CN112640280A - 具有控制装置和无源频率滤波器的多相多级变流器以及用于控制多相多级装置变流器的方法 - Google Patents

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Abstract

具有控制装置和无源频率滤波器的多相多级变流器以及用于控制多相多级装置变流器的方法。本发明涉及一种多相多级变流器(MMC)，其具有相模块(210)，相模块由多个子模块(610)形成，子模块具有储能器(1020)，其中，能够作为两个子模块极(ACP1，ACP2)之间的子模块电压(UDC)来接通和断开储能器电压(Uzk)，并且其中，为了衰减连接电压(21)的高频分量，每个相模块(210)设置有无源频率滤波器(F)，其谐振频率(fr)高于数字调节器(15a)的采样频率(ft)，调节器在相应地连续的采样时间点(ti)，接通断开的子模块电压(UDC)，并且断开接通的子模块电压(UDC)。为了不引起频率滤波器(F)的谐振点的激励，提出，控制装置(15)具有控制器(15b)，其在调节器(15a)的采样间隔(Ti)内，相应地相对于由调节器(15a)接通的子模块电压(UDC)，短时间地接通断开的子模块电压(UDC)中的至少一个至少一次，并且再次将其断开。此外，本发明涉及一种用于控制多相多级变流器(MMC)的方法。

Description

具有控制装置和无源频率滤波器的多相多级变流器以及用于 控制多相多级装置变流器的方法
技术领域
本发明涉及根据权利要求1和权利要求10的前序部分的具有控制装置和无源频率滤波器的多相多级变流器以及用于控制多相多级变流器的方法。
背景技术
多相多级变流器是已知的，并且例如与三相交流供电网连接。
每个多级变流器具有多个相模块，相模块由多个串联电连接的双极子模块构成。子模块具有多个半导体开关和单极可充电的储能器，其中，半导体开关可以作为子模块电压，来接通和断开与储能器的充电程度有关的储能器电压，子模块电压相应地存在于两个子模块极之间。
借助电流传感器来测量流过多级变流器、因此流过相模块的总电流，并且借助测量互感器来测量连接电压。将所测量的电流和电压测量值传输到控制装置，控制装置包括数字调节器，数字调节器以预先给定的采样频率在各个连续的采样时间点采集连接电压与预先给定的额定电压的偏差，额定电压以额定值的形式预先给定，根据额定值来计算用于子模块的半导体开关的控制信号，并且借助控制信号来调节偏差。控制信号相应地接通和断开子模块的电压。也就是说，子模块的一部分、因此子模块电压的一部分相应地接通，并且子模块的一部分、因此子模块电压的一部分相应地不接通(或者换句话说，断开)。接通的子模块电压的总和相应地形成连接电压，即多级变流器的输出电压，多级变流器的输出电压受调节限制而在采样间隔内、即在两个直接连续的采样时间点之间的时间段内不明显地变化。在此，接通的子模块电压特别是也可以在多个采样间隔内保持接通。
为了衰减连接电压的高频分量，特别是作为LCL无源滤波器为每个相模块设置了无源频率滤波器。这种频率滤波器具有有利地高于采样频率的谐振频率。
已知无源频率滤波器可以使在开关多相多级变流器时可能出现的高频干扰极大地衰减。该优点与被非常弱地衰减的谐振点对立，该谐振点由于基于开关决策的各个子模块的开关而每次以跳变的形式被激励。例如借助脉冲宽度调制或者从WO 2008086760中已知的开关试探法来做出开关决策。如果谐振点的频率明显低于开关频率，则可以借助采样调节使谐振点的激励充分衰减。谐振点的减小需要非常大、因此非常昂贵的滤波器元件。如果谐振点位于采样频率以上，则由于混叠效应，甚至可能导致谐振点的进一步激励。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，在采样频率附近控制具有无源频率滤波器的多相多级变流器，使得不发生频率滤波器、特别是LCL无源滤波器的谐振点的激励。
上述技术问题通过权利要求1的特征来解决。从属权利要求是有利的设计方案。
