CN112414567B - 一种同步相关采样的apd数字化雪崩信号提取系统 - Google Patents

Abstract

一种同步相关采样的APD数字化雪崩信号提取系统，包括时钟信号源、时钟扇出模块、延时芯片、ADC模块、系统控制与数据处理模块、门控产生模块、APD前端模拟调理模块，ADC模块在延时后的同步时钟下对APD调理模块的输出进行采样，通过相关采样和延时扫描电路，可以自动抵消门控带来的尖峰噪声，提取有效光子雪崩信号。与现有技术相比，本发明通过相关采样和延时扫描的办法，可以自动抵消尖峰噪声，不仅可以实现数字化提取雪崩信号，而且可以抵消由于环境温漂以及门控变化引起的APD输出信号变化，提高APD的门控变频能力，使得雪崩信号的提取稳定可靠，探测效率维持稳定，且无需反复标定或校准，具有简单，高效，稳定的特点。

Description

一种同步相关采样的APD数字化雪崩信号提取系统

技术领域

本发明涉及应用于量子通信领域的单光子探测器，也可应用于基于雪崩二极管APD的传统光通信中使用门控模式的情况，属于单光子级别红外光强检测领域（G01J）和用于量子保密通信核心探测器技术领域（H04K），特别涉及一种同步相关采样的APD数字化雪崩信号提取系统。

背景技术

近红外单光子探测可使用工作于门控模式下的InGaAs/InP 雪崩二极管（APD），特别的，包括单光子雪崩二极管SPAD，以实现高效的单光子探测。但是门控工作模式下的APD雪崩信号提取异常困难，因为门控信号幅度较大，会通过APD的二极管结电容耦合产生一个较大的尖峰噪声信号，如何提取雪崩信号，现有技术给出了传统做法：例如使用延时差分，延时符合等基于延时的方法；又例如给出平衡抵消，直接滤波等基于滤波的方法；还有结合延时、平衡和滤波的综合性方法。但是，这些方法具有以下问题：

1.基于模拟信号固定延时的方法，无法保证延时和工作频率精确一致，当工作频率发生变化，延时无法改变，产品不仅不具有变频能力，且量产一致性和适用性较差；

2.基于平衡抵消的方法，无法保证平衡管和APD管完全一致，任何链路延时、衰减、等效电容的差异，将直接影响平衡抵消的效果；

3.基于滤波和结合延时滤波或平衡滤波的方法，均存在滤波不完美性，实际应用中，若频率改变或者脉冲幅度或宽度改变，则会造成滤波输出信号发生很大变化，继而造成雪崩信号提取的基线漂移，轻则影响APD探测效率，重则造成APD雪崩信号提取失败。

上述这些方法都属于雪崩信号的模拟提取方法，依靠模拟信号延时和模拟电路滤波或模拟电路平衡技术，其本质都是为了提高雪崩模拟信号的信噪比，信噪比至少需要大于1，才有可能通过模拟比较器恢复雪崩信号。实际应用中，信噪比至少需要10：1以上，才能较好的提取雪崩信号，但是具体实现中由于模拟电路的延时不完全一致，滤波不完全匹配，平衡不完全等效的实际困难，最终的噪声仍然会很大，需要通过提高APD高压，来提高信噪比，而这样不但牺牲了探测器的暗计数和后脉冲等技术指标，而且最终的信噪比会随工作条件的变化而发生变化，如环境温度，门控特征（如幅度、宽度、频率等）变化时，APD输出信号波形就会发生改变，雪崩信号的基线就会漂移，继而这些方法的稳定性就会变差，故传统方法不仅无法实现最优的APD暗计数和后脉冲性能，而且其环境适用性也会受到诸多限制，当时使用条件发生变化，还需反复校准标定，使用不方便，性能欠稳定，存在温漂和失效风险。

发明内容

本发明目的在于提供一种同步相关采样的APD数字化雪崩信号提取系统，以解决现有雪崩信号提取技术中：不仅无法实现最优的APD暗计数和后脉冲性能，而且当环境温度，门控特征（如幅度、宽度、频率等）发生变化，还需反复校准标定，使用不方便，性能欠稳定，存在温漂和失效风险等的技术性缺陷。

