其中，L(k)为第k时刻电流发生单元交流侧的电感值，L(k-1)为第k-1时刻电流发生单元交流侧的电感值；

因此，为消除电感参数不匹配问题，将σ的取值代入到式(25)中，并按照(25)对电感误差进行在线补偿，在每个控制周期中按照式(25)对电感值进行实时更新，实现控制目标。

第五步、利用补偿参数h对功率因素偏差进行补偿；

试品闭合状态下，通过对每个控制周期的功率因数进行监控，利用采用补偿参数h对电流发生单元的交流侧电流相位进行调节，进而对功率因数进行在线补偿，以减小功率因数偏差较大对低压电器试验所产生的影响。

当功率因数PF等于0.65时，在每个电网电压周期中，电流发生单元的交流侧电流的q轴与d轴分量的平均值|i_sd|与|i_sq|的关系满足式(26)；

|i_sq|＝10.6|i_sd| (26)

本实施例中试验允许的功率因素偏差γ＝0.05，则λ₁＝15.5，λ₂＝7.6，此时|i_sd|与|i_sq|的关系分别满足式(27)和(28)；

|i_sq|＝15.5|i_sd| (27)

|i_sq|＝7.6|i_sd| (28)

图3为补偿参数h的调节流程图，当|i_sq|＞15.5|i_sd|时，表明功率因数小于0.25，此时使用较大的步长h₁进行调节，此时h＝h₀+h₁，h₁小于1，以使电流发生单元的交流侧电流相位超前，从而使功率因数快速增大，以减小功率因数的误差；当15.5|i_sd|＞|i_sq|＞10.6|i_sd|时，表明功率因数大于0.3且小于0.25，此时使用较小的步长h₂进行调节，此时h＝h₀+h₂，h₂小于1，以使电流发生单元的交流侧电流相位超前，从而使功率因数增大；当|i_sq|＝10.6|i_sd|时，表明功率因数等于0.3，此时不需要改变h的值，此时h＝h₀；当10.6|i_sd|＞|i_sq|＞7.6|i_sd|时，表明功率因数大于0.3且小于0.35，此时使用较小的步长h₃，此时h＝h₀+h₃，h₃大于1，以使电流发生单元的交流侧电流相位滞后，从而使功率因数减小；当|i_sq|＜7.6|i_sd|时，表明功率因数大于0.35，此时使用较大的步长h₄，此时h＝h₀+h₄，h₄大于1，以使电流发生单元交的流侧电流相位滞后，从而使功率因数快速减小。

将补偿参数h代入到式(3)中，得到式(29)所示的电流发生单元的调制变量D(k)，并按照式(29)对电流发生单元的交流侧电流相位进行调节；

式中，h的初始值为1，即h₀的值为1。

最后，工控机1停止对试品的电流控制，通过采集得到的试品上一时刻时的电压幅值与计算得到的试验回路等效阻抗的比值，作为下一次试品闭合动作试验电流给定值的幅值，以更好地模拟试品试验中回路阻抗增大的情况；

电流发生单元7未损耗的能量通过能量回馈单元8反馈到电网，同时为保证直流母线电压的稳定，能量回馈单元8采用电压外环以控制直流母线电压值，采用电流内环控制并网电流的大小及功率因数，满足馈网电流标准，其中电压外环与电流内环均采用PI控制；

待试验结束后，点击停止试验，交流固态负载柜停止运行，等待直流母线电容放电结束，关闭交流固态负载柜。

固态负载系统在进行电寿命试验时，第三电压采集模块采集得到的试品触点电压u_e与试品触点电压门限值进行比较：当试品触点电压u_e小于触点电压门限值V_min(220*10％V)时，判断试品闭合，反之判断试品发生闭合失效；当试品触点电压u_e大于触点电压门限值V_max(220*90％V)时，判断试品分断，反之判断试品发生分断失效，当工控机1判断试品电压超过允许总失效次数为20或者允许连续失效次数为5时，关断交流接触器并停止试验，避免试品触点发生粘连导致固态负载长时间通电。