解决方案在多级变流器方面设置为，控制装置具有控制器，控制器在调节器的采样间隔内，相应地相对于由调节器接通的子模块电压UDC，在第一持续时间T1、T2内，至少一次(短时间地)接通断开的子模块电压UDC中的至少一个，并且再次将其断开。
特别是提出，控制器相对于由调节器接通的子模块电压UDC，以在时间上间隔开的方式依次(短时间地)接通多个相应地断开的子模块电压，并再次将其断开。
进一步提出，控制器相对于由调节器接通的子模块电压UDC，以在时间上间隔开的方式多次(短时间地)接通断开的子模块电压UDC中的一个，并且再次将其断开。
有利地，第一持续时间T1由T1＝1/(2＊fr)给出，其中，fr等于谐振频率。
有利地提出，相应地断开的子模块电压UDC的一部分具有比其余断开的子模块电压UDC小的(平均)子模块电压UDC(以更小的子模块电压UDC运行)，并且控制器仅在第一持续时间T1内相应地(短时间地)接通较小的(平均)子模块电压UDC，并且再次将其断开。
在此有利的是，较小的子模块电压UDC的大小是其余断开的子模块电压UDC的大小的一半。
在每个子模块有四个半导体开关的情况下，可以以如下方式来进一步改善衰减，即，控制器相对于由调节器接通的子模块电压UDC，在(通过调节器)接通该子模块电压UDC的同时，在第一持续时间T1内(短时间地)反转地接通较小的子模块电压UDC，随后再次将其断开。
替换地，有利的是，所有子模块具有相同的(平均)子模块电压UDC，并且控制器相应地相对于由调节器接通的子模块电压UDC，在第一持续时间内接通奇数数量N-1个子模块电压UDC，并且再次将其断开，之后在第二持续时间内以相反的符号(反转地)接通(这些子模块的)这些子模块电压UDC，并且再次将其断开，并且在第二持续时间结束之后，再次断开由控制器(附加地)接通的所有子模块电压UDC，其中，对于第一和第二持续时间T1、T2，适用：
T1＝1/(2＊pi＊fr)＊arccos((4＊(N＊UDC)^2-2＊(N＊UDC)-
UDC^2)/(4＊(N＊UDC)^2))
以及
T2＝1/(2＊pi＊f_r)＊acos((2＊(N＊UDC)^2-2＊(N＊UDC)-
UDC^2)/(2＊(N+1)＊UDC^2))。
适宜地，与子模块总数相关地选择第一和第二持续时间T1、T2。
解决方案关于对多相多级变流器的控制设置为，在调节器的采样间隔内，相应地相对于由调节器接通的子模块电压UDC，在小于采样间隔的第一持续时间T1内至少一次(短时间地)接通断开的子模块电压UDC中的至少一个，并且再次将其断开。
关于多级变流器和方法的这些解决方案呈现无源频率滤波器的明显更小的激励以及对干扰的更有效的衰减。此外，特别是在LCL滤波器的情况下，部件负荷更小。
上述解决方案的核心是以时移的方式(zeitversetzt)开关阶梯状的子模块电压，从而特别是在LCL滤波器的情况下，几乎不激励谐振点。
此外，多级变流器具有更好的噪声发射性能。此外，在EMC接受度方面，项目风险更低。
附图说明
下面借助实施例来更详细地描述本发明。
图1示出了具有模块化的多级变流器的装置，
图2示出了具有三个相模块的多级变流器，
图3示出了具有六个相模块的多级变流器，
图4示出了相模块，
图5示出了双极子模块，
图6示出了具有四个半导体开关的功率半导体电路，
图7示出了具有两个半导体开关的功率半导体电路，
图8示出了电容器模块形式的储能器，
图9示出了具有星形连接的三个相模块的多级变流器，
图10示出了可以单相地连接到供电网的相模块，
图11示出了由多级变流器的调节器接通的子模块电压和由控制器附加地短时间地接通的子模块电压的时间走向，
图12示出了由控制器附加地短时间地接通的两个子模块电压，
图13示出了具有一半电压值的由控制器附加地短时间地接通的两个子模块电压，
图14示出了具有相反的一半电压值的由控制器附加地短时间地接通的子模块电压，以及
图15示出了附加地短时间地接通的三个子模块电压。
具体实施方式