本发明的技术方案是这样实现的：

一种同步相关采样的APD数字化雪崩信号提取系统，所述系统包括时钟信号源、时钟扇出模块、延时芯片、ADC模块、系统控制与数据处理模块、门控产生模块、APD前端模拟调理模块，所述时钟信号源连接时钟扇出模块输入端，所述时钟扇出模块输出端分别连接延时芯片以及门控产生模块输入端，所述延时芯片输出端连接ADC模块采样时钟输入端，所述延时芯片控制端连接系统控制与数据处理模块，所述门控产生模块的输出端连接APD前端模拟调理模块输入端，所述APD前端模拟调理模块输出端连接ADC模块的输入端，所述ADC模块的输出端连接系统控制与数据处理模块。

时钟信号源，所述时钟信号源发出同步时钟信号并通过时钟扇出模块将同步时钟一分为二；

门控产生模块，所述门控产生模块接收一路同步时钟信号，并产生APD的门控脉冲；

延时芯片，另一路时钟信号则作为延时芯片，的输入，延时芯片，根据系统控制与数据处理模块，发出的控制指令对输入时钟信号进行延时后再输出；

ADC模块，所述延时芯片的输出连接到ADC模块的采样时钟输入，作为延时后的ADC采样时钟；

APD前端模拟调理模块，APD的门控时钟通过APD前端模拟调理模块，后会产生APD信号输出，其中包含尖峰噪声和雪崩信号；

ADC模块，ADC将调理后的APD信号数字化后输出的数据接到系统控制与数据处理模块；

系统控制与数据处理模块，所述系统控制与数据处理模块，控制延时芯片，并对ADC数据进行数字差分处理，通过延时扫描方法和雪崩信号提取方法，即可得到雪崩信号计数脉冲输出。

所述系统控制与数据处理模块包括数字差分电路、延时扫描电路、数字比较器以及数字阈值产生电路，所述数字差分电路输入端连接ADC模块的输出端，所述数字差分电路输出端连接数字比较器的输入端，所述数字比较器的另一输入端连接数字阈值产生电路的输出端，所述延时扫描电路的控制端连接延时芯片。

优选地，所述APD前端模拟调理模块包括APD、超突变可调谐变容二极管、共模抑制模块、模拟信号调理模块，所述APD的输入端同时连接偏置电压HV以及门控产生模块，所述APD的输出端连接共模抑制模块的第一输入端，所述超突变可调谐变容二极管输入端连接偏置电压Vbias以及门控产生模块，所述超突变可调谐变容二极管输出端连接共模抑制模块的第二输入端，所述共模抑制模块的输出端连接模拟信号调理模块的输入端，所述模拟信号调理模块的输出端连接ADC模块输入端。

优选地，所述延时芯片的延时调节分辨率<20ps。

与现有技术相比，本发明有以下有益效果：

1、本发明通过相关采样和延时扫描的办法，可以自动抵消尖峰噪声，不仅可以实现数字化提取雪崩信号，而且可以抵消温漂以及门控变化引起的APD输出信号变化，继而可以使抑制探测效率的温漂，提高APD的门控变频能力，使得雪崩信号的提取稳定可靠，探测效率维持稳定，且无需反复标定或校准，具有简单，高效，稳定的特点；

2、本发明可以恢复淹没于噪声的雪崩信号，实现信噪比<1的信号提取，无需通过提高APD工作电压来提高信噪比，继而可提高APD的工作性能，如提高APD的探测效率，降低系统的暗计数概率和后脉冲概率；

3、相对于直接波形实时数字化采样，该方法利用相关采样，每个尖峰噪声周期内只采集一个点，可以大幅度降低系统对高速采样的要求，其最高采样频率只要达到门控最高频率即可，无需满足Nyquist采样定理要求的大于两倍信号带宽，可大大降低模数转换电路的成本和系统设计复杂度。

4、本发明在APD前端模拟调理模块中使用了超突变可调谐变容二极管来初步平衡抵消APD结电容带来的噪声，以满足ADC输入范围的限制，可以弥补实际量产中，现有技术对普通二极管的结电容变化范围的苛刻要求，即使APD的结电容和系统的寄生电容在量产时具有较大涨落，也可以很好的实现平衡抵消，满足后端ADC的输入范围的要求。

