CN112564499A - 模块化多电平直流变压器高压侧逆变器参数设计方法 - Google Patents

模块化多电平直流变压器高压侧逆变器参数设计方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种模块化多电平直流变压器高压侧逆变器参数设计方法，包括子模块电容容值的设计、桥臂电感的电感值设计和子模块绝缘栅双极晶体管阈值的设计。本发明不仅有效减小输出电压量和电流量波动，还考虑系统的体积和经济效益，旨在为模块化多电平直流变压器高压侧逆变器的参数设计提供理论依据和技术支持。

Description

模块化多电平直流变压器高压侧逆变器参数设计方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及模块化多电平直流变压器高压侧逆变器参数设计方法。
背景技术
由于直流变压器的逆变器侧没有采用集中的直流电容，所以高压直流输出的稳定依靠大量悬浮子模块直流储能电容，因此子模块电容值的选取直接影响了整个直流变压器的性能。当子模块的电容值选取过大时，则会减小子模块电容电压的波动幅值，但是容值过大的电容又会导致系统的体积和成本增加，影响电容的充放电速度，系统的动态响应性能将会受到影响。当子模块的电容值选取过小时，减少系统的体积和成本，会使系统的调节速度加快，但却会导致子模块的波动范围增大，使系统的输出电压波形出现较大畸变，严重时系统将不能稳定运行。因此合理选择子模块直流储能电容的容值，对于系统的稳定运行、占用体积、系统成本等方面具有重要意义。
MMC主电路中，隔离电感主要有以下作用：提供能量缓冲；为MMC输出电压与交流电网电压之间的电压差提供补偿电流；改善上桥臂一电流纹波；抑制交流输出电流谐波；抑制MMC直流短路故障引起的冲击电流，控制电流上升率；为MMC四象限运行提供可能。隔离电感对输出特性有直接影响，因此有必要对其进行分析和研究。较大的隔离电感值，不仅能有效降低交流输出电流谐波，而且有利于抑制直流短路故障产生的大电流。尽管如此，如果隔离电感值过大又会对MMC电流环的动态响应特性产生不利影响，而且还会增加装置的重量和体积。因此，主要从稳态下的四象限运行，电流跟踪指标和谐波抑制三个方面来综合考虑对上桥臂一电感的设计。
发明内容
本发明的目的是综合考虑电路稳定性和整体的经济效益，旨在为模块化多电平直流变压器高压侧逆变器的参数设计提供理论依据和技术支持。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种模块化多电平直流变压器高压侧逆变器参数设计方法，包括子模块电容容值的设计、桥臂电感的电感值设计和子模块绝缘栅双极晶体管阈值的设计。首先，确定子模块电容参数，根据子模块电容电压与子模块能量的关系推导子模块能量波动与电容大小和电容额定电压的关系，即可求出子模块电容的参数取值的最小值。其次，确定桥臂电感参数，从稳态下的四象限运行能力、瞬态条件下MMC的电流快速跟踪能力和高频谐波的抑制能力三方面综合设计桥臂电感参数。最后，在保证一定裕量的情况下，根据电压与电流最大值确定IGBT阈值。
具体地，子模块电容容值设计的步骤和具体计算过程如下，
步骤1：建立模块化多电平直流变压器高压侧逆变器子模块电路，所述的一种模块化多电平电力电子变压器高压侧逆变器，其特征在于：所述子模块包括IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4、储能电容；储能电容的正极与IGBT1的集电极、IGBT3集电极连接；储能电容的负极与IGBT2的发射极、IGBT4发射极连接；IGBT1与IGBT2形成串联电路一，IGBT3与IGBT4形成串联电路二；串联电路一、串联电路二与储能电容并联，构成全桥电路；所述子模块中每一个IGBT均由一个绝缘栅型场效应管反并联一个双极型续流二极管构成。
步骤2：根据MMC运行原理和拓扑结构对称性，选取上桥臂一列写电压方程和电流方程：
Figure BDA0002815837500000031
Figure BDA0002815837500000032
式中uap、iap分别为上桥臂一电压和上桥臂一电流；Udc、Idc分别为输入直流电压和输入直流电流；U1、I1为分别为输出交流电压和输出交流电流峰值；
Figure BDA0002815837500000033
为并网电流功率因数角；ω表示交流侧基波角频率。
步骤3：根据输入功率与输出功率守恒，