在图1中示出了具有模块化多级变流器MMC(Modular Multilevel Converter(模块化多电平转换器))的装置1。模块化多级变流器MMC经由连接轨5和变压器5a三相地与供电网7电连接。在该实施例中，供电网7是三相交流供电网。借助电流传感器10测量流过多级变流器MMC的电流。将电流测量值13传输到模块化多级变流器MMC的控制单元15。此外，借助电压传感器18(在此实施为测量互感器)测量施加在连接轨5上的电压，即连接电压。该电压基本上对应于施加在模块化多级变流器MMC上的电压。将连接电压21的电压值传输到控制单元15。
控制单元15包括数字调节器15a和控制器15b。
控制单元15的调节器15a根据预先给定的额定值25计算控制信号28a，将控制信号28a传输到模块化多级变流器MMC。借助这些控制信号28a控制多级变流器MMC，使得在连接轨5上产生期望的连接电压。控制单元15的调节器15a以这种方式控制多级变流器MMC。
在图2中示出了具有三个相模块210的多级变流器MMC的实施例。三个相模块210与电网扼流圈L和滤波器电容C一起连接成三角形电路，并且与供电网7的三个相L1、L2和L3连接。相模块210的结构在图4中示出。
在图3中示出了具有六个相模块210的多级变流器MMC的实施例。六个相模块210又与电网扼流圈L和滤波电容C一起布置为桥电路(在此为：B6桥电路)。在此，第一相模块的一个连接端和第二相模块的一个连接端相应地彼此电连接，并且形成交流电压连接端302、304或者306。
在图4中更详细地示出了相模块210的实施例。相模块210具有第一连接端AC1和第二连接端AC2。第一连接端AC1通过电流传感器608与第一双极子模块610电连接。第一子模块610与其它双极子模块610串联电连接；这里，相模块210示例性地总共具有18个子模块610。18个双极子模块610中的最后一个经由耦合电感612与第二连接端AC2电连接。借助电流传感器608来测量流过相模块210的电流IP。第一连接端AC1和第二连接端AC2相应地可以与交流供电网7的一相连接。
在图5中详细示出了双极子模块610的实施例。双极子模块610具有第一子模块极ACP1和第二子模块极ACP2。两个子模块极ACP1和ACP2与功率半导体电路710(更确切地说，与功率半导体电路710的交流电压连接端)连接。功率半导体电路710的直流电压连接端经由直流电压中间电路714与储能器724连接。在直流电压中间电路714中存在储能器电压Uzk，储能器电压Uzk可以作为子模块电压UDC来接通和断开，并且在接通之后，作为接通的子模块电压UDC而位于两个子模块极之间。在断开子模块电压UDC之后，在两个子模块极之间不存在电压(或者零电压)。功率半导体电路710也称为“功率模块”。
在图6中示出了功率半导体电路710的一个实施例。该功率半导体电路710具有四个可导通、可关断的半导体开关810。半导体开关810中的每一个具有带有反向并联连接的二极管的功率半导体元件。在图8的实施例中，功率半导体元件是IGBT(Insulated GateBipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)。然而，在其他实施例中，也可以不同地设计半导体元件，例如设计为IGCT(Integrated Gate-Commutated Thyristor，集成栅极换向晶闸管)、IEGT(Injection-Enhanced Gate Transistor，注入增强型栅极晶体管)或者设计为MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)。在图8的实施例中，四个半导体开关810形成全桥电路。由此，施加在子模块极ACP1与ACP2之间的子模块电压UDC的极性可以反转。
在图7中示出了功率半导体电路710’的另一个实施例，该功率半导体电路710’仅具有两个功率半导体开关810，并且也仅适用于根据图3的多级变流器MMC。在图9的实施例中，两个功率半导体开关810形成半桥电路。由此，在子模块极ACP1与ACP2之间只能输出一个极性的子模块电压UDC(和零电压)。
