CN112398542A - 一种高速光信号产生装置及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种高速光信号产生装置及其控制方法，该高速光信号产生装置包括可调激光器、波长倍增器、驱动器‑调制器阵列、基带信号产生器和主控制器；可调激光器的光输出端与波长倍增器的光输入端连接，波长倍增器的光输出端与驱动器‑调制器阵列的光输入端连接，驱动器‑调制器阵列的电输入端与基带信号产生器的输出端连接；波长倍增器的控制端、驱动器‑调制器阵列的控制端和基带信号产生器的控制端分别与主控制器连接。在本发明中，利用波长双向平移器同时产生两个频率锁定的波长，结合N个并行的波长双向平移器，让其工作于不同的驱动频率下，实现一个激光器输入，2N+1个等间隔的多波长输出，频率间隔、中心波长连续可调。

Description

一种高速光信号产生装置及其控制方法
技术领域
本发明属于光通信技术领域，更具体地，涉及一种高速光信号产生装置及其控制方法。
背景技术
随着5G网络和云数据中心等新基建的兴起，大量带宽密集型应用将不断出现和普及，例如VR/AR、云计算、远程医疗、视频会议等，网络流量将呈指数级增长，近几年的年复合增长速率高达26％，这无疑对光纤承载网络的传输速率和容量提出了提高的要求。
在短距应用方面，近几年内数据中心光互连场景下服务器的接口速率至少为50G/100G，柜顶交换机(Top of Rack，简写为TOR)速率需求达100G/200G，叶脊(leaf/spine)交换机速率达400G，预计到2022年左右800G甚至1.6T左右的需求将出现。而在骨干网长途传输方面，自2010年第一代100G相干光通信系统商用以来，单波速率和光纤容量不断增长。当前单波100G虽然仍是主流，但设备部署量增长速率逐渐趋缓，随着客户侧400GE的成熟应用，单波200G甚至400G必然将替代现有的单波100G相干技术。当前国内外的主流运营商已经开展400G相干光传输设备的小规模部署和商用试点。在5G的推动下，未来三年内单波超400G以上速率的光传输技术和系统设备将在中长距相干光通信中占据更加重要的位置和相当大的市场份额。最近，甚至有少数国内外厂商已经开发出单波800G可调相干光模块，并联合运营商客户开布超高速解决方案，完成现场传输试验。随着800G以太网规范的出台，毫无疑问800G甚至更高速率的单波传输技术将成为未来商用的主流选择。因为更高的单波速率不仅可以降低单比特成本，而且可以简化光网络波长管理、降低运维成本，相比于其它低速率密集波分复用(DWDM)解决方案更具竞争优势。
然而超高速光传输系统将面临多个方面的技术挑战：在采用图1所示的方案时，在单波提速的同时，还希望能提高单纤容量，这就希望单波速率提升的同时可以尽量压缩信号谱宽和WDM波道间隔，从而保持频谱效率的增加。由于目前商用系统发射端普遍采用多个独立的窄线宽可调谐激光器，多个独立运转的激光器之间通常会存在高达5GHz的相对频偏，减小波道间隔时，相邻波道之间的频偏可能会导致不同波段信道之间的串扰，影响通信质量。为避免波道间串扰，一般需要保留一定的波长保护间隔以防止不同波道信号频谱发生重叠。可见相邻波道间的频偏和波长漂移将限制超高速光传输系统的频谱效率和单纤容量。
其次，高速光通信系统短期内面临电子瓶颈，调制驱动组件、数模/模数转换器及光接收组件的带宽决定了系统波特率难以突破100Gbaud以上。波特率的限制直接导致系统单波速率难以进一步突破Tbit/s。在采用图2所示的方案时，基于光频率梳的超信道技术可以在一定程度上解决上述问题。通过光梳产生多个频率锁定的波长，降低激光器的成本，可以避免相邻波道间的波长偏移，缩小甚至避免波长保护间隔，提高频谱效率。遗憾的是，这种基于光频梳的光传输系统在发端需要使用波长敏感的滤波器件，如波长选择开关(Wavelength Selective Switch，简写为WSS)或波分解复用器(Demultiplexer，简写为DeMux)将不同波长分开然后送进不同的调制器进行信号调制，这不仅增加系统成本，而且限制了系统的灵活度，比如中心波长、波道间隔难以灵活调整，影响实用性。同时，光频梳的不同波长信道之间的光功率波动大，传输性能差异明显，一定程度上存在性能短板效应，即超信道的传输性能最终受限于最差质量的信道，限制系统总容量的进一步提升。
发明内容
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种高速光信号产生装置及其控制方法，其目的在于实现一个激光器输入，2N+1个等间隔的多波长输出，频率间隔、中心波长连续可调，相比于传统方案既具有灵活性，又兼顾低成本，由此解决如何通过低成本的方式提供频率锁定的多波长光源，避免使用波长敏感的光滤波器对多波长进行独立调制，实现中心波长、波道间隔灵活连续可调的技术问题。
为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种高速光信号产生装置，所述高速光信号产生装置包括：可调激光器1、波长倍增器2、驱动器-调制器阵列3、基带信号产生器4和主控制器5；
所述可调激光器1的光输出端与所述波长倍增器2的光输入端连接，所述波长倍增器2的光输出端与所述驱动器-调制器阵列3的光输入端连接，所述驱动器-调制器阵列3的电输入端与所述基带信号产生器4的输出端连接；
所述波长倍增器2的控制端、所述驱动器-调制器阵列3的控制端和所述基带信号产生器4的控制端分别与所述主控制器5连接；
所述可调激光器1用于提供波长可调的单波长光载波；
所述波长倍增器2用于将所述单波长光载波变换成等间隔的频率锁定的2N+1个光载波；
所述基带信号产生器4用于对输入的电信号进行处理，产生8N+4路基带信号，并提供给所述驱动器-调制器阵列3；
所述驱动器-调制器阵列3用于基于2N+1个光载波对8N+4路基带信号进行电光调制；
所述主控制器5用于调整2N+1个光载波的数量和波长间隔。
