CN112054735A - 一种变频率信号注入内嵌式永磁同步电机最大转矩电流比控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种变频率信号注入内嵌式永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，包括：在空间矢量脉宽调制算法中，通过增加或减少十个扇区里各个中矢量的作用时间，使得参考电压矢量在合成时产生相位的超前或滞后，从而形成一个频率倍数于电机基波频率的扰动信号，它直接注入到电机中，该扰动信号会使得磁链矢量幅值与电流矢量幅值处产生同频率的扰动，利用最大转矩电流比点与转速闭环来确定电机的d、q轴电流，再通过转速闭环得到电机的d、q轴电压，最后经过Park反变换得到α、β轴电压，在SVPWM算法中进行电压矢量的合成。该方法能够随电机转速以及基波频率的增加以倍数形式提升注入信号的频率，使得注入信号频率与电机基频不会互相干扰。

Description

一种变频率信号注入内嵌式永磁同步电机最大转矩电流比控 制方法

技术领域

本发明涉及多相电机最大转矩电流比(MTPA)控制技术领域，特别涉及一种基于空间矢量脉宽调制(SVPWM)算法的可变频率信号注入内嵌式永磁同步电机实现MTPA的方法。通过在电机不同转速下注入不同频率的扰动信号实现MTPA控制。适用于航空航天、电动汽车、舰船推进系统等对电机的性能及效率有较高要求的场合。

背景技术

内嵌式永磁同步电机由于转矩密度高、效率因数高等优势，逐渐替代了感应电机等一系列电机，在军事、航空及家用领域变得愈发重要。如今，节能减排也成为了社会主题，这使得内嵌式永磁同步电机的最大转矩电流比控制受到了广大学者的关注。

近年来，国内外学者对于内嵌式永磁同步电机的MTPA控制也进行了深入的研究，并取得了丰富的研究成果。其中包括MTPA的查表法、极值搜索法以及最常用的高频辅助信号注入法。查表法虽然较为简单，但缺点十分明显，例如需要占用大量的存储空间、对电机参数的鲁棒性不强等等；极值搜索法对电机参数的鲁棒性较强，也较容易实现，但是算法的收敛时间较长；而在最广泛使用的信号注入一类的方法中，都需要人为注入一个高频小幅值的扰动信号，来进行MTPA点的跟踪，这使得电机的高频噪声更加明显。同时，大多数的信号注入方法都将信号注入在PI控制器的前端，所注入信号的频率会受到PI带宽的限制。空间矢量信号注入方法虽然是将信号注入在逆变器中，但其注入信号的频率是固定的，当电机的转速不断升高，基波频率不断上升时，注入型号的频率可能会与电机的基频互相干扰。因此，解决上述信号注入方法中所存在的问题成为了研究重点。

发明内容

针对传统MTPA控制需要人为注入信号且注入信号频率不够灵活的弊端以及现存方法未能忽略PI影响的现状，本发明提出了一种基于变频率信号注入的内嵌式永磁同步电机MTPA控制。

为达到技术目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于变频率信号注入的内嵌式永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，包括以下步骤：

步骤1，在参考电压矢量进入空间矢量脉宽调制(SVPWM)算法开始进行矢量合成时，首先进行转速判断，在不同的转速下对不同矢量的作用时间进行调整，例如在电机转速小于800r/min时，对每个扇区中的相邻的两个中矢量作用时间分别增加10％和减少10％，其效果即参考矢量在一个扇区的前半部分产生相位超前，在后半部分产生相位滞后，在一个电周期内中总共产生十次波动，即产生了一个十倍于电机基频的扰动信号，该扰动信号被直接注入电机中。

步骤2，进行扇区判断，在不同转速下对不同扇区进行矢量作用时间调整，例如在电机转速小于800r/min时，需要对十个扇区中每个扇区的相邻两个中矢量进行作用时间的调整；在电机转速大于800r/min小于1500r/min时，需要将十个扇区两两一组分为五个大扇区，对每个大扇区的相邻两个中矢量作用时间进行调整。

步骤3，参考电压矢量处的扰动信号导致定子电流与磁链矢量处有同频率的扰动信号产生，将携带高频扰动信号的电流幅值通入一个时间常数为T_BPF，中心频率为扰动信号频率的带通滤波器中，留下高频分量，再与磁链幅值扰动相乘进行泰勒展开得到基频分量与高频分量，通入一个时间常数为T_LPF，截止频率为电机基频的低通滤波器后，留下与MTPA因相关的直流量，最后通过PI控制器调节得到MTPA角度β_ref。

