CN112448907A - 一种nr-u中的prach信号设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种NR‑U中的PRACH信号设计方法，该方法通过选取M个小于N整数组合作为置换基，选取的所述置换基使PRACH信号峰均比或立方度量CM指标值小于预设阈值，从而设计出符合NR‑U要求的PRACH信号。根据本发明构造的PRACH信号的峰均比或CM值比较低具有一致分布，并且本发明的PRACH信道容量比较大。
Description
技术领域
本发明涉及共享频谱5G接入技术领域，尤其涉及一种NR-U中的PRACH信号设计方法。
背景技术
当前，现有国际移动通信系统在私有授权频段上通过精心规划和实施所建立的蜂窝网络，可以为用户提供无缝覆盖，高效信息传输和高可靠的服务。另一方面，使用共享非授权频谱一般还是无法获得这些服务质量。然而，频谱资源是有限而昂贵的。5G技术的引入，让更多的运营商带来这样的期望：即通过私有频谱的协助，甚至完全依赖共享非授权频谱，运营商通过5G技术，一样为用户提供高质量的通信业务连接。
为此，3GPP启动了共享频谱5G接入技术(NR-U)规范的制定工作。为了可以使用共享非授权频谱，5G NR技术中许多信号(包括随机接入物理信道信号PRACH)需要进行适当的修改，以满足各地区对无线设备在共享非授权频谱使用的一些特殊规定，其中最重要的是信道带宽占用。
现有工作于授权频谱的5G PRACH支持2种随机接入信道前导码，分别为长度839的长前导码和长度139的短前导码。既然NR-U主要应用场景为微小区环境，只有短前导码及相应的PRACH信号格式适合NR-U应用。另外，由于各种原因，如小于1GHz频段的共享频谱带宽太窄/不适合5G技术应用，目前NR-U比较迫切的应用频谱为5GHz和6GHz两种频段。
根据ETSI对5G频段规定，信道带宽占用OCB定义为，承载99％信号功率的带宽与正常工作信道带宽的占比应在80％以上。根据现有5G NR技术设计，对于6GHz以下频段，假设载波带宽为20MHz，采用15/30KHz的子载波间隔的基于短前导码设计的PRACH信道工作带宽占用为2.16MHz和4.32MHz，明显不满足ETSI的OCB规定。
为满足OCB规定，目前已经提出4种PRACH信号设计方案：
1)频域内以物理资源块PRB粒度均匀栅格分布
2)频域内以物理资源块粒度非均匀栅格分布
3)频域内以物理资源单元粒度均匀栅格分布
4)频域内连续资源分布
方案1的优点是具有更高的发射功率和频域分集增益，因而具有较高的MCL。同时，可以方便地与其他以栅格频域分布设计的上行物理信道进行频分复用。这个方案可以重用现有的长度139的前导码设计。但是，经过研究发现，这种方案设计的前导码的自相关信号具有较大旁瓣，因此具有定时误差比较大。
方案2的优点是可以通过适当的设计具有较高的发射功率因而具有较好的MCL。另外，适当的设计也可以避免PRACH信号的自相关信号出现较大的旁瓣。但是，这种方案因为频域非均匀分布无法与其他上行物理信道进行频分复用。另外，这种方案设计明显设计比较复杂，难以获得最优设计。
方案3可以具有较高的MCL。但是，这种方案显然无法与其他上行物理信道进行频分复用。
方案4第一种思路是采用非重复的短序列设计，当然具有最小设计复杂度，也可以满足最低OCB要求(临时2MHz占用带宽)。但是，这样的思路因为功率频谱密度PSD限制造成MCL比其他方案至少低3dB。另外，也无法与其他上行信道进行频分复用。
方案4第二种思路是在频域采用重复短序列，或者采用较长序列连续分布的设计方案，由于更大的带宽可以获得比第一种思路更高的MCL。缺点也很明显，无法与其他上行信道进行频分复用。另外，重复短序列造成PRACH信道容量比较低。
