CN112563700B - 亚毫米波多波段成像的超导带通滤波器阵系统和实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于亚毫米波多波段同时成像超导带通滤波器阵系统和实现方法，包括：相控阵天线，具有二进制求和树，用于捕获亚毫米波多波段的天文信号；四个超导带通滤波器，组成滤波器阵，用于定义四个不同的频段，对天文信号进行处理；四个动态电感检测器，每个超导带通滤波器的输出将馈入一个动态电感检测器，以提高仪器的吞吐量并实现多色成像；读数系统，耦合到动态电感检测器，读出天文信号。根据本发明的超导带通滤波器阵系统和实现方法具有更高灵敏度、更快速响应速度。

Description

亚毫米波多波段成像的超导带通滤波器阵系统和实现方法

技术领域

本发明涉及天文通信领域，特别是涉及一种用于亚毫米波多波段同时成像的超导带通滤波器阵系统和实现方法。

背景技术

宇宙大爆炸发出的光度的50％和光子的98％都在亚毫米和远红外(FIR) 范围内。在过去的几年中，亚毫米/毫米天文仪器通过测量的宇宙基本参数，彻底改变了对恒星、星系和星团形成的理解。

亚毫米波功率测量是采用经典的炭斗法进行的。这种方法的测量精度较高，但响应速度太慢。因此，通常采用热敏材料制成的探测器，用炭斗法校准后测量亚毫米波的功率。常用的室温探测器(如高莱探测器，热释电探测器和真空热电堆等)可在室温下使用，操作简便，但热噪声干扰大，测量的灵敏度较低。低温探测器(如掺杂锗辐射计、砷化镓光电导探测器和约瑟夫逊结探测器等) 需要液氦温度的工作条件，但灵敏度高，噪声电平比室温探测器低几个数量级。亚毫米波波长测量用光学方法进行。用得较多的是法布里-珀罗干涉仪,它用金属栅网反射器或有小孔耦合的全反射球面镜代替光学干涉仪中的半透膜玻片,测量精度可达0.1％～0.01％。反射光栅法与光学测量用的光栅法相同，只是光栅的单位长度条数减少到每毫米1～10条，测量精度约1％～2％。迈克尔逊干涉仪用聚脂薄膜作分光束器，并可配上计算机进行信息处理,测量精度较高,利用这种仪器测量是最为成熟的一种测量方法。迈克尔逊干涉仪也可用作亚毫米波波谱仪。测量亚毫米波的频率可间接得到更精确的波长。亚毫米波频率测量一般采用外差法,即将待测频率为fx的亚毫米波与本振(通常是频率为f0的毫米波振荡器)信号的n次谐波混频,然后用数字频率计测量经中频放大后的频率f1F＝fx-nf0。如果对本振和高稳定晶体振荡器或原子频标进行频率锁定，则测量精度可达10以上。