优选地，所述波长倍增器2包括非对称分光器21、N个光放大器22、N个波长双向平移器23和光程匹配器24；
所述非对称分光器21包括N+1个输出端，前N个输出端分别与N个所述光放大器22的输入端连接，第N+1个输出端与所述光程匹配器24连接，N个所述光放大器22的输出端与N个所述波长双向平移器23的输入端连接；
所述非对称分光器21用于将所述单波长光载波分成N+1路光载波；
所述光放大器22分别用于对输入的光载波进行放大；
所述波长双向平移器23用于对输入的光载波向左右两侧双向移位产生2个不同波长的光载波；
所述光程匹配器24用于调节第2N+1路光载波和其他2N路光载波之间的光程差异。
优选地，所述波长倍增器2还包括2N+1个耦合器25、光功率探测阵列26和波长倍增控制器27；
N个所述波长双向平移器23的两个输出端分别连接一个所述耦合器25，所述光程匹配器24的输出端连接一个所述耦合器25；
所述波长倍增控制器27分别与N个所述光放大器22、N个所述波长双向平移器23和所述光程匹配器24的控制端连接；
所述耦合器25用于对输入的光载波进行分光，其中一部分输入至所述光功率探测阵列26，另一部分为2N+1波长倍增器2的输出用于光调制。
优选地，所述非对称分光器21包括非对称耦合器211和等功率分光器212；
所述非对称耦合器211的输入端作为非对称分光器21的输入端，其第一输出端与所述等功率分光器212的输入端连接，其第二输出端作为所述非对称分光器21的第N+1输出端；
所述等功率分光器212的N个输出端分别为所述非对称分光器21的前N个输出端口。
优选地，所述波长双向平移器23包括对称耦合器230、第一调制器231、第二调制器232、可调微波源233、相移器234和可调分光比合路器235；
所述对称耦合器230的输出端分别与所述第一调制器231和所述第二调制器232连接，所述第一调制器231的射频端与所述可调微波源233的第一射频输出端连接，所述第二调制器232的射频端与所述可调微波源233的第二射频输出端连接；
所述相移器234的光输入端与所述第二调制器232的光输出端连接，所述相移器234的光输出端与所述可调分光比合路器235的第二光输入端连接，所述第一调制器231的光输出端与所述可调分光比合路器235的第一光输入端连接；
所述可调微波源233用于输出两路相位差为90°的正弦波电信号，以驱动第一调制器231和第二调制器232，其中，正弦波信号的频率连续可调，进而控制所述波长双向平移器23所输出的光载波的波长间隔；
所述相移器234用于对上下两臂光路的相位差进行调整，以使经过第一调制器231和第二调制器232后的两路光信号的相位正交；
所述可调分光比合路器235用于对上下两臂光信号进行合波干涉。
优选地，所述波长倍增器2中的N个波长双向平移器23的结构组成相同，且可调微波源233的输出频率满足设定的频率输出规则；
其中，所述频率输出规则为：第i个波长双向平移器23的可调微波源233输出频率为fi＝i*fs，其中，1≤i≤N，fs为高速光信号产生装置最终需要的波长间隔，fs与波特率满足关系：fs≥波特率。
优选地，所述波长双向平移器23还包括直流电源236和波长双向平移控制器237；
所述直流电源236的输出端分别与所述第一调制器231、所述第二调制器232和所述相移器234的直流输入端连接；
所述波长双向平移控制器237的输入端与所述主控制器5连接，其输出端分别与所述可调微波源233、所述可调分光比合路器235和所述直流电源236的控制端连接；
所述直流电源236用于为所述第一调制器231、所述第二调制器232和所述相移器234提供偏置电压；
所述波长双向平移控制器237用于对所述可调微波源233的频率、所述直流电源236的电压以及所述可调分光比合路器235的分光比进行调节。
按照本发明的另一方面，提供了一种本发明所述的高速光信号产生装置的控制方法，所述控制方法包括：
驱动波长倍增器将可调激光器产生的单波长光载波变换成等间隔的频率锁定的2N+1个光载波，并读取第2N+1路光载波的光功率P2N+1；依次对第i路波长双向平移器进行控制，分别获取第2i路光载波的光功率P2i和第2i-1路光载波的光功率P2i-1，根据所述光功率P2i和所述光功率P2i-1的相对大小，对所述第i路波长双向平移器进行调节，直至|P2i-1－P2i|≤T1；
根据第2i路光载波的光功率P2i对所述第i路波长双向平移器对应的光放大器进行调节，直至|P2i－P2N+1|≤T2；
在对全部的波长双向平移器进行调节后，设置驱动器-调制器阵列的各路的偏置点；
驱动基带信号产生器根据接收到的电信号生成8N+4路基带信号，以使所述驱动器-调制器阵列基于2N+1个光载波对8N+4路基带信号进行电光调制。
优选地，所述依次对第i路波长双向平移器进行控制，分别获取第2i路光载波的光功率P2i和第2i-1路光载波的光功率P2i-1，根据所述光功率P2i和所述光功率P2i-1的相对大小，对所述第i路波长双向平移器进行调节，直至|P2i-1－P2i|≤T1包括：
开启第1路～第N路波长双向平移器的光放大器；
开启第i路波长双向平移器的可调微波源的第一射频输出，关闭第二射频输出，获取第2i-1路光载波的光功率P2i-1；
开启第i路波长双向平移器的可调微波源的第二射频输出，关闭第一射频输出，获取第2i路光载波的光功率P2i；
根据所述光功率P2i和所述光功率P2i-1的相对大小，对所述第i路波长双向平移器的可调分光比合路器的分光比进行调节，直至|P2i-1－P2i|≤T1。
优选地，所述驱动基带信号产生器根据接收到的电信号生成8N+4路基带信号，以使所述驱动器-调制器阵列基于2N+1个光载波对8N+4路基带信号进行电光调制包括：
驱动基带信号产生器对接收到的电信号进行串并转换和FEC编码；
针对每个通道，对经过FEC编码后的数据流按着设定的分段规则进行等长分段，并按照设定重组规则对分段后的数据流进行重新组合，得到新的2N+1个数据流；