附图说明

图1为同步相关采样的APD数字化雪崩信号提取系统的原理框图；

图2为相关采样数字差分模块的电路的原理框图；

图3为同步相关采样的APD数字化雪崩信号提取方法的流程图；

图4为同步相关采样雪崩信号提取方法的时序原理图；

图5a为延时扫描的流程图；

图5b为延时扫描结果的原理示意图；

图6a为数字雪崩阈值确定方法1直接法的流程图；

图6b为数字雪崩阈值确定方法1直接法的数据结果的原理示意图；

图7a为数字雪崩阈值确定方法2直方图法的流程图；

图7b为数字雪崩阈值确定方法2直接法的直方图原理示意图；

图8为同步相关采样APD数字化雪崩信号提取方法的整体流程图；

图9为本发明APD前端模拟调理模块的原理框图；

图10为本发明共模抑制模块的原理框图。

图中：时钟信号源-100，时钟扇出模块-200，延时芯片-300，ADC模块-400，系统控制与数据处理模块-500，门控产生模块-600，APD前端模拟调理模块-700。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明进行清楚、完整地描述。

如图1所示，一种同步相关采样的APD数字化雪崩信号提取系统，所述系统包括时钟信号源100、时钟扇出模块200、延时芯片300、ADC模块400、系统控制与数据处理模块500、门控产生模块600、APD前端模拟调理模块700，所述时钟信号源100连接时钟扇出模块200输入端，所述时钟扇出模块200输出端分别连接延时芯片300以及门控产生模块600输入端，所述延时芯片300输出端连接ADC模块400采样时钟输入端，所述延时芯片300控制端连接系统控制与数据处理模块500，所述门控产生模块600的输出端连接APD前端模拟调理模块700输入端，所述APD前端模拟调理模块700输出端连接ADC模块400的输入端，所述ADC模块400的输出端连接系统控制与数据处理模块500。

时钟信号源100，所述时钟信号源100发出同步时钟信号并通过时钟扇出模块200将同步时钟一分为二；

门控产生模块600，所述门控产生模块接收一路同步时钟信号，并产生APD的门控脉冲；

延时芯片300，另一路时钟信号则作为延时芯片300的输入，延时芯片300根据系统控制与数据处理模块500发出的控制指令对输入时钟信号进行延时后再输出；

ADC模块400，所述延时芯片300的输出连接到ADC模块400的采样时钟输入，作为延时后的ADC采样时钟；

APD前端模拟调理模块700，APD的门控时钟通过APD前端模拟调理模块700后会产生APD信号输出，其中包含尖峰噪声和雪崩信号；

ADC模块400，ADC将调理后的APD信号数字化后输出的数据接到系统控制与数据处理模块500；

系统控制与数据处理模块500，所述系统控制与数据处理模块500控制延时芯片300并对ADC数据进行数字差分处理，通过延时扫描方法和雪崩信号提取方法，即可得到雪崩信号计数脉冲输出。

所述系统控制与数据处理模块500包括数字差分电路、延时扫描电路、数字比较器以及数字阈值产生电路，所述数字差分电路输入端连接ADC模块的输出端，所述数字差分电路输出端连接数字比较器的输入端，所述数字比较器的另一输入端连接数字阈值产生电路的输出端，所述延时扫描电路的控制端连接延时芯片。

所述延时芯片300的延时调节分辨率<20ps，作为一个实施例，延时芯片型号为NB6L295或SY89297。

如图9所示，所述APD前端模拟调理模块700包括APD、超突变可调谐变容二极管、共模抑制模块、模拟信号调理模块，所述APD的输入端同时连接偏置电压HV以及门控产生模块600，所述APD通过分压电阻R1接入偏置电压HV，所述APD与门控产生模块600之间连接有电容C1，所述APD的输出端连接共模抑制模块的第一输入端，所述超突变可调谐变容二极管输入端连接偏置电压Vbias以及门控产生模块600，所述超突变可调谐变容二极管通过分压电阻R2接入偏置电压Vbias，所述超突变可调谐变容二极管与门控产生模块600之间连接有电容C2，所述超突变可调谐变容二极管输出端连接共模抑制模块的第二输入端，所述共模抑制模块的输出端连接模拟信号调理模块的输入端，所述模拟信号调理模块的输出端连接ADC模块输入端，所述APD与超突变可调谐变容二极管的输出端分别通过对应的下拉电阻R3、下拉电阻R4接地。