Figure BDA0002815837500000034
式中m为交流电压调制比，定义为：m＝2U1/Udc。
步骤4：根据基尔霍夫原理和步骤2，3，计算上桥臂一功率，
Figure BDA0002815837500000035
式中，Srated为上桥臂一视在功率。
步骤5：解步骤4所得上桥臂一功率方程，得两个零点
Figure BDA0002815837500000036
与
Figure BDA0002815837500000041
Figure BDA0002815837500000042
Figure BDA0002815837500000043
步骤6：在两个零点之间对上桥臂一功率Ppa(t)积分即可得上桥臂一能量脉动ΔWpa(t)，
Figure BDA0002815837500000044
步骤7：由于上桥臂一内各个子模块电容电压均衡，每个子模块的能量脉动ΔWsm(m)可由ΔWpa(m)除以子模块数N得到，
Figure BDA0002815837500000045
步骤8：根据子模块电容电压与子模块能量的关系可进一步推导子模块能量波动与电容大小和电容额定电压的关系，
Figure BDA0002815837500000046
式中Csm为各子模块电容参数取值；Ucmax、Ucmin分别为各子模块电容所承受最大电压和最大电流；
Figure BDA0002815837500000049
为各子模块电容的额定电压；ε为子模块电容电压纹波系数，满足
Figure BDA0002815837500000047
步骤9：由步骤8所得方程，即可求出子模块电容参数取值Csm的最小值，
Figure BDA0002815837500000048
进一步的，设计上桥臂一电感感值的步骤和具体计算过程如下：
步骤1：建立模块化多电平直流变压器高压侧逆变器拓扑模型，包括第一隔离电感、第二隔离电感、第三隔离电感、第四隔离电感、第五隔离电感、第六隔离电感、第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂、第五桥臂、第六桥臂；桥臂均由N个子模块串联而成；第一桥臂与第一隔离电感串联形成上桥臂一，第二桥臂与第二隔离电感串联形成上桥臂二，第三桥臂与第三隔离电感串联形成上桥臂三，第四桥臂与第四隔离电感串联形成下桥臂一，第五桥臂与第五隔离电感串联形成下桥臂二，第六桥臂与第六隔离电感串联形成下桥臂三。所述第一隔离电感与第四隔离电感中间为A相交流输入端口，第二隔离电感与第五隔离电感中间为B相交流输入端口，第三隔离电感与第六隔离电感中间为C相交流输入端口，上桥臂和下桥臂的输出端连接在一起形成公共直流母线。根据所述结构拓扑对称性，选取第一隔离电感为参数设计对象。
步骤2：考虑模块化多电平电路稳态下的四象限运行能力。
根据简化后的单相MMC等效电路，将第一隔离电感L1等效到交流侧，即Ls。
根据稳态下交流侧矢量关系，列写单相MMC交流侧电压矢量方程：
Figure BDA0002815837500000051
式中，
Figure BDA0002815837500000052
表示单相交流电压源的矢量；
Figure BDA0002815837500000053
表示x(x＝a，b，c)相MMC等效交流输出电压(不含第一隔离电感压降)的矢量；ULs表示第一隔离电感等效在交流侧的电压矢量，其幅值满足以下关系：
Figure BDA0002815837500000061
式中，
Figure BDA0002815837500000062
为交流电流矢量，而
Figure BDA0002815837500000063
幅值的最大值与MMC直流母线电压Udc的关系为：
Figure BDA0002815837500000064
式中M为调制系数。为了使得MMC的等效交流输出电压幅值和交流电流足够大，并且MMC要能够在四象限运行，那么就要让第一隔离电感等效到交流侧的电压幅值尽可能地小，也就是限制MMC第一隔离电感感值的大小，根据矢量关系，则MMC在实现单位功率因数工况运行时，第一隔离电感上限值满足：
Figure BDA0002815837500000065
式中Em为交流电网的相电压峰值；Udc为输入直流电压；Im为MMC交流侧输出相电流的基波峰值；Um为MMC交流侧输出电压的基波峰值；ω为MMC交流侧输出电压的基波角频率；
Figure BDA0002815837500000066
为功率因数角。