目前，在亚毫米波的探测领域还有很多可探索的空间，还需要更高灵敏度、更快速响应的检测系统和监测方法。

发明内容

针对现有技术存在的问题，本发明的目的在于提供一种用于亚毫米波多波段同时成像的超导带通滤波器阵系统和实现方法，能够实现更高灵敏度、更快速响应地探测亚毫米波。

本发明提供一种超导带通滤波器阵系统，用于亚毫米波多波段同时成像，其特征在于，包括：

相控阵天线，具有二进制求和树，用于捕获亚毫米波多波段的天文信号；

四个超导带通滤波器，组成超导带通滤波器阵，用于在四个不同的频段，对天文信号进行处理；

四个动态电感检测器，每个超导带通滤波器连接一个动态电感检测器，将超导带通滤波器的输出信号馈送至动态电感检测器，以提高成像设备的吞吐量并实现多色成像；

读数系统，耦合到动态电感检测器，读出天文信号。

进一步，所述超导带通滤波器阵系统应用于多波长亚毫米电感相机，所述滤波器设置于相机晶片上，所述晶片包括硅晶片以及依次布置在硅晶片上的接地层、电介质层和布线层。

进一步，所述接地层的材料为150nm厚的超导微带材料铌Nb，布线层厚度为400nm，电介质层为400nm厚的二氧化硅或氮化硅。

进一步，所述滤波器采用光刻超导带通滤波器，采用八个集总元件组成，包括三个电感器，三个串联电容器和两个并联电容器。

另一方面，本发明提供一种超导带通滤波器阵系统的实现方法，包括以下步骤：

1)设计带通滤波器电路模型；

2)以使每个频带的总灵敏度最大化为目标，计算电感和电容的理想值，并计算电感和电容的初始值；

3)将理想值转换为布局，在晶片上设置螺旋电感器和平行板电容器；

4)通过仿真优化设计，确定电感器和电容器的几何形状后，在水平布局上对电感器和电容器进行微调；

5)布置馈电网络：通过S参数矩阵合并形成馈电网络：每个滤波器四个 4×2矩阵，馈电网络一个5×5矩阵；

6)构建用于准确预测的Sonnet模型。

进一步，带通滤波器的电路构造为在晶片上使用螺旋电感器实现每个电感，并使用平行板电容器实现每个电容；串联电容C1和C2被分成两个等值电容器，将一个螺旋电感器夹在中间。

进一步，四个带通滤波器将带宽划分为四个频段，所述四个频段分别以225、 280、350和405GHz为中心，对应多波长亚毫米电感相机所需的四种不同“颜色”。

进一步，根据滤波器传递函数计算出传输系数：

where S＝jωandω＝2πf.

其中，S为传输系数，L为电感器数值，C1-C3为各个电容器数值。

进一步，使用集总元件参数进行优化，集总元件参数对最终带通滤波器响应的影响如下：

并行电容：在不影响中心频率的情况下移动带通滤波器的上限频率；

电感：在不影响带宽或通带形状的情况下移动中心频率；

电容系列：电容C1和C2均可用于优化通带形状。

根据本发明的用于亚毫米波多波段同时成像的超导带通滤波器阵系统和实现方法能够动态响应，实现多波段同时成像，从宽带天线馈入多个检测器，大幅度提高仪器的吞吐量，并且具有灵敏度高、响应快等技术优势。

附图说明

图1示出了根据本发明的用于亚毫米波多波段同时成像的超导带通滤波器阵系统和实现方法的应用原理图；

图2示出了根据本发明的用于亚毫米波多波段同时成像的超导带通滤波器阵系统和实现方法系统构架图；

图3示出了根据本发明的用于亚毫米波多波段同时成像的超导带通滤波器阵系统和实现方法的天线效率图。

图4示出了带通滤波器电路模型；

图5示出了1.5毫米可感知水蒸气的大气传输；

图6示出了同一传输窗口下带通滤波器优化的两个变量：截止和分离；

图7示出了频带1和2的功率重叠分数和相应的NEFD 1mm值；

图8示出了每个波段的频率响应和尘埃星系能量。

图9示出了带通滤波器电路图及相应布局；

图10示出了带通滤波器网络布局；

图11示出了带通滤波器网络的掩码布局；

图12示出了ADS中带通滤波器网络的仿真设置；

图13示出了带通滤波器网络中各种微带线长度的频率响应(S12)和输入阻抗(Zin)；

图14示出了在Sonnet中使用的电感器仿真模型的三维(3D)结构；

图15示出了关于1.5毫米水蒸气窗口的实测和模拟带通滤波器性能。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

以下结合附图对本发明的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本发明，并不用于限制本发明。

滤波器是电子、通信系统中的关键器件，作用是对电子信号进行提取、分离或抑制。根据本发明的应用于亚毫米波探测器的超导滤波器主要应用于天文领域，应用于对宇宙光线的探测，超导滤波器能够减少不必要的信号干扰，提高数据传输速率。

根据本发明的用于亚毫米波多波段同时成像的超导带通滤波器阵系统和实现方法，使用于多波长亚毫米电感相机MUSIC(英文名称为MUltiwavelength SubmillimeterInductance Camera)，所述多波长亚毫米电感相机是使用动态电感检测器KID设计和构建的，仪器的波长为0.87、1.04、1.33和1.98mm。根据图1，多波长亚毫米电感相机设计成功地演示了光刻焦平面，此系统中使用四个带通滤波器(BPF)102。图1-15示出了根据本发明的技术内容。

其中，具有二进制求和树的相控阵天线101用于捕获信号。四个带通滤波器102将来自求和树的信号分成四个不同的频带。图1还示出了动态电感检测器103和检测器晶片的基板104。

使用≈100μm的光刻滤波器，可以在频率选择方面具有相当大的灵活性；组合的滤波器阵可用于从宽带天线馈入多个检测器，以提高仪器的吞吐量并实现多色成像；在相机晶片上实现以下功能：首先通过宽带相控阵天线101捕获天文信号，然后来自天线二进制求和树的微带线将宽带信号传递到带通滤波器 102网络，以定义四个不同的频段，对应天空中的四种颜色。每个带通滤波器 102的输出将馈入一个动态电感检测器103。开源读数系统(OSR)105耦合到探测器的传输线，用于读出天文信号。