在图8中示出了电容器模块724a形式的储能器724，其在此由作为储能器1020的电容器C和并联连接的电压测量设备1020a构成，其中，作为电容器电压UC的储能器电压Uzk施加在电容器C上并由电容器C进行缓冲。
图9示出了模块化多级变流器MMC的实施例，其中，三个相模块210与电网扼流圈L和滤波电容C一起连接成星形电路。在此，三个相模块210的连接端彼此电连接并且形成星形点410。星形点410与供电网7的返回导体N连接。相模块210的相应的另外三个连接端分别与供电网7的相L1、L2或者L3连接。
在图10中进一步示出了可以单相地连接到供电网的单个相模块210。在此，如图10所示，该相模块210可以连接在供电网的相L与返回导体N之间。
也就是说，多相多级变流器MMC具有相应地由串联电连接的多个双极子模块610形成的相模块210。每个子模块610相应地具有作为储能器1020的单极可充电的电容器C和多个半导体开关810，其中，通过半导体开关810，在半导体开关810的相应的开关状态下，可以作为两个子模块极ACP1、ACP2之间的子模块电压UDC，来接通和断开与储能器1020的充电程度有关的储能器电压Uzk。在此，接通的子模块电压UDC的总和相应地形成具有预先给定的基频的连接电压21。为了衰减相对于基频具有更高频率的连接电压21的分量，每个相模块210设置有无源频率滤波器F。在此，子模块610的一部分相应地具有接通的子模块电压UDC，并且子模块610的一部分具有断开的(即未接通的)子模块电压UDC。控制装置(控制单元15)具有数字调节器15b，数字调节器15b调节连接电压(电压传感器18)与预先给定的额定电压之间的偏差，方式是，其以预先给定的采样频率(1/Ti)，在相应地连续的采样时间点ti处接通断开的子模块电压UDC，并且断开接通的子模块电压UDC(并且特别是使接通的子模块电压UDC接通)。频率滤波器F的谐振频率fr位于采样频率(1/Ti)以上。除了调节器15a之外，控制器15b也属于控制装置(控制单元15)。
图11示例性地示出了多个子模块610的子模块电压UDC的时间走向，特别是在时间点ti处由调节器15a接通的子模块610m的子模块电压UDC。然后，控制器15b在调节器15a的采样间隔Ti内，相对于由调节器15a接通的子模块610m的子模块电压UDC，在第一持续时间T1内短时间地(在时间上比采样间隔Ti短地)接通紧接在之前断开的子模块中的一个、这里为子模块610n的子模块电压UDC一次，并且再次将其断开。
与图11相同，图12示出了在时间点ti由调节器15a接通的子模块610m的子模块电压UDC的时间走向。但是然后，控制器15b以在时间上间隔开的方式依次短时间地(在持续时间T1内)接通紧接在之前断开的子模块电压UDC中的两个、这里为子模块610n、610o的电压，并且再次将其断开。
在此，控制器15b也可以相对于由调节器15a接通的子模块610m的子模块电压UDC，在采样间隔Ti内，以在时间上间隔开的方式多次短时间地接通断开的子模块电压UDC中的一个(这里为子模块610n或者子模块610o的子模块电压)，并且再次将其断开。
第一持续时间T1由T1＝1/(2＊fr)给出，其中，fr等于谐振频率。
图13示例性地示出了，相应地紧接在时间点ti之前断开的子模块电压UDC的一部分(这里包括子模块610n、610o的两个子模块电压UDC)具有比其余断开的子模块电压UDC小的子模块电压UDC，即以较小的子模块电压UDC运行，并且控制器15仅相应地依次(短时间地)在第一持续时间T1内接通较小的子模块电压UDC(这里为子模块610n、610o的子模块电压)，并且再次将其断开。例如，如在图13中示例性地示出的，较小的子模块电压UDC的大小可以是其余断开的子模块电压UDC的大小的一半。