步骤3：考虑瞬态条件下MMC的电流快速跟踪能力
对于第一隔离电感的设计，除了要满足MMC的四象限运行，还要考虑电流的快速跟踪能力。以双极性脉冲宽度调制为例进行分析，当电流在过零点时，其变化率最大，为了满足电流的快速跟踪能力，第一隔离电感就应该足够小，在电流最大值附近选定一个开关周期Ts，
当0≤t≤T1时：
Figure BDA0002815837500000071
当T1≤t≤Ts时：
Figure BDA0002815837500000072
为了满足电流跟踪的快速性，就要满足下式的关系：
Figure BDA0002815837500000073
式中，Δi1和Δi2分别表示在T1和T2时间段内电流的变化量，Im是MMC交流侧输出相电流的基波幅值。
结合上式可以得到：
Figure BDA0002815837500000074
步骤4：考虑高频谐波的抑制能力
为了有效地抑制谐波电流，第一隔离电感则是越大越好。特别是在电流峰值附近，谐波电流的脉动是最严重的，类似的，在其最大值附近一个开关周期Ts内，
当0≤t≤T1时：
Figure BDA0002815837500000075
当T1≤t≤Ts时：
Figure BDA0002815837500000076
电流在最大值附近的一个开关周期中，有以下关系：
|Δi1|＝|Δi2|
结合上式可以得到：
Figure BDA0002815837500000081
又因为MMC交流侧输出电压的幅值Em是小于等于Udc/2的，所以可以得到以下关系：
Figure BDA0002815837500000082
假设谐波电流被允许的最大脉动量是Δimax，则
Figure BDA0002815837500000083
因此，根据上述的分析就可以得到上桥臂一电感的取值范围是：
Figure BDA0002815837500000084
进一步的，设计子模块IGBT阈值。具体步骤和计算过程如下。子模块的电压Uss应为，
Figure BDA0002815837500000085
考虑1.5倍裕量，则晶体管的耐压UDS应满足：
Figure BDA0002815837500000086
交流侧电流峰值Ipeak等于
Figure BDA0002815837500000087
则功率管最大电流ID，max应满足：
ID，max≥1.5Ipeak
本发明的有益效果在于：
本发明不仅有效减小输出电压量和电流量波动，还考虑系统的体积和经济效益，旨在为模块化多电平直流变压器高压侧逆变器的参数设计提供理论依据和技术支持。
附图说明
图1是模块化多电平直流变压器高压侧逆变器参数设计流程图。
图2是模块化多电平直流变压器电路拓扑图；
图3是子模块等效电路图。
图4是单相MMC简化等效电路图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图1-4，一种模块化多电平直流变压器高压侧逆变器参数设计方法，包括子模块电容容值的设计、桥臂电感电感值的设计和子模块绝缘栅双极晶体管阈值的设计三部分内容。
子模块电容容值设计的步骤和具体计算过程如下，
步骤1：如图2建立模块化多电平直流变压器高压侧逆变器子模块电路，子模块SM1，SM2，…，SMn均包括IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4和储能电容C；储能电容C的正极与IGBT1的集电极、IGBT3的集电极连接，储能电容C的负极与IGBT2的发射极、IGBT4的发射极连接；IGBT1与IGBT2形成串联电路一，IGBT3与IGBT4形成串联电路二，串联电路一、串联电路二与储能电容C并联，构成全桥电路；所述子模块中每一个IGBT均由一个绝缘栅型场效应管反并联一个双极型续流二极管构成。
步骤2：根据MMC运行原理和拓扑结构对称性，选取上桥臂一列写电压方程和电流方程：
Figure BDA0002815837500000101
Figure BDA0002815837500000102
式中uap、iap分别为上桥臂一电压和上桥臂一电流；Udc、Idc分别为输入直流电压和输入直流电流；U1、I1为分别为输出交流电压和输出交流电流峰值；
Figure BDA0002815837500000103
为并网电流功率因数角；ω表示交流侧基波角频率。
步骤3：根据输入功率与输出功率守恒，
Figure BDA0002815837500000104
式中m为交流电压调制比，定义为：m＝2U1/Udc。