对分段重组后的2N+1个通道的数据流分别进行偏振复用的星座图映射生成2N+1路符号数据；
对生成的符号数据分别进行频谱整形、带宽预均衡和群时延补偿，对2N+1路双偏振的复数信号进行转换得到8N+4路实信号，并将8N+4路实信号送入数模转换器中，将数字信号转化为模拟信号，得到8N+4路基带信号，以使所述驱动器-调制器阵列基于2N+1个光载波对8N+4路基带信号进行电光调制。
优选地，所述设定的分段规则为：将2N+1路并行的数据流按2N+1为周期，切分为2N+1行2N+1列的数据流矩阵，其中每一行表示每个通道在不同时隙下所发送的数据，每一列表示同一时隙下不同通道的数据；
所述设定的重组规则为：新构成的数据流矩阵中的第一行2N+1个数据分别为原2N+1个通道上不同时隙的数据；第i行2N+1个数据是第i-1行新数据按通道位置经过循环左移一次而得到的数据，其中，2≤i≤2N+1且i为整数。
优选地，所述群时延补偿的过程包括：通道2N+1的补偿量为0，奇数通道2i-1补偿量为
Figure BDA0002751762410000081
偶数通道2i的补偿量为
Figure BDA0002751762410000082
Figure BDA0002751762410000083
其中，D为光纤色散系数，L为传输距离，c为真空中光速，f0是中心波长对应的频率，fs为波长间隔，i＝1，2，…，N。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有如下有益效果：本发明提供一种高速光信号产生装置及其控制方法，该高速光信号产生装置包括可调激光器、波长倍增器、驱动器-调制器阵列、基带信号产生器和主控制器；可调激光器的光输出端与波长倍增器的光输入端连接，波长倍增器的光输出端与驱动器-调制器阵列的光输入端连接，驱动器-调制器阵列的电输入端与基带信号产生器的输出端连接；波长倍增器的控制端、驱动器-调制器阵列的控制端和基带信号产生器的控制端分别与主控制器连接；可调激光器用于提供波长可调的单波长光载波；波长倍增器用于将单波长光载波变换成等间隔的频率锁定的N+个光载波；基带信号产生器用于对输入的电信号进行处理，产生8N+路基带信号，并提供给驱动器-调制器阵列；驱动器-调制器阵列用于基于N+个光载波对8N+路基带信号进行电光调制；主控制器用于调整N+个光载波的数量和波长间隔。
在本发明中，利用波长双向平移器同时产生两个频率锁定的波长，并且无须光滤波器将其分开，结合N个并行的波长双向平移器，让其工作于不同的驱动频率下，实现一个激光器输入，2N+1个等间隔的多波长输出，频率间隔、中心波长连续可调，相比于传统方案既具有灵活性，又兼顾低成本。
附图说明
图1是现有技术中一种光信号产生装置的结构示意图；
图2是现有技术中另一种光信号产生装置的结构示意图；
图3是本发明实施例提供的一种高速光信号产生装置的结构示意图；
图4是本发明实施例提供的一种波长倍增器的结构示意图；
图5是本发明实施例提供的一种非对称分光器的结构示意图；
图6是本发明实施例提供的一种波长双向平移器的结构示意图；
图7是本发明实施例提供的一种调制器的偏置点示意图；
图8是本发明实施例提供的一种光信号产生装置的控制方法的流程示意图；
图9是本发明实施例提供的另一种光信号产生装置的控制方法的流程示意图；
图10是本发明实施例提供的基带信号产生器对电信号的处理过程；
图11是本发明实施例提供的一种分段重组的功能示意图；
图12是本发明实施例提供的另一种分段重组的功能示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
实施例1：
本实施例提供一种高速光信号产生装置，参阅图1，所述高速光信号产生装置包括：可调激光器1、波长倍增器2、驱动器-调制器阵列3、基带信号产生器4和主控制器5。
其中，所述可调激光器1的光输出端与所述波长倍增器2的光输入端连接，所述波长倍增器2的光输出端与所述驱动器-调制器阵列3的光输入端连接，所述驱动器-调制器阵列3的电输入端与所述基带信号产生器4的输出端连接。其中，可调激光器1的输出光功率不小于15dBm。
所述波长倍增器2的控制端、所述驱动器-调制器阵列3的控制端和所述基带信号产生器4的控制端分别与所述主控制器5连接。
其中，所述波长倍增器2为2N+1波长倍增器2，具有2N+1个光输出端；驱动器-调制器阵列3为双偏IQ光驱动器-调制器阵列，具有2N+1个光输入端、2N+1个光输出端和8N+4个电输入端；所述基带信号产生器4具有8N+4个输出端。所述波长倍增器2的2N+1个光输出端依次与所述驱动器-调制器阵列3的2N+1个光输入端连接，所述驱动器-调制器阵列3的8N+4个电输入端与依次与所述基带信号产生器4的8N+4个输出端连接。其中，N满足1≤N≤10。
在实际使用中，所述可调激光器1用于提供波长可调的单波长光载波；所述波长倍增器2用于将所述单波长光载波变换成等间隔的频率锁定的2N+1个光载波；所述基带信号产生器4的电信号输入作为整个高速光信号产生装置与外界互联的电接口，用于接收外界所输入的光信号，还用于对输入的电信号进行处理，产生8N+4路基带信号，并提供给所述驱动器-调制器阵列3；所述驱动器-调制器阵列3用于基于2N+1个光载波对8N+4路基带信号进行电光调制；所述主控制器5用于调整2N+1个光载波的数量和波长间隔。
具体而言，所述驱动器-调制器阵列3具体包括2N+1路并行排列的双偏振调制器、驱动放大器、对应的供电和控制电路，实现对输入的多路基带信号进行驱动放大后完成2N+1个光载波的电光调制，每个光载波上加载上四路独立的电信号，其中，四路独立的光信号分别代表偏振复用信号的两个正交的偏振态的正交、同相分量。
所述基带信号产生器4主要包含数字信号处理电路及数模转换电路，具体处理过程包括依次对输入的电信号进行串并转换、FEC(Forward Error Correction，简写为FEC)编码、分段重组、星座图调制、整形与均衡、群时延补偿及数模转换等过程，最终输出(2N+1)*4路实信号，为驱动器-调制器阵列3提供多通道基带信号。