本发明的带通滤波器网络对截止频率、带宽或其他典型的滤波器响应参数没有严格的要求。由于来自尘埃星系的通量密度是仪器的主要预期来源目标，因此将此类信号源的每个频段的灵敏度最大化作为主要设计目标。据此确定所有过滤器参数。

频率带宽范围受以下限制：亚毫米波长；超导铝的能隙为88GHz；宽带相控阵天线也有一定的带宽限制，这些要求共同限定了88至450GHz的通用频率范围。

本发明的带通滤波器所需的频率响应的基本参数如下：每个带通滤波器都以100–400GHz为中心，带宽为20–40％。为了最大程度地减少晶片上每个带通滤波器的损失，使用150nm厚Nb(铌)作为接地层1043，并使用400nm 厚布线层1041，使用400nm厚的二氧化硅或氮化硅作为电介质层1042，全部布置在一个369μm厚的硅晶片1044上(如图1所示)。Nb是一种极好的超导微带材料，在超导条件下(带通滤波器晶片的工作频率为230mK)，它可为微带线提供低损耗。

对于以

为中心的光刻带通滤波器，采用集总元件设计。

集总元件设计为技术的应用提供了明显的优势：集总元件设计比基于半波谐振结构的滤波器更紧凑。例如，以300GHz为中心的分布式带通滤波器的尺寸为0.5–1mm，而集总设计可以减小至0.1mm。即，集总设计大约是分布式设计尺寸的五分之一。

集总元件在电感和电容范围方面提供了更大的灵活性，实现更好的滤波器响应(例如，通带带宽更宽)。

为了实现集总光刻带通滤波器网络，采用了以下步骤：

1)带通滤波器电路模型：使用的电路模型(如图4所示)。依靠基本电路模型改进了计算和优化方法。

2)理想电感和电容的计算：计算初始电感和电容以使每个频带的总灵敏度最大化。大气透射窗限制了滤光片的宽度，并且滤光片不应重叠，因为有可能混淆光谱信息。在此基础上进行计算，得出每个滤波器的一组最佳电感和电容值。

3)将理想值转换为布局：在晶片上设置螺旋电感器和平行板电容器。

4)通过仿真优化设计：确定电感器和电容器的几何形状后，在水平布局上对电感器和电容器进行微调。

5)对馈电网络的考虑：将四个带通滤波器连接在一起的馈电网络对每个带通滤波器的频率响应都有影响。通过S参数(散射参数)矩阵合并解释馈电网络：每个滤波器四个4×2矩阵，馈电网络一个5×5矩阵。

6)构建用于准确预测的Sonnet模型：开发了Sonnet模型以产生可靠的预测。

带通滤波器电路模型的设计如下：滤波器电路模型可以通过其传递函数来指定，例如Butterworth，Chebyshev，Bessel，Elliptic或Gaussian。本发明使用的电路模型结构是对Butterworth滤波器的修改，由八个集总元件组成，包括三个电感器(L)，三个串联电容器(C1和C2)和两个并联电容器(C3)。

天文信号的带通滤波器设计标准如下：在多波长亚毫米电感相机应用中，光刻宽带相控阵天线覆盖很宽的频率范围，使用带通滤波器将带宽划分为四个频段，这些频段分别对应多波长亚毫米电感相机所需的四种不同“颜色”。

如图5所示，将四个以225、280、350和405GHz为中心的带通滤波器连接，并且两个带通滤波器共享相同的180至325GHz水蒸气窗口，以应对四个传输窗口(阴影区域)。除了图4所示的大气传输之外，还通过考虑以下因素来优化滤波器参数，从而确定使灵敏度最大化的滤波器响应。

数学模型与优化方式如下：

在计算过程中，使用微带传输线的20-Ω特性阻抗，从一组电感L，电容 C1，电容C2和电容C3的组合阻抗中产生每个滤波器传输。

根据滤波器传递函数计算出传输系数，如下所示：

where S＝jωandω＝2πf。

其中，S为传输系数，L为电感器数值，C1-C3为各个电容器数值。电感器和电容器的调谐范围在表1所示的范围内，其中初始起始值和终止值代表可以产生所需频率响应的范围。还要求电感和电容可以物理方式实现为晶片上的集总元件。