方案1、2、3由于高信噪比下无法控制虚警率，误检率指标也较差，已经不具有竞争优势了。方案4第一种思路也不值得考虑。方案4第二种思路如果采用新的单一长序列设计，可以获得比重复短序列更高MCL指标，PRACH容量也比较大。
因此，如何设计符合NR-U要求的PRACH信号已成为了急需解决的问题。
发明内容
有鉴于此，本申请提供一种NR-U中的PRACH信号设计方法，该方法从采用特殊的重复短序列设计思路来设计符合NR-U要求的PRACH信号。
本申请是通过如下技术方案实现的：
一种NR-U中的PRACH信号设计方法，该方法包括如下步骤：
步骤1、选取置换基，并使用所述置换基来构造M个置换操作；
步骤2、根据所述M个置换操作对5G NR中短序列所定义的任一基序列进行置换，生成M个置换序列；
步骤3、将所述M个置换序列顺序级联，生成级联后的基序列；
步骤4、将所述级联后的基序列或偏移序列作为前导序列，以频域连续分配方式以及PRACH生成方式产生PRACH信号。
进一步的，步骤1中，所述选取置换基具体包括：
步骤101、选取M个小于N整数组合作为置换基，选取的所述置换基使PRACH信号峰均比或立方度量CM指标值小于预设阈值；
步骤102、基于选取的所述置换基，采用如下公式来构造M个置换操作；
j＝mod(a*i，N)
其中，a为所述置换基，a为小于N的整数，i、j分别表示置换矩阵P的第i行、第j列，N代表短ZC序列长度139。
进一步的，步骤4中，将所述级联后的基序列或偏移序列作为前导序列，以频域连续分配方式以及PRACH生成方式产生PRACH信号，具体包括：
步骤401、将所述前导序列进行DFT变换，生成DFT变换后的前导序列；
步骤402、将所述DFT变换后的前导序列连续映射到PRACH信道规定频域资源上，生成映射后的信号；
步骤403、将所述映射后的信号进行IFFT变换，生成IFFT变换序列；
步骤404、将所述IFFT变换序列按照PRACH信号格式增加前缀后构成PRACH信号。
进一步的，步骤1中，所述选取置换基具体包括：
步骤101、选定任意基序列；
步骤102、对所述选定任意基序列计算置换序列；
步骤103、计算所述置换序列中每一元素的相位以获得相位序列，对所述相位序列进行相位解卷绕操作获得所述置换序列的连续相位序列；
步骤104、计算所述连续相位序列的均值，并将所述连续相位序列减去均值，获得去均值相位序列；
步骤105、计算所述去均值相位序列的FFT频谱峰值；
步骤106、将所述去均值相位序列的FFT频谱峰值最大的M个所对应的所述置换基作为M个整数组合。
与现有技术相比，本发明的优点在于：根据本发明构造的PRACH信号的峰均比或CM值比较低具有一致分布，并且本发明的PRACH信道容量比较大。
附图说明
图1为本发明的PRACH信号设计方法的流程示意图；
图2为根据一种实施方式的PRACH检测误检概率性能曲线图；
图3为根据一种实施方式的PRACH检测虚检概率性能曲线图；
图4为根据一种实施方式的PRACH检测定时估计误差CCDF曲线图；
图5为根据一种实施方式的PRACHCM值CCDF曲线；
图6为根据另一种实施方式的PRACH检测误检概率性能曲线图；
图7为根据另一种实施方式的PRACH检测虚检概率性能曲线图；
图8为根据另一种实施方式的PRACH检测定时估计误差CCDF曲线图；
图9为根据另一种实施方式的PRACHCM值CCDF曲线。
具体实施方式
这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本申请相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本申请的一些方面相一致的装置和方法的例子。
在本申请使用的术语是仅仅出于描述特定实施例的目的，而非旨在限制本申请。在本申请和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。还应当理解，本文中使用的术语“和/或”是指并包含一个或多个相关联的列出项目的任何或所有可能组合。