所述主控制器5通过控制指令实现对可调激光器1的电源开关、波长和功率进行选择性设定；还用于控制并调整波长倍增器2所输出的光载波的数量和光载波之间的波长间隔；还用于控制并调整基带信号产生器4的通道数量、每路通道的调制格式、符号速率、采样率等参数；所述主控制器5还提供低速参考时钟输出，用于波长倍增器2的频率同步。
在本实施例中，高速光信号产生装置还包括合路器6和放大器7，其中，放大器7具体为光放大器，所述合路器6的光输入端与所述驱动器-调制器阵列3的光输出端连接，所述合路器6的光输出端与所述放大器7的输入端连接，所述放大器7的控制端还与所述主控制器5连接，所述放大器7的输出端为整个高速光信号产生装置的输出端，输出最终的高速调制光信号。
其中，所述合路器6具有2N+1个输入端，所述合路器6的2N+1个光输入端与所述驱动器-调制器阵列3的2N+1个光输出端连接。
在实际使用中，所述合路器6用于对2N+1个经过调制的子波长信号进行波长无关合路；所述放大器7用于对合路后的光信号进行功率放大，并接收主控制器5对出光功率的控制，调整放大器7的增益和输出功率。
下面结合图4具体说明波长倍增器2的结构。
所述波长倍增器2包括非对称分光器21、N个光放大器22、N个波长双向平移器23和光程匹配器24。
其中，所述非对称分光器21的输入作为所述波长倍增器2的输入，所述非对称分光器21包括N+1个输出端，前N个输出端分别与N个所述光放大器22的输入端连接，第N+1个输出端与所述光程匹配器24连接，N个所述光放大器22的输出端与N个所述波长双向平移器23的输入端连接。
在实际使用中，所述非对称分光器21用于将所述单波长光载波分成N+1路光载波，其中，前N路输出的光载波的光功率相等，并且每一路的光功率小于第N+1路的光载波的光功率。所述光放大器22分别用于对输入的光载波进行放大；所述波长双向平移器23用于对输入的光载波向左右两侧双向移位产生2个不同波长的光载波。即，非对称分光器21将所述单波长光载波分成N+1路光载波，前N路光载波输入至N个波长双向平移器23，每个波长双向平移器23将一路光载波分为2路光载波，因此，单波长的光载波经过波长倍增器2后，产生了2N+1个光载波。
所述光程匹配器24用于调节第2N+1路光载波和其他2N路光载波之间的光程差异，这一光程差异主要是由该路光载波经历的光路与其它光载波不同引起的，可以通过可调光延时线或波导匹配来实现。
在本实施例中，所述波长倍增器2还包括2N+1个耦合器25、光功率探测阵列26和波长倍增控制器27。
其中，N个所述波长双向平移器23的两个输出端分别连接一个所述耦合器25，所述光程匹配器24的输出端连接一个所述耦合器25；
所述波长倍增控制器27分别与N个所述光放大器22、N个所述波长双向平移器23和所述光程匹配器24的控制端连接；
所述耦合器25用于对输入的光载波进行分光，其中一部分输入至所述光功率探测阵列26，另一部分为2N+1波长倍增器2的输出用于光调制，其中，用于功率探测的光载波的光功率小于用于光调制的光载波的光功率。
所述光功率探测阵列26用于对2N+1路光信号的功率进行监测。
所述波长倍增控制器27用于调整光放大器22的每路光载波的输出功率，还用于调节波长双向平移器23所输出的两路光载波之间的波长间隔；所述波长倍增控制器27还用于开启或关闭相应的光放大器22，并调整N个光放大器22的增益；还用于对N个波长双向平移器23进行波长光功率平坦度调整；还用于对光程匹配器24进行微调校准；还用于读取光功率探测阵列26的信号功率。
进一步地，参阅图5，所述非对称分光器21包括非对称耦合器211和等功率分光器212；所述非对称耦合器211的输入端作为非对称分光器21的输入端，其第一输出端与所述等功率分光器212的输入端连接，其第二输出端作为所述非对称分光器21的第N+1输出端；所述等功率分光器212的N个输出端分别为所述非对称分光器21的前N个输出端口。
其中，所述非对称耦合器211将输入光分成功率不同的两路，分别从两个端口输出，功率小的一路送至等功率分光器212进行进一步分路；功率大的一路经光程匹配器24后不经波长双向平移器23直接作为中心波长载波输出。所述等功率分光器212用于将非对称分光后的小功率光进行N等分；
下面结合图6，具体说明波长平移器的结构。所述波长双向平移器23包括对称耦合器230、第一调制器231、第二调制器232和可调微波源233、相移器234和可调分光比合路器235，其中，所述第一调制器231和所述第二调制器232均可以为马赫-曾德尔调制器。
所述对称耦合器230的输入作为波长双向平移器23的输入，所述对称耦合器230的输出端分别与所述第一调制器231和所述第二调制器232连接，所述第一调制器231的射频端与所述可调微波源233的第一射频输出端连接，所述第二调制器232的射频端与所述可调微波源233的第二射频输出端连接。
所述对称耦合器230用于将输入的光载波等分为2路；所述可调微波源233用于输出两路相位差为90°的正弦波电信号，以驱动第一调制器231和第二调制器232，其中，正弦波信号的频率连续可调，进而控制所述波长双向平移器23所输出的光载波的波长间隔；
所述第一调制器231和所述第二调制器232用于分别接收所述可调微波源233所输出的正弦波电信号或余弦波电信号进行载波抑制调制。
所述相移器234的光输入端与所述第二调制器232的光输出端连接，所述相移器234的光输出端与所述可调分光比合路器235的第二光输入端连接，所述第一调制器231的光输出端与所述可调分光比合路器235的第一光输入端连接。其中，所述可调分光比合路器235的第一光输出端作为所述波长双向平移器23的第一光学输出端，其第二光学输出端作为所述波长双向平移器23的第二光学输出端。