本实施例得到的模拟电流的THD值为2.32％，而传统固态负载采用PI控制时的模拟电流的THD值为5.64％，试验表明采用本申请的无差拍控制对进行电流预测控制时，谐波含量减少，电流波形模拟效果良好，响应速度较快，且功率因数为0.3左右，偏差不超过0.05，符合试验条件，具有良好的电流控制效果以及负载模拟效果。

本发明为述及之处适用于现有技术。

Claims (5)

1.一种基于无差拍控制的低压电器试验固态负载电流控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

第一步、采集参数；

第二步、采用二阶广义积分器对电网电压进行锁相；

第三步、对电流发生单元采用无差拍控制；

第四步、按照电感误差补偿式(25)对电感误差进行在线补偿；

L(k)＝(1+σ)L(k-1) (25)

式(25)中，σ为电流发生单元的交流侧电流的q、d轴分量的相对偏移量，L(k)为第k时刻电流发生单元交流侧的电感值，L(k-1)为第k-1时刻电流发生单元交流侧的电感值；σ通过式(24)计算得到；

式(24)中，i_sd(k)、i_sq(k)分别为第k时刻电流发生单元的交流侧电流的d轴分量和q轴分量，T_s为采样周期，ω为网侧电压的基波角频率；λ满足式(17)：

其中，PF为功率因数；

第五步、利用补偿参数h调节电流发生单元的交流侧电流相位，对功率因素偏差进行补偿；

令γ为试验允许的功率因素偏差，将其代入式(17)则有

当|i_sq|＞λ₁|i_sd|，利用步长h₁进行调节，此时h＝h₀+h₁；当λ|i_sd|＜|i_sq|＜λ₁|i_sd|，利用步长h₂进行调节，此时h＝h₀+h₂；当|i_sq|＝λ|i_sd|，不改变步长，此时h＝h₀；当λ₂|i_sd|＜|i_sq|＜λ|i_sd|，利用步长h₃进行调节，此时h＝h₀+h₃；当|i_sq|＜λ₂|i_sd|，利用步长h₄进行调节，此时h＝h₀+h₄；h₁、h₂均小于1，h₃、h₄均大于1；h₀为补偿参数h的初始值；

最后利用式(29)所示的电流发生单元的调制变量D(k)对电流发生单元的交流侧电流相位进行调节；

其中，u_s(k+1)为第k+1时刻的电网电压，L(k)为第k时刻电流发生单元交流侧的电感值，i_s(k)为第k时刻的电流发生单元的交流侧电流，u_dc为直流母线电压，i_sref(k)为第k时刻的试验给定电流；

通过上述步骤完成整个预测控制过程。

2.根据权利要求1所述的基于无差拍控制的低压电器试验固态负载电流控制方法，其特征在于，在第三步中利用二阶广义积分器中得到的电网电压的一组正交分量u_sα、u_sβ，按照式(4)对电网电压进行预测；

u_s(k+1)＝u_sαcosωT_s-u_sβsinωT_s (4)

其中，u_s(k+1)为第k+1时刻的电网电压。

3.根据权利要求1所述的基于无差拍控制的低压电器试验固态负载电流控制方法，其特征在于，补偿参数的初始值为1。

4.一种使用权利要求1所述方法的低压电器试验固态负载系统，其特征在于，该系统包括测控柜和交流固态负载柜；测控柜包括工控机、数据采集卡、控制电路、试品电压采集模块和回路电流采集模块；交流固态负载柜包括电流发生单元和能量回馈单元。

5.根据权利要求4所述的低压电器试验固态负载系统，其特征在于，该系统的控制过程为：

第一步、工控机与与交流固态负载柜通讯，通过交流固态负载柜采集参数，包括电网电压、电流发生单元的交流侧电流、直流母线电压和试品触点电压；

第二步、工控机控制试品闭合，交流固态负载柜采用二阶广义积分器对电网电压进行锁相；

第三步、在试品闭合状态下，对电流发生单元采用无差拍控制；

第四步、按照电感误差补偿式对电感误差进行在线补偿；

第五步、利用补偿参数调节电流发生单元的交流侧电流相位，对功率因素偏差进行补偿；电流发生单元未损耗的能量通过能量回馈单元反馈到电网，当工控机判断试品电压超过允许的总失效次数或者允许的连续失效次数时，关断试品并停止试验。

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