下面将结合附图和实例对本发明作进一步的详细说明。
根据前面的分析，短序列重复的方案MCL指标较差的根源在于目前短序列简单重复或者配合降低峰均比PAPR，其他增强重复方法，例如相位旋转采用如随机加扰序列复合序列设计或者采用不同根和/或不同随机偏移的组合重复序列，构造的PRACH信号立方度量CM指标比新的单一长序列设计较差。另外，这些降低峰均比技术也没有改善PRACH的信道容量。所以，本发明将寻找一种更优的降低峰均比技术增强重复序列设计方法。
考虑到ZC序列是正交序列，那么，如下公式成立：
根据置换的性质有如下关系成立：
其中，xi和xj是不同根序列构造的ZC序列，或者是同一根序列的不同偏移序列，P是置换矩阵，N代表短ZC序列长度139。从上面的公式可以看出，经过置换的ZC序列依然为正交序列。
由于置换操作仅改变信号序列元素的顺序，因此ZC序列置换后新序列仍然具有恒包络性质及低峰均比特性。考虑到短序列长度139是质数，那么，可以比较简单的一阶置换，即置换矩阵P的第i行第j列非零元素满足下列关系式：
j＝mod(a*i,N) (4.3)
其中，a称为上述置换操作的基，a为小于N的整数。这个简单一阶置换保证置换ZC序列的初始相位为0。
而且，一般复序列如果具有如下性质：
1)序列连续2个元素的相位差的最大值小于Pi；
2)序列的相位以足够平滑特性线性连续变化；
那么，这个复序列将具有较低的峰均比和立方度量CM指标值。
可以设想，通过计算机搜索或其他方式，可以寻找到M个小于N整数组合，使得由这些整数作为置换的基，再由相应的置换序列组成新的PRACH基序列，这样构造后的PRACH信号具有较低的峰均比和较小的CM指标值，例如以WCDMA信号CM指标值或更低值作为搜索门限。
本发明提出的一种符合NR-U要求的PRACH信号设计方法包括如下步骤：
步骤1、选取置换基，并使用所述置换基来构造M个置换操作；
步骤2、根据所述M个置换操作对5G NR中短序列所定义的任一基序列进行置换，生成M个置换序列；
步骤3、将所述M个置换序列顺序级联，生成级联后的基序列；
步骤4、将所述级联后的基序列或偏移序列作为前导序列，以频域连续分配方式以及PRACH生成方式产生PRACH信号。
步骤1中，所述选取置换基具体包括：
步骤101、选取M个小于N整数组合作为置换基，选取的所述置换基使PRACH信号峰均比或立方度量CM指标值小于预设阈值；
步骤102、基于选取的所述置换基，采用如下公式来构造M个置换操作；
j＝mod(a*i，N)
其中，a为所述置换基，a为小于N的整数，i、j分别表示置换矩阵P的第i行、第j列，N代表短ZC序列长度139；
步骤4中，将所述级联后的基序列或偏移序列作为前导序列，以频域连续分配方式以及PRACH生成方式产生PRACH信号，具体包括：
步骤401、将所述前导序列进行DFT变换，生成DFT变换后的前导序列；
步骤402、将所述DFT变换后的前导序列连续映射到PRACH信道规定频域资源上，生成映射后的信号；
步骤403、将所述映射后的信号进行IFFT变换，生成IFFT变换序列；
步骤404、将所述IFFT变换序列按照PRACH信号格式增加前缀后构成PRACH信号。
由于基序列与其偏移序列具有同样的峰均比特性，采用上述方法构造的PRACH信号具有非常一致的低峰均比或CM值分布特性。
对于20MHz带宽的NR-U应用来说，M可以取4或8，可以使PRACH信号分别在子载波间隔为30KHz或者子载波间隔为15KHz时满足80％OCB要求。由于任意一组M个整数可以以任意非重复排列进行组合，所有这些组合利用上述方法构造的PRACH信号都满足低峰均比或CM指标要求，所以，采用这样方式构造PRACH信道容量可以与新的单一长序列构造的PRACH信道容量一样具有非常可观的信道容量。