表1：电感和电容调谐范围

通过使用集总元件参数进行优化，研究了集总元件值对最终带通滤波器响应的影响：

并联电容C：在不影响中心频率的情况下移动带通滤波器的上限频率。

电感L：在不影响带宽或通带形状的情况下移动中心频率。

电容C系列：电容C1和C2均可用于优化通带形状。

共享相同频率窗口的频段如下：

两个频带(频段1和频段2)共享相同的水蒸气窗口，通过两个目标计算所需的滤波器响应：

目标一，使得频段1噪声等效通量密度和频段2噪声等效通量密度之间的差异最小化。

目标二，使得在频段1和频段2之间可控功率重叠实现最小化。

定义两个变量以促进频段1和2的优化：从截止频率到频段1的右边缘和频段2的左边缘的频段和分离段之间的截止频率。对于给定的分离值，针对所有截止频率优化了频段1和频段2，并针对频段1和频段2寻找了相等的噪声等效通量密度(NEFD)1mm值。图7示出了频段1和2的功率重叠分数和相应的噪声等效通量密度1mm值(以Jy为单位/p Hz)：(虚线)带1和带2的噪声等效通量密度总计1mm；(实线)频段1的噪声等效通量密度1mm，等于频段2 的噪声等效通量密度1mm。其中垂直轴表示当获得等于噪声等效通量密度1mm 时的最终噪声等效通量密度；横轴表示在该条件下频段1和频段2的功率重叠率。根据此图，可以看出：

当重叠率降低到2％以下时，NEFD 1毫米值将不会显着改善。

可以得到等于频段1和频段2的NEFD 1mm值范围为0.04至0.05Jy/Hz。

为了在频带1和频带2上获得相等的NEFD 1mm值，截止频率(定义的两个变量之一)必须约为265–275GHz。

为了使频带之间的间隔更大，可以获得较低的截止频率，在该频率处，频带达到相等的NEFD 1mm值。

为了明确优化滤波器设计，使用了IDL软件，其中包括滤波器传递函数的计算，NEP和NEFD值以及相关传输系数(例如，天线，光传输)的计算以及灵敏度优化。

图8示出了每个波段的频率响应和尘埃星系能量。(a)以及(b)在IDL 中计算的四个带通滤波器的功率传输。(c)和(d)尘埃星系能量(Jy)。

图8中的曲线图提供了每个频带的实际频率响应和相应的尘埃星系功率。子图(a)和(b)显示每个频段的频率响应，子图(c)和(d)显示通过带通滤波器过滤和以扬斯基(Jy)为单位的大气传输而形成的尘埃星系能量。该图说明了带通滤波器响应与大气水蒸气传输之间没有显着的功率重叠(见图5)，这表明频带1的左边缘和频带2的右边缘被很好地定义用于计算。

在图8的子图(c)和(d)中，频率3.0标度为来自尘埃星系的通量密度是用于天文信号源的默认假设。使用2.5和3.5的幂律指数重新计算NEFD 1mm 值和重叠的结果。

表2：每种带通滤波器的灵敏度结果(NEFD 1mm，单位为Jy/Hz)

表2总结了每种带通滤波器的灵敏度结果(NEFD 1mm，单位为Jy/Hz)。将频率缩放比例更改为频率2.5或频率3.5并不会改变优化的滤波器设计。因此，将frequency3.0缩放比例用作所有计算的默认假设。从每个单独的带通滤波器的优化中，与通带上的平坦传输相比，该优化趋向于提供一个陡峭的截止点。即，优化的灵敏度并不一定要求带通滤波器的通带性能平稳。相反，考虑到大气传输对可用频谱带宽的限制，较宽的通带覆盖范围可带来更好的灵敏度。

布局中计算的带通滤波器值的实现如下：如图9所示，在晶片上使用螺旋电感器实现每个电感，使用平行板电容器实现每个电容。串联电容C1和C2被分成两个等值电容器，将一个螺旋电感器夹在中间，以便于制造。二氧化硅(Er ＝3.9)和氮化硅(Er＝7.0)的介电常数是根据过滤器、天线和检测器开发的晶片的测量值进行估算的。这些值是针对低温亚毫米和毫米应用获得的最佳估计值。为了实现带通滤波器网络，连接四个带通滤波器。