步骤4：根据基尔霍夫原理和步骤2，3，计算上桥臂一功率，
Figure BDA0002815837500000105
式中，Srated为上桥臂一视在功率。
步骤5：解步骤4所得上桥臂一功率方程，得两个零点
Figure BDA0002815837500000111
与
Figure BDA0002815837500000112
Figure BDA0002815837500000113
Figure BDA0002815837500000114
步骤6：在两个零点之间对上桥臂一功率Ppa(t)积分即可得上桥臂一能量脉动ΔWpa(t)，
Figure BDA0002815837500000115
步骤7：由于上桥臂一内各个子模块电容电压均衡，每个子模块的能量脉动ΔWsm(m)可由ΔWpa(m)除以子模块数N得到，
Figure BDA0002815837500000116
步骤8：根据子模块电容电压与子模块能量的关系可进一步推导子模块能量波动与电容大小和电容额定电压的关系，
Figure BDA0002815837500000117
式中Csm为各子模块电容参数取值；Ucmax、Ucmin分别为各子模块电容所承受最大电压和最大电流；
Figure BDA0002815837500000118
为各子模块电容的额定电压；ε为子模块电容电压纹波系数，满足
Figure BDA0002815837500000119
步骤9：由步骤8所得方程，即可求出子模块电容参数取值Csm的最小值，
Figure BDA00028158375000001110
具体地，设计上桥臂一电感感值的步骤和具体计算过程如下
步骤1：建立模块化多电平直流变压器高压侧逆变器拓扑模型，如图3所示，包括第一隔离电感L1、第二隔离电感L2、第三隔离电感L3、第四隔离电感L4、第五隔离电感L5、第六隔离电感L6、第一桥臂Q1、第二桥臂Q2、第三桥臂Q3、第四桥臂Q4、第五桥臂Q5和第六桥臂Q6；所述桥臂均由N个功率子模块SM1，SM2，…，SMn串联而成；所述第一桥臂Q1与第一隔离电感L1串联形成上桥臂一，第二桥臂Q2与第二隔离电感L2串联形成上桥臂二，第三桥臂Q3与第三隔离电感L3串联形成上桥臂三，第四桥臂Q4与第四隔离电感L4串联形成下桥臂一，第五桥臂Q5与第五隔离电感L5串联形成下桥臂二，第六桥臂Q6与第六隔离电感L6串联形成下桥臂三；所述第一隔离电感L1与第四隔离电感L4中间为A相交流输入端口，第二隔离电感L2与第五隔离电感L5中间为B相交流输入端口，第三隔离电感L3与第六隔离电感L6中间为C相交流输入端口，所有上桥臂和下桥臂的输出端均连接在一起形成公共直流母线。
根据所述结构拓扑对称性，选取第一隔离电感L1为参数设计对象。
步骤2：考虑模块化多电平电路稳态下的四象限运行能力。
根据简化后的单相MMC等效电路，如图4所示，将第一隔离电感L1等效到交流侧，即Ls。
根据稳态下交流侧矢量关系，列写单相MMC交流侧电压矢量方程：
Figure BDA0002815837500000131
式中，
Figure BDA0002815837500000132
表示单相交流电压源的矢量；
Figure BDA0002815837500000133
表示x(x＝a，b，c)相MMC等效交流输出电压(不含第一隔离电感压降)的矢量；ULs表示第一隔离电感L1等效在交流侧的电压矢量，其幅值满足以下关系：
Figure BDA0002815837500000134
式中，
Figure BDA0002815837500000135
为交流电流矢量，而
Figure BDA0002815837500000136
幅值的最大值与MMC直流母线电压Udc的关系为：
Figure BDA0002815837500000137
式中M为调制系数。为了使得MMC的等效交流输出电压幅值和交流电流足够大，并且MMC要能够在四象限运行，那么就要让第一隔离电感L1等效到交流侧的电压幅值尽可能地小，也就是限制MMC第一隔离电感感值的大小，根据矢量关系，则MMC在实现单位功率因数工况运行时，等效到交流侧电感Ls上限值满足：
Figure BDA0002815837500000138
式中Em为交流电网的相电压峰值；Udc为输入直流电压；Im为MMC交流侧输出相电流的基波峰值；Um为MMC交流侧输出电压的基波峰值；ω为MMC交流侧输出电压的基波角频率；
Figure BDA0002815837500000139
为功率因数角。