在实际使用中，所述相移器234用于对上下两臂光路的相位差进行调整，以使经过第一调制器231和第二调制器232后的两路光信号的相位正交；所述可调分光比合路器235用于对上下两臂光信号进行合波干涉，从两个输出端分别输出两个平移后的光载波，同时还可以通过调整可调分光比合路器235的分光比改善波长双向平移器23对光载波抑制的效果，提高光载波质量。
在本实施例中，所述波长双向平移器23还包括直流电源236和波长双向平移控制器237。
所述直流电源236的输出端分别与所述第一调制器231、所述第二调制器232和所述相移器234的直流输入端连接；所述波长双向平移控制器237的输入端与所述主控制器5连接，其输出端分别与所述可调微波源233、所述可调分光比合路器235和所述直流电源236的控制端连接。
所述直流电源236用于为所述第一调制器231、所述第二调制器232和所述相移器234提供偏置电压；
所述波长双向平移控制器237用于对所述可调微波源233的频率、所述直流电源236的电压以及所述可调分光比合路器235的分光比进行调节；还用于提供低速参考时钟，并将低速参考时钟提供给可调微波源233，实现多个波长双向平移器23之间的频率同步。
在优选的方案中，所述可调激光器1与波长倍增器2之间、波长倍增器2与光驱动器-调制器阵列3之间，以及波长倍增器2内部的光路连接均为偏振保持光纤或波导，波长倍增器2内部的非对称分光器21、光放大器22、波长双向平移器23、耦合器25和光程匹配器24等元件具有偏振保持特性；波长双向平移器23内部的对称耦合器230、调制器、相移器234、可调分光比合路器235等光学元件也具有偏振保持功能。
前述主要描述例高速光信号产生装置的结构，下面对其所适用的参数进行简要说明。
所述驱动器-调制器阵列3的2N+1个双偏IQ光调制器的偏置点分别设置为VXIb＝Vpi，VXQb＝Vpi，VXIQ＝Vpi/2；VYIb＝Vpi，VYQb＝Vpi，VYIQ＝Vpi/2，其中，Vpi为调制器的半波电压。
所述基带信号产生器4可支持多种调制格式和波特率可调，调制格式包括QPSK，8QAM，16QAM，64QAM，波特率支持范围[10G，100G]。
所述波长倍增器2中的非对称分路器输出光功率满足：前N路输出光功率均相等，记为P0，第N+1路输出光功率为P1，P1/P0≥10N。
所述波长倍增器2中的N个波长双向平移器23的结构组成相同，但可调微波源233的输出频率不同，且可调微波源233的输出频率满足设定的频率输出规则，其中，所述输出频率为fi＝i*fs，1≤i≤N，其中，fs为高速光信号产生装置最终需要的波长间隔，fs与波特率满足关系：fs≥波特率。即，第一个波长双向平移器里面的可调微波源的输出频率为fs，第二个波长双向平移器里的可调微波源输出频率为2fs，以此类推，第N个波长双向平移器里面的可调微波源的输出频率为Nfs，再加上原来的中心波长(第2N+1路)，最终构成了2N+1个间隔为fs的多个光载波。
进一步地，所述波长倍增器2中的N个波长双向平移器23的偏置点均相同，结合图7，满足第一调制器231的偏置点在传输曲线的最低点(Min)，第二调制器232的偏置点在传输曲线的最低点(Min)，相移器234偏置在正交状态(Quad)。
所述可调微波源233的两路输出满足相位差为90°，并且频率可调范围[10GHz100GHz]，幅度相等，并且满足Vp/Vpi<0.5，其中，Vp为微波源输出幅度，Vpi为调制器半波电压特征参数。
所述可调分光比合路器235的分光比调节范围[1/2:2/1]；所述波长双向平移器23的微波源参考输入时钟通过主控制器5的低速参考时钟输出接口进行同步，使得保持时钟锁定，确保所有的子波长频率、相位锁定，并且该参考时钟频率低于200MHz。
区别于现有技术，本实施例的高速信号产生装置至少具有如下优势：
利用波长双向平移器23同时产生两个频率锁定的波长，并且无须光滤波器将其分开，结合N个并行的波长双向平移器23，让其工作于不同的驱动频率下，实现一个激光器输入，2N+1个等间隔的多波长输出，频率间隔、中心波长连续可调，相比于传统方案既具有灵活性，又兼顾低成本。
另一方面，采用多通道基带信号产生和调制，具有高集成度，小尺寸，低功耗的潜力，支持波特率，调制格式，中心波长及波道间隔灵活调整且性能均衡的超高速光信号产生。
实施例2：
基于前述实施例1的高速光信号产生装置，本实施例提供一种高速光信号产生装置的控制方法，通过该控制方法对高速光信号产生装置进行调节，输出所期望的信号。
参阅图8，本实施例的高速光信号产生装置的控制方法包括如下步骤：
步骤101：驱动波长倍增器将可调激光器产生的单波长光载波变换成等间隔的频率锁定的2N+1个光载波，并读取第2N+1路光载波的光功率P2N+1。
步骤102：依次对第i路波长双向平移器进行控制，分别获取第2i路光载波的光功率P2i和第2i-1路光载波的光功率P2i-1，根据所述光功率P2i和所述光功率P2i-1的相对大小，对所述第i路波长双向平移器进行调节，直至|P2i-1－P2i|≤T1。
在本实施中，开启第1路～第N路波长双向平移器的光放大器，开启第i路波长双向平移器的可调微波源的第一射频输出，关闭第二射频输出，获取第2i-1路光载波的光功率P2i-1；开启第i路波长双向平移器的可调微波源的第二射频输出，关闭第一射频输出，获取第2i路光载波的光功率P2i；根据所述光功率P2i和所述光功率P2i-1的相对大小，对所述第i路波长双向平移器的可调分光比合路器的分光比进行调节，直至|P2i-1－P2i|≤T1，其中，T1为预先设定的阈值，阈值T1满足T1≤0.2dB。
在完成对可调分光比合路器的分光比调节后，按照下述步骤103对波长双向平移器的光放大器的增益进行调节。
步骤103：根据第2i路光载波的光功率P2i对所述第i路波长双向平移器对应的光放大器进行调节，直至|P2i－P2N+1|≤T2。
具体地，根据第2i路光载波的光功率P2i对所述第i路波长双向平移器对应的光放大器的增益进行调节，直至|P2i－P2N+1|≤T2，其中，T2为预先设定的阈值，阈值T2满足T2＝0.2dB，或其他数值。