由于ZC序列置换序列初相是0，置换序列间相位要保证连续才能保证信号具有低峰均比特性。这要求置换序列的相位具有周期性变化特征。因此，步骤1中，所述选取置换基除了可以采用计算机搜索办法来确定外，还可以采用下面的简单方法来确定：
步骤101、选定任意基序列；
步骤102、对所述选定任意基序列计算置换序列；
步骤103、计算所述置换序列中每一元素的相位以获得相位序列，对所述相位序列进行相位解卷绕操作获得所述置换序列的连续相位序列；
步骤104、计算所述连续相位序列的均值，并将所述连续相位序列减去均值，获得去均值相位序列；
步骤105、计算所述去均值相位序列的FFT频谱峰值；
步骤106、将所述去均值相位序列的FFT频谱峰值最大的M个所对应的所述置换基作为M个整数组合。
下面通过两个具体的实施方式来验证根据本发明的方法所构造的PRACH信号的效果。
在一种实施方式中，通过计算机搜索寻找M＝4整数组合。对于5GHz频段的NR-U系统，子载波间隔SCS＝30KHz，采用4*139重复序列构造PRACH信道，循环移位NCS＝43，共取6个物理根序列及其组合/单一排列构造基序列及其循环移位序列构造64个前导序列。
M整数组合列表如下：
| 物理根序列 | M整数组合 |
| 1 | 138 50 79 136 |
| 138 | 138 50 79 136 |
| 2 | 2 25 87 117 |
| 137 | 2 25 87 117 |
| 3 | 77 138 2 18 |
| 136 | 77 138 2 18 |
根据5G NR PRACH仿真要求参数如下表：
根据上述仿真获得3种检测结果曲线及PRACH信号CM值CCDF曲线分别如图2、3、4、5所示。
根据以上仿真结果，按照3GPP确定的评估原则可以推算PRACH最小耦合损耗(MCL)和信道容量，其结果如下表所示：
| 参数 | 数据 | 数据 | 说明 |
| 方案 | ZC139*1[3] | 本方案 | |
| SCS | 30KHz | 30KHz | |
| PRACH序列长度 | 139 | 139 | |
| 重复次数 | 1 | 4 | |
| N_CS | 10 | 43 | |
| #RB | 12 | 47 | |
| RACH频率占用 | 4.17 | 16.68 | 单位MHz |
| 噪声电平 | -102.8 | -96.8 | |
| SNR | -5.0 | -14.3 | 1％误检率 |
| P_max(dBm) | 16.2 | 22.2 | |
| 功率回退 | 2.3 | 1.5 | |
| P_TX(dBm) | 16.2 | 21.5 | |
| MCL(dB) | 124.0 | 132.6 | |
| N_FDM | 4 | 1 | 20MHz接入机会 |
| 容量 | 7176 | 9936 | 20MHz总接入机会 |
在一种实施方式中，通过置换后的ZC序列相位特征确定M＝4整数组合。对于5GHz频段的NR-U系统，子载波间隔SCS＝30KHz，采用4*139重复序列构造PRACH信道，循环移位NCS＝43，共取6个物理根序列及其组合/单一排列构造基序列及其循环移位序列构造64个前导序列。
M整数组合列表如下：
| 物理根序列 | M整数组合 |
| 1 | 54 85 50 89 |
| 138 | 54 85 50 89 |
| 2 | 40 99 1 138 |
| 137 | 40 99 1 138 |
| 3 | 1 138 66 73 |
| 136 | 1 138 66 73 |
仿真要求与上一种实例方式相同。
根据上述仿真获得3种检测结果曲线及PRACH信号CM值CCDF曲线分别见如下图6、7、8、9。
根据以上仿真结果，按照3GPP确定的评估原则可以推算PRACH最小耦合损耗(MCL)和信道容量，其结果见下表：
| 参数 | 数据 | 数据 | 说明 |
| 方案 | ZC139*1[3] | 本方案 | |