步骤3：考虑瞬态条件下MMC的电流快速跟踪能力
对于第一隔离电感L1的设计，除了要满足MMC的四象限运行，还要考虑电流的快速跟踪能力。以双极性脉冲宽度调制为例进行分析，当电流在过零点时，其变化率最大，为了满足电流的快速跟踪能力，等效到交流侧的第一隔离电感Ls就应该足够小，在电流最大值附近选定一个开关周期Ts，
当0≤t≤T1时：
Figure BDA0002815837500000141
当T1≤t≤Ts时：
Figure BDA0002815837500000142
为了满足电流跟踪的快速性，就要满足下式的关系：
Figure BDA0002815837500000143
式中，Δi1和Δi2分别表示在T1和T2时间段内电流的变化量，Im是MMC交流侧输出相电流的基波幅值。
结合上式可以得到：
Figure BDA0002815837500000144
步骤4：考虑高频谐波的抑制能力
为了有效地抑制谐波电流，等效到交流侧的第一隔离电感Ls则是越大越好。特别是在电流峰值附近，谐波电流的脉动是最严重的，类似的，在其最大值附近一个开关周期Ts内，
当0≤t≤T1时：
Figure BDA0002815837500000145
当T1≤t≤Ts时：
Figure BDA0002815837500000151
电流在最大值附近的一个开关周期中，有以下关系：
|Δi1|＝|Δi2|
结合上式可以得到：
Figure BDA0002815837500000152
又因为MMC交流侧输出电压的幅值Em是小于等于Udc/2的，所以
可以得到以下关系：
Figure BDA0002815837500000153
假设谐波电流被允许的最大脉动量是Δimax，则
Figure BDA0002815837500000154
因此，根据上述的分析就可以得到上桥臂一电感的取值范围是：
Figure BDA0002815837500000155
设计子模块IGBT阈值，具体步骤和计算过程如下。子模块的电压Uss应为，
Figure BDA0002815837500000156
考虑1.5倍裕量，则晶体管的耐压UDS应满足：
Figure BDA0002815837500000161
交流侧电流峰值Ipeak等于
Figure BDA0002815837500000162
则功率管最大电流ID，max应满足：
ID，max≥1.5Ipeak
以上所述为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (4)

1.一种模块化多电平直流变压器高压侧逆变器参数设计方法，其特征在于，包括子模块电容容值的设计、桥臂电感的电感值设计和子模块绝缘栅双极晶体管阈值的设计。
2.根据权利要求1所述的一种模块化多电平直流变压器高压侧逆变器参数设计方法，其特征在于：桥臂隔离电感参数的设计步骤和具体计算过程如下，
步骤1：建立模块化多电平直流变压器高压侧逆变器拓扑模型，模块化多电平直流变压器高压侧逆变器电路包括第一隔离电感、第二隔离电感、第三隔离电感、第四隔离电感、第五隔离电感、第六隔离电感、第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂、第五桥臂和第六桥臂；每个桥臂均由N个子模块串联而成；第一桥臂与第一隔离电感串联形成上桥臂一，第二桥臂与第二隔离电感串联形成上桥臂二，第三桥臂与第三隔离电感串联形成上桥臂三，第四桥臂与第四隔离电感串联形成下桥臂一，第五桥臂与第五隔离电感串联形成下桥臂二，第六桥臂与第六隔离电感串联形成下桥臂三；
所述第一隔离电感与第四隔离电感中间为A相交流输入端口，第二隔离电感与第五隔离电感中间为B相交流输入端口，第三隔离电感与第六隔离电感中间为C相交流输入端口，所有上桥臂和下桥臂的输出端均连接在一起形成公共直流母线；
步骤2：考虑模块化多电平电路稳态下的四象限运行能力；
根据简化后的单相MMC等效电路，将第一隔离电感L1等效到交流侧，即Ls；
根据稳态下交流侧矢量关系，列写单相MMC交流侧电压矢量方程：
Figure FDA0002815837490000021
式中，
Figure FDA0002815837490000022
表示单相交流电压源的矢量；
Figure FDA0002815837490000023
表示x(x＝a，b，c)相MMC等效交流输出电压(不含第一隔离电感压降)的矢量；ULs表示第一隔离电感等效在交流侧的电压矢量，其幅值满足以下关系：