如图10所示，所述共模抑制模块包括一宽带巴伦（平衡与不平衡转换器）、高速运算放大器以及低通滤波器，所述宽带巴伦两输入端分别连接APD以及超突变可调谐变容二极管的输出端，所述宽带巴伦的两输出端正极连接高速运算放大器的输入端，负极接地，所述高速运算放大器的输出端连接低通滤波器的输入端，所述低通滤波器的输出端连接模拟信号调理模块的输入端。

本发明还公开了一种同步相关采样的APD数字化雪崩信号提取方法，通过同步高速模数变换器（ADC）直接采样前后两个尖峰噪声，让将两个数字化采样值进行数字差分，先通过延时扫描，找到差异值波动较大的位置，即为雪崩信号发生的时刻，通过在上述延时下进行相关采样，若差异值超过统计分布阈值，则作为一次有效雪崩信号输出。

该提取方法的基本流程如下：门控时钟一分为二，一路用于产生门控，一路通过可变时钟延时模块进行程控延时后，作为ADC采样时钟，另外一边，APD输出的信号含有与门控信号同步的雪崩/尖峰噪声，该尖峰噪声可以通过/不通过传统尖峰噪声压制技术，直接送给ADC进行采样，采样后的数据经过一级触发器和二级触发器，进行前后数字差分，即可可得到数字化的相关采样信号，通过对ADC采样时钟的延时扫描，得到相关采样信号波动最大时对应的延时参数，即确认雪崩信号位置，再根据统计原理，可确定雪崩信号的数字阈值，若相关采样雪崩信号数字值大于该阈值，则输出有效雪崩计数信号。

如图3所示，本发明的一种同步相关采样的APD数字化雪崩信号提取方法，基于上述的提取系统的硬件电路，如图8所示，具体包括以下步骤：

（1）门控时钟信号输入，通过时钟扇出分为两路，一路通过可变时钟延时模块进行程控延时后，作为ADC的同步采样时钟，另一路为APD门控时钟信号；

（2）经过延时后的时钟作为ADC的同步采样时钟，通过ADC对APD信号输出进行采样和数字化，每个门控周期内只采样一个点，得到APD信号数字化值X(i)，i=0，1，2…，i代表采样序列号，对应相应的门控周期；

（3）相关采样，将X(i)进行前后周期的数字化数据进行差分运算，得到相关采样值Y(i)=X(i)-X(i-1)；

（4）通过延时扫描，确定雪崩信号的延时位置；

（5）在所述延时位置下继续进行相关采样，获得数字化的雪崩信号；

（6）对数字化的雪崩信号进行统计分析，根据雪崩信号数字阈值确定方法，确定雪崩信号数字阈值DTH；

（7）对相关采样值与雪崩信号数字阈值DTH作比较，若相关采样值Y(i)>DTH，则作为一次有效的雪崩信号探测计数输出。

如图4所示，给出了雪崩信号提取方法的原理示意图，由于APD尖峰噪声产生是由于施加在APD上的门控和APD的结电容产生，属于门控-电容响应信号，该尖峰噪声通常会大于微弱的雪崩信号，所以，雪崩信号就淹没在尖峰噪声里。但是由于尖峰噪声是门控-电容响应信号，其和门控时钟同步相关的，具有周期性的特点；另一方面，雪崩信号是门控诱导下产生的，和光子到达和APD的量子效率有关，虽然也可门控时钟时间相关，但是不具有周期性，而具有一定的随机性和稀疏性。故，该方法可以通过延时单元产生一个和门控时钟同步的ADC采样时钟，在该延时下，即可以让采样时钟对准雪崩信号的产生位置。另一方面，由于雪崩信号发生的随机性和稀疏性，通过相关采样，即前后两个尖峰噪声数字化的差异，即可采样到雪崩信号。这种相关采样的方法利用了前后两个ADC数字化信号的差异，由于尖峰噪声前后周期的高度相关性，当延时没有对准雪崩信号的位置时，这种差异很小。而当延时对准雪崩信号位置时，若此处发生了雪崩，波形经采样后，其相关采样后的数字信号将有明显的增加，利用这种变化，可以确定该周期内，发生了一次光子-电子雪崩现象，即可完成对雪崩信号的数字化提取。