在本实施例中，采用前述方式对每个通道的光功率进行调节，提高每个通道之间的光功率的均衡性，避免出现性能短板。
步骤104：在对全部的波长双向平移器进行调节后，设置驱动器-调制器阵列的各路的偏置点。
在对全部的波长双向平移器进行调节后，设置驱动器-调制器阵列的各路的偏置点，上电并使能相应的驱动器。
步骤105：驱动基带信号产生器根据接收到的电信号生成8N+4路基带信号，以使所述驱动器-调制器阵列基于2N+1个光载波对8N+4路基带信号进行电光调制。
在本实施例中，基带信号产生器对接收到的电信号进行串并转换、FEC编码、分段重组、星座图映射、整形与预均衡、群时延补偿和模数转换，得到8N+4路基带信号，以使所述驱动器-调制器阵列基于2N+1个光载波对8N+4路基带信号进行电光调制。
区别于现有技术中，在本实施例中，针对多波长信号在光纤信道中传输时总体性能受到最差性能波长通道制约问题，在多通道基带信号产生器中采用分段重组技术，将信号均匀分散在不同波长上传输，实现不同子通道传输性能的均衡，避免短板效应，同时奇偶通道预补偿相反符号的群时延，消除光纤色散对不同子波长信号传输时延，确保不同波长通道信号在接收端同步。
通过多通道基带信号产生过程中的频谱整形，实现多通道紧凑频谱在光域合成高速信号，可突破DAC、调制器带宽和速率的电子瓶颈限制。通过关闭波长双向平移器中光放大器及关闭双偏IQ驱动器-调制器阵列和多通道信号产生器中对应的通道的输出，可以实现光波长通道数量的灵活调整，最优化系统性能和功耗。还可以改善波长双向平移器受IQ调制器不理想特性对载波抑制比的影响，提高频移后子波长的质量并确保多波长光功率具有良好的一致性。
实施例3：
结合图9，具体说明前述实施例2的控制方法的具体实现过程。
S1：读取设置参数。
其中，设置参数包括中心波长、波长间隔fs，波长通道数2N+1和波特率。
其中，中心波长可以为1550.12nm，波长间隔fs＝50GHz。
S2：设定可调激光器的中心波长和光功率，开启可调激光器，设定光程匹配器的时延为预先校准值，读取第2N+1路光载波对应的光功率P2N+1，设置i＝1。
S3：开启第1到N路波长双向平移器中的光放大器，并设置1到N路波长双向平移器的配置参数；
其中，将第1到N路波长双向平移器中的光放大器的默认增益设置为10dB；其中，配置参数包括可调微波源的输出功率和直流电源的偏置电压。
S4：判断i是否小于等于N，如果是转S5，如果否转S14。
S5：开启第i路波长双向平移器的可调微波源的第一射频输出，关闭第二射频输出。
S6：读取第2i-1路光载波对应的光功率P2i-1。
S7：开启第i路波长双向平移器的可调微波源的第二射频输出，关闭第一射频输出。
S8：读取第2i路光波长对应的光功率P2i。
S9：根据P2i-1和P2i两路光功率的相对大小，调整第i路波长双向平移器的可调分光比合路器的分光比，直到|P2i-1－P2i|≤T1。
其中，阈值T1满足：T1≤0.2dB。
S10：同时开启第i路波长双向平移器的可调微波源的第一射频输出和第二射频输出。
S11：调整第i路波长双向平移器对应的光放大器的增益，监测第2i路光波长对应的光功率P2i。
S12：判断第2i路波长和2N+1路波长的光功率差值绝对值|P2i－P2N+1|是否大于阈值T2，若大于则转S11，否则转S13。
其中，阈值T2满足：T2＝0.2dB。
S13：第i路波长双向平移器的控制校准完成后，锁定第i路波长双向平移器的参数，设置i＝i+1，转S4。
S14：完成2N+1个光载波的产生和控制后，设置驱动器-调制器阵列的1至N路的偏置点，上电并使能相应的驱动器。
S15：基带信号产生器生成8N+4路基带电信号并输出到驱动器-调制器阵列上，完成多路光波长信号的调制，生成高速光信号。
实施例4：
为了避免多个子波长之间信号质量的不均衡，出现性能短板的情况发生，在本实施例中，在多通道基带信号处理中引入分段重组过程，确保多个子波长之间信号质量的均衡，避免出现性能短板。下面，结合图10，具体说明基带信号发生器对电信号进行处理以得到多通道基带信号的具体过程。
P1：串并转换。
在本步骤中，对外部输入的电信号进行串并转换，得到适配2N+1个通道的并行数据流。其中，电信号为二进制电信号。
在实际应用场景下，还可以根据实际需要对电信号的速率进行调整。
P2：FEC编码。
其中，针对每个通道的数据流，进行独立的前向纠错(FEC)编码，以提升系统容错能力。
P3：分段重组。
针对每个通道，对经过FEC编码后的数据流按着设定的分段规则进行等长分段，并按照设定重组规则对分段后的数据流进行重新组合，得到新的2N+1个数据流，从而实现分段重组功能，将不同通道中的数据进行均匀混合，分散到不同的波长信道中传输，有利于多波长传输性能均衡，避免出现性能短板。
其中，设定的分段规则为：将2N+1路并行的数据流按2N+1为周期，切分为2N+1行2N+1列的数据流矩阵，其中每一行表示每个通道在不同时隙下所发送的数据，每一列表示同一时隙下不同通道的数据。
其中，设定的重组规则为：新构成的数据流矩阵中的第一行2N+1个数据分别为原2N+1个通道上不同时隙的数据；第i行2N+1个数据是第i-1行新数据按通道位置经过循环左移一次而得到的数据，其中，2≤i≤2N+1且i为整数。
进一步地，设定的重组规则还满足：重组后每个数据只是发送通道改变，时隙不改变；重组后每一行包含原2N+1个通道上不同时隙的数据，每一列包含原2N+1个通道上的同一时隙的数据。
结合图11，当N＝1时，分段重组后的数据共为三行三列，每一行上分别包含三个不同通道上不同时隙的数据，每一列仍然是当前时隙的数据，但数据对应的通道有可能进行了重新排列和组合，比如第二列和第三列。
结合图12，当N＝2时，分段重组后的数据共为五行五列，每一行上分别包含五个不同通道上不同时隙的数据，每一列仍然是当前时隙的数据，但数据对应的通道有可能进行了重新排列和组合，比如第2～5列。
P4：星座图映射。