Figure FDA0002815837490000024
式中，
Figure FDA0002815837490000025
为交流电流矢量，而
Figure FDA0002815837490000026
幅值的最大值与MMC直流母线电压Udc的关系为：
Figure FDA0002815837490000027
式中M为调制系数；MMC在实现单位功率因数工况运行时，第一隔离电感上限值满足：
Figure FDA0002815837490000028
式中Em为交流电网的相电压峰值；Udc为输入直流电压；Im为MMC交流侧输出相电流的基波峰值；Um为MMC交流侧输出电压的基波峰值；ω为MMC交流侧输出电压的基波角频率；
Figure FDA0002815837490000029
为功率因数角；
步骤3：考虑瞬态条件下MMC的电流快速跟踪能力；
以双极性脉冲宽度调制为例进行分析，当电流在过零点时，其变化率最大，为了满足电流的快速跟踪能力，第一隔离电感就应该足够小，在电流最大值附近选定一个开关周期Ts，
当0≤t≤T1时：
Figure FDA0002815837490000031
当T1≤t≤Ts时：
Figure FDA0002815837490000032
为了满足电流跟踪的快速性，就要满足下式的关系：
Figure FDA0002815837490000033
式中，Δi1和Δi2分别表示在T1和T2时间段内电流的变化量，Im是MMC交流侧输出相电流的基波幅值；
结合上式可以得到：
Figure FDA0002815837490000034
步骤4：考虑高频谐波的抑制能力；
在电流峰值附近，谐波电流的脉动是最严重的，在其最大值附近一个开关周期Ts内，
当0≤t≤T1时：
Figure FDA0002815837490000035
当T1≤t≤Ts时：
Figure FDA0002815837490000036
电流在最大值附近的一个开关周期中，有以下关系：
|Δi1|＝|Δi2|
结合上式可以得到：
Figure FDA0002815837490000041
又因为MMC交流侧输出电压的幅值Em是小于等于Udc/2的，所以可以得到以下关系：
Figure FDA0002815837490000042
假设谐波电流被允许的最大脉动量是Δimax，则
Figure FDA0002815837490000043
因此，根据上述的分析就可以得到上桥臂一电感的取值范围是：
Figure FDA0002815837490000044
3.根据权利要求2所述的一种模块化多电平直流变压器高压侧逆变器参数设计方法，其特征在于，子模块电容容值设计的步骤和具体计算过程如下：
步骤1：建立模块化多电平直流变压器高压侧逆变器子模块电路，每个子模块电路均包括IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4和储能电容；储能电容的正极与IGBT1的集电极、IGBT3的集电极连接；储能电容的负极与IGBT2的发射极、IGBT4的发射极连接；IGBT1与IGBT2形成串联电路一，IGBT3与IGBT4形成串联电路二；串联电路一、串联电路二与储能电容并联，构成全桥电路；所述子模块中每一个IGBT均由一个绝缘栅型场效应管反并联一个双极型续流二极管构成；
步骤2：根据MMC运行原理和拓扑结构对称性，选取上桥臂一列写电压方程和电流方程：
Figure FDA0002815837490000051
Figure FDA0002815837490000052
式中uap、iap分别为上桥臂一电压和上桥臂一电流；Udc、Idc分别为输入直流电压和输入直流电流；U1、I1为分别为输出交流电压和输出交流电流峰值；
Figure FDA0002815837490000053
为并网电流功率因数角；ω表示交流侧基波角频率；
步骤3：根据输入功率与输出功率守恒，
Figure FDA0002815837490000054
式中m为交流电压调制比，定义为：m＝2U1/Udc；
步骤4：根据基尔霍夫原理和步骤2，3，计算上桥臂一功率，
Figure FDA0002815837490000055
式中，Srated为上桥臂一视在功率；
步骤5：解步骤4所得上桥臂一功率方程，得两个零点
Figure FDA0002815837490000056
与
Figure FDA0002815837490000057