图10示出了带通滤波器网络的布局，

示出了带通滤波器网络的布局，为了实现带通滤波器阵，连接四个带通滤波器。

对带通滤波器馈电网络介绍如下：

馈电网络的设计如图11所示，图中标记为Mline为微带线的每个部分。

“Mline”代表微带线，带通滤波器网络中微带线的部分标记为Mline 0 至Mline5，Mline输入和Mline输出。

设计带通滤波器网络时，每个带通滤波器的功率传输可能会发生变化，因为带通滤波器在通带具有匹配的阻抗，在带外频率范围具有高阻抗。当带通滤波器连接到相同的馈电连接点时，每个带通滤波器的带外响应都会影响其他频带。在本实施例中，相控阵天线的微带线阻抗为20–25Ω。

使用高级设计系统(ADS)软件研究带通滤波器网络。图12示出了在ADS 仿真器中，分别根据电感和电容来指定电感器和电容器，并根据微带线基板、宽度、长度和损耗来指定微带线。

图13示出了ADS模拟中带通滤波器之间各种微带线长度的影响，并总结了微带线长度各种组合的带通滤波器的频率响应(S12)和阻抗(Zin)。在子图(a)，(c)和(e)中，实线代表功率传输每个带通滤波器进行比较，虚线表示当四个带通滤波器连接到馈电网络时的功率传输。显然，当滤波器连接在一起时，通带传输会大大降低。在子图(b)，(d)和(f)中，当带通滤波器未连接到馈电网络时，模拟了具有不同微带线长度的每个带通滤波器的输入阻抗。在子图(a)和(b)中，所有微带线都被忽略；在子图(c)和(d)中，使用了标称值(微带线Mline0＝17μm；Mline1＝15μm)。在子图(e)和(f) 中，微带线Mline0＝17μm，Mline1长度为7μm至16μm。

图13中，(a)，(c)和(e)垂直轴表示功率传输，并且横轴表示频率(GHz)；实线表示独立考虑的四个滤波器，虚线是标题中给出的微带线长度。(b)，(d) 和(f)的纵轴表示输入阻抗(Ohm)，横轴表示频率(GHz)。

从图13中的子图(c)和(d)可以看出，带通滤波器102(图中的线1101) 在210GHz至255GHz的频带1通带频率中具有约25的输入阻抗。但是，其他三个频段(线1102，线1103和线1104)在210–255GHz的阻抗也不可忽略，这会降低带通滤波器102和其他频段的性能。

根据图13所示的仿真结果，可以看出：馈电网络不会更改每个滤波器的截止频率；较长的馈送网络传输线长度将导致较差的通带性能。

在ADS中的馈送网络的仿真和优化过程中，可以看出：频带之间的阻抗不取决于每个带通滤波器的第一电感，第一电容，内部传输线，端口阻抗或输出传输线。

带通滤波器网络应用的输入阻抗取决于输入传输线的长度(图11中的 Mline0和Mline1)。因此，尽管将每个滤波器单独设计为具有高带外阻抗，但是通过两个滤波器之间的微带可以减小该阻抗。增加每个滤波器内部的传输线长度会稍微改变其带宽。通过尽可能缩短滤波器之间的馈电网络传输线长度，可以最小化这种互阻抗负载效应。通过模拟馈电网络并将其建模为5×5S参数矩阵，并与四个2×2滤波器S参数矩阵级联来分析馈电网络的效果。然后，将S参数矩阵重新插入IDL程序，并再次对所有四个滤波器执行优化。很难通过调整馈电网络微带线的长度或带通滤波器集总元件值来完全消除馈电网络的影响，相反，通过使用尽可能短的馈电线长度来最大程度地减小滤波器之间的负载影响(馈电网络规模汇总于表3)。表4和表5总结了带通滤波器网络的最终灵敏度和重叠功率分数。

电路模型无法解决许多可能在模拟和预测中引入不可忽略的误差的实际因素，包括动态电感(超导效应)，耦合效应(电感器和接地层之间)，寄生电容和电介质损失等。当将集总元件值转换为物理布局并使用Sonnet软件包模拟该布局时，已考虑了所有这些因素，该软件包用于模拟过滤器的几何形状和基板。

表3：馈电网络规模汇总

表4：带通滤波器网络的最终灵敏度

表5：带通滤波器网络的重叠功率分数

Nb的超导转变温度为9.2K。在相机晶片工作温度为230mK时，Nb的穿透深度约为100nm。细带状线(在带通滤波器设计中，电感器的厚度为150nm，宽度为1μm)，由于动感(KI＝μ0λ穿透)，表面阻抗会发生变化，这将影响其整体阻抗。因此，当开发电容器和电感器布局时，认为Nb是一种厚的超导金属，特别是对于电感器结构。图14示出了ADS中带通滤波器网络的仿真设置。其中201是滤波器的接地层，202是并联电容上层设计，203是串联电容，204和205是串联电容的接地层设计。