对分段重组后的2N+1个通道的数据流分别进行偏振复用的星座图映射生成2N+1路符号数据，其中，星座图的格式由主控制器确定，支持常用的QPSK，8QAM，16QAM，32QAM，64QAM等调制格式。
P5：整形与预均衡。
对生成的2N+1路符号数据分别进行频谱整形和带宽预均衡，实现对信号频谱的约束，尽可能接近矩形，一方面减小对器件带宽的要求，另一方面通过预均衡来补偿器件带宽高频衰落特性，并补偿I/Q通道之间的时延差，以提高发送端信号质量；
P6：群时延补偿。
对经过整形与预均衡的2N+1个通道的数据进行群时延补偿，得到2N+1路双偏振的复数信号，以确保不同通道的数据经不同波长传输后到达接收端的时间同步。
其中，群时延补偿的具体方法为：通道2N+1的补偿量为0，奇数通道2i-1补偿量为
Figure BDA0002751762410000211
偶数通道2i的补偿量为
Figure BDA0002751762410000212
Figure BDA0002751762410000213
其中，D为光纤色散系数，L为传输距离，c为真空中光速，f0是中心波长对应的频率，fs为波长间隔，i＝1，2，…，N。
P7：模数转换。
对2N+1路双偏振的复数信号进行转换得到8N+4路实信号，并将8N+4路实信号送入数模转换器(DAC)中，将数字信号转化为模拟信号，得到8N+4路基带信号，以驱动驱动器-调制器阵列。其中，DAC的采样速率和符号率受主控制器的控制。
在一应用场景下，N＝1，3个通道上的调制格式均为偏振复用64QAM，波特率设为46G，DAC的采样率为92Gsa/s。群时延预补偿量中，传输距离L为80km，光纤色散系数D＝17ps/nm/km，中心波长对应的频率f0＝193.53THz。
在另一应用场景下，N＝2，5个通道上的调制格式为偏振复用QPSK，波特率为34G，信道间隔为37.5GHz，中心波长和频率分别为1545.6nm和194.1THz。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (12)

1.一种高速光信号产生装置，其特征在于，所述高速光信号产生装置包括：可调激光器(1)、波长倍增器(2)、驱动器-调制器阵列(3)、基带信号产生器(4)和主控制器(5)；
所述可调激光器(1)的光输出端与所述波长倍增器(2)的光输入端连接，所述波长倍增器(2)的光输出端与所述驱动器-调制器阵列(3)的光输入端连接，所述驱动器-调制器阵列(3)的电输入端与所述基带信号产生器(4)的输出端连接；
所述波长倍增器(2)的控制端、所述驱动器-调制器阵列(3)的控制端和所述基带信号产生器(4)的控制端分别与所述主控制器(5)连接；
所述可调激光器(1)用于提供波长可调的单波长光载波；
所述波长倍增器(2)用于将所述单波长光载波变换成等间隔的频率锁定的2N+1个光载波；
所述基带信号产生器(4)用于对输入的电信号进行处理，产生8N+4路基带信号，并提供给所述驱动器-调制器阵列(3)；
所述驱动器-调制器阵列(3)用于基于2N+1个光载波对8N+4路基带信号进行电光调制；
所述主控制器(5)用于调整2N+1个光载波的数量和波长间隔。
2.根据权利要求1所述的高速光信号产生装置，其特征在于，所述波长倍增器(2)包括非对称分光器(21)、N个光放大器(22)、N个波长双向平移器(23)和光程匹配器(24)；
所述非对称分光器(21)包括N+1个输出端，前N个输出端分别与N个所述光放大器(22)的输入端连接，第N+1个输出端与所述光程匹配器(24)连接，N个所述光放大器(22)的输出端与N个所述波长双向平移器(23)的输入端连接；
所述非对称分光器(21)用于将所述单波长光载波分成N+1路光载波；
所述光放大器(22)分别用于对输入的光载波进行放大；
所述波长双向平移器(23)用于对输入的光载波向左右两侧双向移位产生2个不同波长的光载波；
所述光程匹配器(24)用于调节第2N+1路光载波和其他2N路光载波之间的光程差异。
3.根据权利要求2所述的高速光信号产生装置，其特征在于，所述波长倍增器(2)还包括2N+1个耦合器(25)、光功率探测阵列(26)和波长倍增控制器(27)；
N个所述波长双向平移器(23)的两个输出端分别连接一个所述耦合器(25)，所述光程匹配器(24)的输出端连接一个所述耦合器(25)；
所述波长倍增控制器(27)分别与N个所述光放大器(22)、N个所述波长双向平移器(23)和所述光程匹配器(24)的控制端连接；
所述耦合器(25)用于对输入的光载波进行分光，其中一部分输入至所述光功率探测阵列(26)，另一部分为2N+1波长倍增器(2)的输出用于光调制。
4.根据权利要求2所述的高速光信号产生装置，其特征在于，所述非对称分光器(21)包括非对称耦合器(211)和等功率分光器(212)；
所述非对称耦合器(211)的输入端作为非对称分光器(21)的输入端，其第一输出端与所述等功率分光器(212)的输入端连接，其第二输出端作为所述非对称分光器(21)的第N+1输出端；
所述等功率分光器(212)的N个输出端分别为所述非对称分光器(21)的前N个输出端口。
5.根据权利要求2所述的高速光信号产生装置，其特征在于，所述波长双向平移器(23)包括对称耦合器(230)、第一调制器(231)、第二调制器(232)、可调微波源(233)、相移器(234)和可调分光比合路器(235)；
所述对称耦合器(230)的输出端分别与所述第一调制器(231)和所述第二调制器(232)连接，所述第一调制器(231)的射频端与所述可调微波源(233)的第一射频输出端连接，所述第二调制器(232)的射频端与所述可调微波源(233)的第二射频输出端连接；
所述相移器(234)的光输入端与所述第二调制器(232)的光输出端连接，所述相移器(234)的光输出端与所述可调分光比合路器(235)的第二光输入端连接，所述第一调制器(231)的光输出端与所述可调分光比合路器(235)的第一光输入端连接；