Figure FDA0002815837490000058
Figure FDA0002815837490000061
步骤6：在两个零点之间对上桥臂一功率Ppa(t)积分即可得上桥臂一能量脉动ΔWpa(t)，
Figure FDA0002815837490000062
步骤7：由于上桥臂一内各个子模块电容电压均衡，每个子模块的能量脉动ΔWsm(m)可由ΔWpa(m)除以子模块数N得到，
Figure FDA0002815837490000063
步骤8：根据子模块电容电压与子模块能量的关系可进一步推导子模块能量波动与电容大小和电容额定电压的关系，
Figure FDA0002815837490000064
式中Csm为各子模块电容参数取值；Ucmax、Ucmin分别为各子模块电容所承受最大电压和最大电流；
Figure FDA0002815837490000067
为各子模块电容的额定电压；ε为子模块电容电压纹波系数，满足：
Figure FDA0002815837490000065
步骤9：由步骤8所得方程，即可求出子模块电容参数取值Csm的最小值，
Figure FDA0002815837490000066
4.根据权利要求3所述的一种模块化多电平直流变压器高压侧逆变器参数设计方法，其特征在于，设计子模块IGBT阈值的具体步骤和计算过程如下，子模块的电压Uss应为，
Figure FDA0002815837490000071
式中，N为上桥壁一子模块个数；考虑1.5倍裕量，则晶体管的耐压UDS应满足：
Figure FDA0002815837490000072
交流侧电流峰值Ipeak等于
Figure FDA0002815837490000073
式中，P为子模块输入功率，则功率管最大电流ID，max应满足：
ID，max≥1.5Ipeak。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115276434A (zh) * 2022-01-28 2022-11-01 昆明理工大学 一种含全桥子模块的电能路由器及其控制方法
CN115276434B (zh) * 2022-01-28 2024-04-26 昆明理工大学 一种含全桥子模块的电能路由器及其控制方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015101164A1 (zh) * 2014-01-03 2015-07-09 国家电网公司 一种模块化多电平变换器单相逆变试验电路及其试验方法
CN106484998A (zh) * 2016-10-11 2017-03-08 南方电网科学研究院有限责任公司 基于非线性规划的模块化多电平换流器参数整体计算方法
CN110995039A (zh) * 2019-11-25 2020-04-10 上海交通大学 一种低损耗模块化多电平换流器及其参数设计方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015101164A1 (zh) * 2014-01-03 2015-07-09 国家电网公司 一种模块化多电平变换器单相逆变试验电路及其试验方法
CN106484998A (zh) * 2016-10-11 2017-03-08 南方电网科学研究院有限责任公司 基于非线性规划的模块化多电平换流器参数整体计算方法
CN110995039A (zh) * 2019-11-25 2020-04-10 上海交通大学 一种低损耗模块化多电平换流器及其参数设计方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
上官诚江: "模块化多电平变换器的主电路参数设计", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库》 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115276434A (zh) * 2022-01-28 2022-11-01 昆明理工大学 一种含全桥子模块的电能路由器及其控制方法
CN115276434B (zh) * 2022-01-28 2024-04-26 昆明理工大学 一种含全桥子模块的电能路由器及其控制方法

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