晶片制造工艺对带通滤波器频率响应有影响，通过以上研究，获得了定义明确的Sonnet模型，具有所需的集总值和所需的频率响应。在实际的制造过程中，还需要在模拟中考虑制造对准和基板材料：在制造过程中，带通滤波器中平行板电容器的下侧必须大0.2μm，以确保正确对准。为了获得准确的仿真结果，必须考虑该额外的板面积。不同的基材(硅或蓝宝石)也将对过滤器性能产生不可忽略的影响。这种影响是集总电感器位于介电层和衬底层之间的结果，并且由于方形电感器产生的电磁场与围绕它的材料的介电参数有关。

对于带通滤波器网络的测量结果显示，使用不同的电介质(二氧化硅或氮化硅)，频带(从0到频带5，范围从90-450GHz)和带通滤波器的组合(两个)制造了许多带有带通滤波器的相机晶片。图15给出了通过Fourier变换光谱法(FTS)获得的4个带通滤波器网络的代表性测量结果(蓝线)。表4中每个带通滤波器电感器和电容器的汇总(以微米为单位)尺寸值(黑色虚线) 进行了比较，测量结果表明所构建的模型可以合理地控制过滤器性能。

表6：水蒸气透过率(红线)和预测值

Claims (7)

1.一种超导带通滤波器阵系统，用于亚毫米波多波段同时成像，其特征在于，包括：

相控阵天线，具有二进制求和树，用于捕获亚毫米波多波段的天文信号；

四个超导带通滤波器，组成超导带通滤波器阵，用于在四个不同的频段，对天文信号进行处理；

所述超导带通滤波器阵系统应用于多波长亚毫米电感相机，所述滤波器设置于相机晶片上，所述晶片包括硅晶片以及依次布置在硅晶片上的接地层、电介质层和布线层；所述滤波器采用光刻超导带通滤波器，采用八个集总元件组成，包括三个电感器，三个串联电容器和两个并联电容器；

四个动态电感检测器，每个超导带通滤波器连接一个动态电感检测器，将超导带通滤波器的输出信号馈送至动态电感检测器，以提高成像设备的吞吐量并实现多色成像；

读数系统，耦合到动态电感检测器，读出天文信号；

其中，根据滤波器的传递函数计算出传输系数：

其中，S为传输系数，L为电感器数值，C1-C3为各个电容器数值。

2.根据权利要求1所述的超导带通滤波器阵系统，其特征在于，所述接地层的材料为150nm厚的超导微带材料铌Nb，布线层厚度为400nm，电介质层为400nm厚的二氧化硅或氮化硅。

3.如权利要求1-2任一项超导带通滤波器阵系统的实现方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)设计带通滤波器电路模型；

2)以使每个频带的总灵敏度最大化为目标，计算电感和电容的理想值，并计算电感和电容的初始值；

3)将理想值转换为布局，在晶片上设置螺旋电感器和平行板电容器；

4)通过仿真优化设计，确定电感器和电容器的几何形状后，在水平布局上对电感器和电容器进行微调；

5)布置馈电网络：通过S参数矩阵合并形成馈电网络：每个滤波器四个4×2矩阵，馈电网络一个5×5矩阵；

6)构建用于准确预测的Sonnet模型。

4.根据权利要求3所述的超导带通滤波器阵实现方法，其特征在于，带通滤波器的电路构造为在晶片上使用螺旋电感器实现每个电感，并使用平行板电容器实现每个电容；串联电容C1和C2被分成两个等值电容器，将一个螺旋电感器夹在中间。

5.根据权利要求3所述的超导带通滤波器阵实现方法，其特征在于，四个带通滤波器将带宽划分为四个频段，所述四个频段分别以225、280、350和405GHz为中心，对应多波长亚毫米电感相机所需的四种不同“颜色”。

6.根据权利要求3所述的超导带通滤波器阵实现方法，其特征在于，根据滤波器传递函数计算出传输系数：

其中，S为传输系数，L为电感器数值，C1-C3为各个电容器数值。

7.根据权利要求6所述的超导带通滤波器阵实现方法，其特征在于，使用集总元件参数进行优化，集总元件参数对最终带通滤波器响应的影响如下：

并行电容：在不影响中心频率的情况下移动带通滤波器的上限频率；

电感：在不影响带宽或通带形状的情况下移动中心频率；

电容系列：电容C1和C2均可用于优化通带形状。

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