如图5a所示，所述延时扫描具体方法为：

（1）启动延时扫描，设定延时扫描范围和延时扫描步长，通过系统控制与数据处理模块对延时依次赋值：Delay=D(j)，其中j=0,1,2…，j代表扫描序号；

（2）在当前延时量D(j)下，启动相关采样，经过相关采样电路产生APD相关采样数字化值Y，每个采样时钟周期，会产生一个数字化值Y；

（3）对设定数量N个相关采样数字化值Y进行数据统计分析，记录当前延时量D(j)下，采样数据中的最大值Max(Y)；

（4）根据设定的延时扫描步长，依次增加延时量，令j=j+1，回到步骤（2）重新进行相关采样，并重复步骤（2）、（3）、（4），直到设定的延时扫描范围全部扫描完成，这样在每个延迟量下都会得到一个Max(Y)；

（5）当扫描完设定的延时扫描范围后，由于雪崩位置处的相关采样数字化值相对之前一个周期会具有量级变化的统计涨落，即选取所有Max(Y)中的峰值最大的一个对应的延时D(k)作为目标延时，完成雪崩位置延时的确定。

一些优选的实施例中，所述延时扫描范围只要覆盖门控输入信号到APD输出的延时量，由于该延时量和实际线路延时有关，与门控周期无关，所述延时扫描范围为0~5ns。所述延时扫描步长应当根据雪崩信号特征和扫描时间长短综合考虑；延时扫描步长的选择范围为10~50ps，优选的延时扫描步长20ps。

所述延时扫描方法的扫描图像如图5b所示，其中横轴为程控延时值Delay,纵轴为相应延时值下一定数量N的相关采样数字化值Y的统计最大值Max(Y)。

所述雪崩信号数字阈值确定方法包括直接法，如图6a所示，具体为：

（1）首先调节APD偏置电压，关闭APD的雪崩；

（2）进行一段时间的相关采样，取得Y的最大值，即为系统噪声信号的最大值；

（3）确定所述雪崩信号数字阈值DTH=系统噪声信号的最大值+H，H为系统调节裕量；

（4）调节APD偏置电压，恢复正常雪崩，完成雪崩信号数字阈值DTH确定。

如图6b所示，其中横轴代表采样序列号i，纵轴代表相关采样值Y(i)。

如图7a所示，所述雪崩信号数字阈值确定方法包括直方图法，具体为：

（1）对大量的相关采样数字化值Y进行直方图统计，获得不同的Y的直方统计分布图；

（2）周期性尖峰噪声的相关采样结果为系统ADC采样本底噪声，其会呈现均值为0的正态分布，在正态分布以外的区域，将出现雪崩信号的分布峰；

（3）调高APD偏置电压，使得雪崩信号强度在直方图中出现；

（4）当雪崩信号分布峰与噪声的正态分布峰之间出现谷底时，取双峰交界处的Y作为数字阈值DTH；

（5）完成雪崩信号数字阈值DTH的确定。

所述阈值确定的直方图法结果如图7b所示，其中横轴为相关采样值Y，纵轴为直方统计计数值Hist(Y)。

所述相关采样具体方法如下：

所述相关采样采用的硬件电路包括第一D触发器、第二D触发器以及数字减法器。

ADC_DCO为ADC输出的数据的伴随时钟，该伴随时钟和采样时间具有同步性，ADC_DATA为数字化的APD输出信号X(i)，

ADC_DCO连接到第一和第二触发器的时钟输入端，X(i)连接到第一D触发器的数据输入端和数字减法器的第二输入端，第一D触发器的输出端为前一个采样周期的APD数字化信号X(i-1)，将其连接到所述减法器的第一输入端；

通过减法器的运算得到输出数据为X(i)- X(i-1)，并将其连接到第二触发器的数据输入端，第二触发器的数据输出端数据为Y(i-1)，为上一个周期的APD相关采样数字化值，从而得到相关采样数字化值Y。

在延时扫描过程中，设定数量N需大于两次雪崩的最长间隔除以门控周期的商。一些优选的实施例中，可增加APD的偏置电压值，打开APD雪崩，保证（100）ms内必有多次雪崩（例如单位时间内雪崩计数远大于10cps），并设置该数量N为（100）ms/最小门控周期，例如，若最小门控周期为10ns(对应（100）MHz门控)，则N不小于（100）ms/10ns=10^7。