| SCS | 30KHz | 30KHz | |
| PRACH序列长度 | 139 | 139 | |
| 重复次数 | 1 | 4 | |
| N_CS | 10 | 43 | |
| #RB | 12 | 47 | |
| RACH频率占用 | 4.17 | 16.68 | 单位MHz |
| 噪声电平 | -102.8 | -96.8 | |
| SNR | -5.0 | -14.4 | 1％误检率 |
| P-max(dBm) | 16.2 | 22.2 | |
| 功率回退 | 2.3 | 1.1 | |
| P_TX(dBm) | 16.2 | 21.9 | |
| MCL(dB) | 124.0 | 133.1 | |
| N_FDM | 4 | 1 | 20MHz接入机会 |
| 容量 | 7176 | 9936 | 20MHz总接入机会 |
本领域普通技术人员可以理解上述方法中的全部或部分步骤可通过程序来指令相关硬件完成，所述程序可以存储于计算机可读存储介质中，如只读存储器、磁盘或光盘等。可选地，上述实施例的全部或部分步骤也可以使用一个或多个集成电路来实现，相应地，上述实施例中的各模块/单元可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。本发明不限制于任何特定形式的硬件和软件的结合。
需要说明的是，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。
Claims (4)
1.一种NR-U中的PRACH信号设计方法，其特征在于，该方法包括如下步骤：
步骤1、选取置换基，并使用所述置换基来构造M个置换操作；
步骤2、根据所述M个置换操作对5G NR中短序列所定义的任一基序列进行置换，生成M个置换序列；
步骤3、将所述M个置换序列顺序级联，生成级联后的基序列；
步骤4、将所述级联后的基序列或偏移序列作为前导序列，以频域连续分配方式以及PRACH生成方式产生PRACH信号。
2.根据权利要求1所述的PRACH信号设计方法，其特征在于，步骤1中，所述选取置换基具体包括：
步骤101、选取M个小于N整数组合作为置换基，选取的所述置换基使PRACH信号峰均比或立方度量CM指标值小于预设阈值；
步骤102、基于选取的所述置换基，采用如下公式来构造M个置换操作；
j＝mod(a*i，N)
其中，a为所述置换基，a为小于N的整数，i、j分别表示置换矩阵P的第i行、第j列，N代表短ZC序列长度139。
3.根据权利要求1所述的PRACH信号设计方法，其特征在于，步骤4中，将所述级联后的基序列或偏移序列作为前导序列，以频域连续分配方式以及PRACH生成方式产生PRACH信号，具体包括：
步骤401、将所述前导序列进行DFT变换，生成DFT变换后的前导序列；
步骤402、将所述DFT变换后的前导序列连续映射到PRACH信道规定频域资源上，生成映射后的信号；
步骤403、将所述映射后的信号进行IFFT变换，生成IFFT变换序列；
步骤404、将所述IFFT变换序列按照PRACH信号格式增加前缀后构成PRACH信号。
4.根据权利要求1所述的PRACH信号设计方法，其特征在于，步骤1中，所述选取置换基具体包括：
步骤101、选定任意基序列；
步骤102、对所述选定任意基序列计算置换序列；
步骤103、计算所述置换序列中每一元素的相位以获得相位序列，对所述相位序列进行相位解卷绕操作获得所述置换序列的连续相位序列；
步骤104、计算所述连续相位序列的均值，并将所述连续相位序列减去均值，获得去均值相位序列；
步骤105、计算所述去均值相位序列的FFT频谱峰值；
步骤106、将所述去均值相位序列的FFT频谱峰值最大的M个所对应的所述置换基作为M个整数组合。
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