图14再次示例性地示出了在时间点ti由调节器15a接通的子模块610m的子模块电压UDC的时间走向。然后，控制器15b相对于由调节器15a接通的子模块610m的子模块电压UDC，在接通该子模块电压UDC的同时，在第一持续时间T1内(短时间地)反转地接通较小的子模块610n的子模块电压UDC，随后再次将其断开。子模块电压UDC的反转在电路技术上的前提是，每个子模块610存在四个半导体开关810。
图15示出了：对于所有子模块610具有相同的(平均)子模块电压UDC的情况，控制器15a可以相应地相对于由调节器15a接通的子模块610m的子模块电压UDC，在第一持续时间T1内接通奇数数量N-1个(例如这里为三个)子模块电压UDC(这里为子模块610n、610o、610p)并且再次将其断开，之后在第二持续时间T2内以相反的符号(即反转地)接通这些(这里为子模块610n、610o、610p的)子模块电压UDC并且再次将其断开，并且在第二持续时间T2结束之后，再次断开所有由控制器15b(附加地)接通的子模块电压UDC(这里为子模块610n、610o、610p的子模块电压)。然后，对于第一和第二持续时间T1、T2，必须适用(其中，^2对应于二次幂，即对应于平方)：
T1＝1/(2＊pi＊fr)＊arccos((4＊(N＊UDC)^2-2＊(N＊UDC)-
UDC^2)/(4＊(N＊UDC)^2))
以及
T2＝1/(2＊pi＊fr)＊acos((2＊(N＊UDC)^2-2＊(N＊UDC)-
UDC^2)/(2＊(N+1)＊UDC^2))。
在此，可以与相对于子模块610的总数M的该数量N-1有关地选择第一和第二持续时间T1，T2。
如在图11至15中在一定程度上所示出的，根据所述方法，在调节器15a的采样间隔Ti内，相应地相对于由调节器15a接通的子模块电压UDC(在图11至图15中为子模块610m)，在小于采样间隔Ti的持续时间T1、T2内，至少一次(短时间地)接通断开的子模块电压UDC中的至少一个(在图11至图15中为子模块610n或者子模块610n和610o或者子模块610n和610o和610p的子模块电压)，并且再次将其断开。
子模块电压UDC相应地是平均子模块电压UDC。

Claims (10)

1.一种多相多级变流器(MMC)，
所述多相多级变流器具有相模块(210)，所述相模块由多个串联电连接的双极子模块(610)形成，双极子模块分别具有单极能够充电的储能器(1020)和多个半导体开关(810)，其中，通过半导体开关(810)，能够作为两个子模块极(ACP1，ACP2)之间的子模块电压(UDC)，来接通和断开储能器电压(Uzk)，
其中，接通的子模块电压(UDC)的总和相应地形成具有预先给定的基频的连接电压(21)，
其中，为了衰减相对于基频具有更高的频率的连接电压(21)的分量，每个相模块(210)设置有无源频率滤波器(F)，
其中，相应地一部分子模块(610)具有接通的子模块电压(UDC)，并且一部分子模块(610)具有断开的子模块电压(UDC)，
所述多相多级变流器具有控制装置(15)，所述控制装置具有数字调节器(15a)，所述数字调节器调节连接电压(21)与预先给定的额定电压的偏差，方式是，所述数字调节器对应于预先给定的采样频率(ft)，在相应地连续的采样时间点(ti)将断开的子模块电压(UDC)接通，并且将接通的子模块电压(UDC)断开，以及
其中，所述频率滤波器(F)具有高于采样频率(ft)的谐振频率(fr)，
其特征在于，
所述控制装置(15)具有控制器(15b)，所述控制器在所述调节器(15a)的采样间隔(Ti)内，相应地相对于由所述调节器(15a)接通的子模块电压(UDC)，在第一持续时间(T1)内，至少一次接通断开的子模块电压(UDC)中的至少一个，并且再次将其断开。
2.根据权利要求1所述的多级变流器，
其特征在于，
相对于由所述调节器(15a)接通的子模块电压(UDC)，所述控制器(15b)以在时间上间隔开的方式依次接通相应地断开的子模块电压(UDC)中的多个，并且再次将其断开。
3.根据权利要求1所述的多级变流器，其中，