本发明可解决门控模式APD雪崩信号提取传统方法在实际操作中面临的延时不一致、滤波不匹配、平衡不等效等模拟电路问题，上述问题会造成经过传统方法压制后的尖峰噪声的幅度和基线依然受到门控重复频率，门控宽度，门控温漂，器件温漂的影响，形成噪声幅度变化和雪崩基线漂移，继而造成APD光电探测效率变化甚至计数饱和或无计数等雪崩信号提取失败问题。本发明在实际应用中，通过相关采样的方法，可以保证探测效率稳定，不受延时，滤波，平衡等技术参数的影响，即使门控频率改变或者门控宽度变化或者门控幅度变化的情况下，均可以正常恢复雪崩信号，不会造成探测效率改变或探测失效，也无需反复标定和校准。本发明的另一特点在于，可以恢复信噪比<1的雪崩信号，即使雪崩信号淹没在尖峰噪声里，也可以通过相关采样数字化技术实现有效恢复。综上，该方法克服了尖峰噪声变化或雪崩信号基线漂移对APD光电探测效率的影响，即使发生尖峰噪声幅度，频率，形状，基线的改变，该方法也可以自动抵消这种变化，从较大的尖峰噪声中恢复被淹没的雪崩信号，保证探测效率稳定，探测仪器稳定可靠。

Claims (3)

1.一种同步相关采样的APD数字化雪崩信号提取系统，其特征在于，所述系统包括时钟信号源（100）、时钟扇出模块（200）、延时芯片（300）、ADC模块（400）、系统控制与数据处理模块（500）、门控产生模块（600）、APD前端模拟调理模块（700），所述时钟信号源（100）连接时钟扇出模块（200）输入端，所述时钟扇出模块（200）输出端分别连接延时芯片（300）以及门控产生模块（600）输入端，所述延时芯片（300）输出端连接ADC模块（400）采样时钟输入端，所述延时芯片（300）控制端连接系统控制与数据处理模块（500），所述门控产生模块（600）的输出端连接APD前端模拟调理模块（700）输入端，所述APD前端模拟调理模块（700）输出端连接ADC模块（400）的输入端，所述ADC模块（400）的输出端连接系统控制与数据处理模块（500），

时钟信号源（100），所述时钟信号源（100）发出同步时钟信号并通过时钟扇出模块（200）将同步时钟一分为二；

门控产生模块（600），所述门控产生模块接收一路同步时钟信号，并产生APD的门控脉冲；

延时芯片（300），另一路时钟信号则作为延时芯片（300）的输入，延时芯片（300）根据系统控制与数据处理模块（500）发出的控制指令对输入时钟信号进行延时后再输出；

ADC模块（400），所述延时芯片（300）的输出连接到ADC模块（400）的采样时钟输入，作为延时后的ADC采样时钟；

APD前端模拟调理模块（700），APD的门控时钟通过APD前端模拟调理模块（700）后会产生APD信号输出，其中包含尖峰噪声和雪崩信号；

ADC模块（400），ADC将调理后的APD信号数字化后输出的数据接到系统控制与数据处理模块（500）；

系统控制与数据处理模块（500），所述系统控制与数据处理模块（500）控制延时芯片（300）并对ADC数据进行数字差分处理，通过延时扫描方法和雪崩信号提取方法，即可得到雪崩信号计数脉冲输出，

所述系统控制与数据处理模块（500）包括数字差分电路、延时扫描电路、数字比较器以及数字阈值产生电路，所述数字差分电路输入端连接ADC模块的输出端，所述数字差分电路输出端连接数字比较器的输入端，所述数字比较器的另一输入端连接数字阈值产生电路的输出端，所述延时扫描电路的控制端连接延时芯片。

2.如权利要求1所述的一种同步相关采样的APD数字化雪崩信号提取系统，其特征在于，所述APD前端模拟调理模块（700）包括APD、超突变可调谐变容二极管、共模抑制模块、模拟信号调理模块，所述APD的输入端同时连接偏置电压HV以及门控产生模块（600），所述APD的输出端连接共模抑制模块的第一输入端，所述超突变可调谐变容二极管输入端连接偏置电压Vbias以及门控产生模块（600），所述超突变可调谐变容二极管输出端连接共模抑制模块的第二输入端，所述共模抑制模块的输出端连接模拟信号调理模块的输入端，所述模拟信号调理模块的输出端连接ADC模块输入端。

3.如权利要求1所述的一种同步相关采样的APD数字化雪崩信号提取系统，其特征在于，所述延时芯片（300）的延时调节分辨率<20ps。

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