所述可调微波源(233)用于输出两路相位差为90°的正弦波电信号，以驱动第一调制器(231)和第二调制器(232)，其中，正弦波信号的频率连续可调，进而控制所述波长双向平移器(23)所输出的光载波的波长间隔；
所述相移器(234)用于对上下两臂光路的相位差进行调整，以使经过第一调制器(231)和第二调制器(232)后的两路光信号的相位正交；
所述可调分光比合路器(235)用于对上下两臂光信号进行合波干涉。
6.根据权利要求5所述的高速光信号产生装置，其特征在于，所述波长倍增器(2)中的N个波长双向平移器(23)的结构组成相同，且可调微波源(233)的输出频率满足设定的频率输出规则；
其中，所述频率输出规则为：第i个波长双向平移器(23)的可调微波源(233)输出频率为fi＝i*fs，其中，1≤i≤N，fs为高速光信号产生装置最终需要的波长间隔，fs与波特率满足关系：fs≥波特率。
7.根据权利要求5所述的高速光信号产生装置，其特征在于，所述波长双向平移器(23)还包括直流电源(236)和波长双向平移控制器(237)；
所述直流电源(236)的输出端分别与所述第一调制器(231)、所述第二调制器(232)和所述相移器(234)的直流输入端连接；
所述波长双向平移控制器(237)的输入端与所述主控制器(5)连接，其输出端分别与所述可调微波源(233)、所述可调分光比合路器(235)和所述直流电源(236)的控制端连接；
所述直流电源(236)用于为所述第一调制器(231)、所述第二调制器(232)和所述相移器(234)提供偏置电压；
所述波长双向平移控制器(237)用于对所述可调微波源(233)的频率、所述直流电源(236)的电压以及所述可调分光比合路器(235)的分光比进行调节。
8.一种如权利要求1～7任一项所述的高速光信号产生装置的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：
驱动波长倍增器将可调激光器产生的单波长光载波变换成等间隔的频率锁定的2N+1个光载波，并读取第2N+1路光载波的光功率P2N+1；依次对第i路波长双向平移器进行控制，分别获取第2i路光载波的光功率P2i和第2i-1路光载波的光功率P2i-1，根据所述光功率P2i和所述光功率P2i-1的相对大小，对所述第i路波长双向平移器进行调节，直至|P2i-1－P2i|≤T1；
根据第2i路光载波的光功率P2i对所述第i路波长双向平移器对应的光放大器进行调节，直至|P2i－P2N+1|≤T2；
在对全部的波长双向平移器进行调节后，设置驱动器-调制器阵列的各路的偏置点；
驱动基带信号产生器根据接收到的电信号生成8N+4路基带信号，以使所述驱动器-调制器阵列基于2N+1个光载波对8N+4路基带信号进行电光调制。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述依次对第i路波长双向平移器进行控制，分别获取第2i路光载波的光功率P2i和第2i-1路光载波的光功率P2i-1，根据所述光功率P2i和所述光功率P2i-1的相对大小，对所述第i路波长双向平移器进行调节，直至|P2i-1－P2i|≤T1包括：
开启第1路～第N路波长双向平移器的光放大器；
开启第i路波长双向平移器的可调微波源的第一射频输出，关闭第二射频输出，获取第2i-1路光载波的光功率P2i-1；
开启第i路波长双向平移器的可调微波源的第二射频输出，关闭第一射频输出，获取第2i路光载波的光功率P2i；
根据所述光功率P2i和所述光功率P2i-1的相对大小，对所述第i路波长双向平移器的可调分光比合路器的分光比进行调节，直至|P2i-1－P2i|≤T1。
10.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述驱动基带信号产生器根据接收到的电信号生成8N+4路基带信号，以使所述驱动器-调制器阵列基于2N+1个光载波对8N+4路基带信号进行电光调制包括：
驱动基带信号产生器对接收到的电信号进行串并转换和FEC编码；
针对每个通道，对经过FEC编码后的数据流按着设定的分段规则进行等长分段，并按照设定重组规则对分段后的数据流进行重新组合，得到新的2N+1个数据流；
对分段重组后的2N+1个通道的数据流分别进行偏振复用的星座图映射生成2N+1路符号数据；
对生成的符号数据分别进行频谱整形、带宽预均衡和群时延补偿，对2N+1路双偏振的复数信号进行转换得到8N+4路实信号，并将8N+4路实信号送入数模转换器中，将数字信号转化为模拟信号，得到8N+4路基带信号，以使所述驱动器-调制器阵列基于2N+1个光载波对8N+4路基带信号进行电光调制。
11.根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，所述设定的分段规则为：将2N+1路并行的数据流按2N+1为周期，切分为2N+1行2N+1列的数据流矩阵，其中每一行表示每个通道在不同时隙下所发送的数据，每一列表示同一时隙下不同通道的数据；
所述设定的重组规则为：新构成的数据流矩阵中的第一行2N+1个数据分别为原2N+1个通道上不同时隙的数据；第i行2N+1个数据是第i-1行新数据按通道位置经过循环左移一次而得到的数据，其中，2≤i≤2N+1且i为整数。
12.根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，所述群时延补偿的过程包括：通道2N+1的补偿量为0，奇数通道2i-1补偿量为
Figure FDA0002751762400000061
Figure FDA0002751762400000062
偶数通道2i的补偿量为
Figure FDA0002751762400000063
其中，D为光纤色散系数，L为传输距离，c为真空中光速，f0是中心波长对应的频率，fs为波长间隔，i＝1，2，…，N。
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