其特征在于，
相对于由所述调节器(15a)接通的子模块电压(UDC)，所述控制器(15b)以在时间上间隔开的方式多次接通断开的子模块电压(UDC)中的一个，并且再次将其断开。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的多级变流器，
其特征在于，
第一持续时间T1由T1＝1/(2＊fr)给出，其中，fr等于谐振频率。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的多级变流器，
其特征在于，
相应地断开的子模块电压(UDC)的一部分具有比其余断开的子模块电压(UDC)小的子模块电压(UDC)，并且所述控制器仅在第一持续时间T1内相应地接通较小的(平均)子模块电压(UDC)，并且再次将其断开。
6.根据权利要求5所述的多级变流器，其中，
其特征在于，
较小的子模块电压(UDC)是其余断开的子模块电压(UDC)的一半大。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的多级变流器。
其特征在于，
相对于由所述调节器(15a)接通的子模块电压(UDC)，在接通该子模块电压(UDC)的同时，所述控制器(15b)在第一持续时间(T1)内反转地接通较小的子模块电压(UDC)，随后再次将其断开。
8.根据权利要求1所述的多级变流器，其中，
其特征在于，
所有子模块(610)具有相同的子模块电压(UDC)，并且相应地相对于由调节器(15a)接通的子模块电压(UDC)，所述控制器(15b)在第一持续时间(T1)内接通奇数数量的子模块电压(UDC)，并且再次将其断开，之后在第二持续时间(T2)内以相反的符号接通这些子模块电压(UDC)，并且在第二持续时间(T2)结束之后，再次断开所述控制器(15b)接通的所有子模块电压(UDC)，其中，对于第一和第二持续时间(T1，T2)，适用：
T1＝1/(2＊pi＊fr)＊arccos((4＊(N＊UDC)^2-2＊(N＊UDC)-UDC^2)/(4＊(N＊UDC)^2))
以及
T2＝1/(2＊pi＊f_r)＊acos((2＊(N＊UDC)^2-2＊(N＊UDC)-UDC^2)/(2＊(N+1)＊UDC^2))。
9.根据权利要求8所述的多级变流器，
其特征在于，
第一和第二持续时间(T1，T2)取决于相对于子模块(610)的总数的数量。
10.一种用于控制多相多级变流器(MMC)的方法，所述多相多级变流器(MMC)具有相模块(210)，所述相模块由多个串联电连接的双极子模块(610)形成，所述双极子模块分别具有能够单极充电的储能器(1020)和多个半导体开关(810)，其中，通过半导体开关(810)，能够作为两个子模块极(ACP1，ACP2)之间的子模块电压(UDC)来接通和断开储能器电压(Uzk)，
其中，接通的子模块电压(UDC)的总和相应地形成具有预先给定的基频的连接电压(21)，
其中，为了衰减相对于基频具有更高的频率的连接电压(21)的分量，每个相模块(210)设置有无源频率滤波器(F)，
其中，相应地一部分子模块具有接通的子模块电压(UDC)，并且一部分子模块(610)具有断开的子模块电压(UDC)，
其中，所述频率滤波器(F)具有处于预先给定的采样频率(ft)以上的谐振频率(fr)，
在所述方法中，通过数字调节器(15a)，在相应地连续的采样时间点(tft)，采集连接电压(21)与预先给定的额定电压的偏差，并且接通至少一个断开的子模块电压(UDC)，或者断开接通的子模块电压(UDC)中的至少一个，
其特征在于，
在调节器(15a)的采样间隔(Ti)内，相应地相对于由调节器(15a)接通的子模块电压(UDC)，在小于采样间隔(Ti)的第一持续时间(T1，T2)内，接通断开的子模块电压(UDC)中的至少一个至少一次，并且再次将其断开。
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