步骤4，将给定电机转速ω_ref与电机侧反馈转速ω_m作比较获得转速误差，经过PI控制器调节得到电机的定子电流I_s，利用最大转矩电流比点与转速闭环来确定电机的d、q轴电流，定子电流I_s与获得的MTPA角度β_ref通过电流计算得到d、q轴电流i_dref和i_qref，它们与d、q轴电流反馈i_dm和i_qm作差得到电流误差，再通入PI控制器调节得到d、q轴电压u_dref和u_qref，经过Park反变换得到α、β轴电压u_αref和u_βref，再将其送入SVPWM中合成参考电压矢量，经逆变器输出五相电流送入电机，在电机侧由位置编码器得到转子位置角θ_e，通过微分算子得到反馈转速ω_m。

进一步，所述步骤1中的SVPWM算法矢量作用时间调整公式为：

T_Ma ^*＝mT_Mak

T_Mb ^*＝mT_Mb

其中T_Ma，T_Mb代表各个扇区相邻两个中矢量的开关时间；T_Ma ^*，T_Mb ^*为对其进行调制过后的开关时间；k是增益系数，用来改变注入信号的幅值，k一般取值在1.5左右；m也是一个系数，目的是维持电压矢量的幅值不变。

进一步，所述步骤2在不同转速下对十个扇区有不同的划分方法，其效果也不相同。例如在电机转速小于800r/min时，需要对十个扇区中每个扇区的相邻的两个中矢量作用时间分别增加10％和减少10％，从而使得参考电压矢量产生十倍于电机基波频率的波动；在电机转速大于800r/min小于1500r/min时，需要将十个扇区相邻两个一组划分为五个扇区，对这五个扇区相邻两个中矢量的作用时间分别增加和减少10％，从而使得参考电压矢量产生五倍于电机基波频率的波动；在电机转速大于1500r/min小于3000r/min时，需要将十个扇区相邻五个一组划分为两个扇区，对这两个扇区相邻两个中矢量的作用时间分别增加和减少10％，从而使得参考电压矢量产生两倍于电机基波频率的波动。在五相电压源逆变器中，以第一扇区为例，第一扇区的相邻两个大矢量分别为V₂₅和V₂₄，假设它们的作用时间为T_L1和T_L2，两个中矢量分别为V₁₆与V₂₉，假设它们的作用时间为T_L1和T_L2。且大矢量与中矢量的作用时间比值为1.618:1，则调整后的参考矢量及其作用时间表达式为：

V^*T_S＝V₁₆T_M1+V₂₉T_M2+V₂₅T_L1+V₂₄T_L2

＝(V₁₆+1.618V₂₅)T_M1+(V₂₉+1.618V₂₄)T_M2

进一步，所述步骤3在确定MTPA点时，其原理为利用信号扰动对定子磁链幅值与定子电流幅值造成相同频率的扰动，通过幅值的偏导关系跟踪MTPA点。其中转矩表达式为：

T_e(ψ,i)＝pψ×i＝p|ψ|·|i|sin(β-δ)

由上式可以推导得到定子磁链幅值与定子电流幅值的偏导关系式如下：

根据上式即可确定最大转矩电流比点。

其中，T_e表示电磁转矩；p表示电机极对数；ψ表示定子磁链矢量；i表示定子电流矢量；β表示定子电流角，即定子电流矢量与d轴的夹角，β_MTPA为最大转矩电流比控制所对应的定子电流角；δ表示负载角，即定子磁链与d轴的夹角。

进一步，所述步骤3在电机转速不同时，注入不同频率的信号，在滤波器设置中需要根据相应的注入信号频率设置带通滤波器的中心频率。

进一步，所述步骤3的信号处理过程中需要用到两个带通滤波器，会导致高频信号的延迟，考虑用一种无带通滤波器的信号处理方式来提取高频信号，其推导过程如下：

当磁链矢量处的正弦信号为正向扰动时：Δψ₁＝Asin(ω_ht)

在电流矢量中的高频扰动信号表达式为：

当磁链矢量处的正弦信号为负向扰动时：Δψ₂＝-Asin(ω_ht)

在电流矢量中的高频扰动信号表达式为：

将H₁与H₂相加，通入低通滤波器中滤除高频信号，即可得到MTPA因子：

其中，A表示高频信号的幅值；ω_h表示高频信号的频率；|ψ|表示定子磁链矢量的幅值；|i|表示定子电流矢量的幅值。

上述这种信号注入的方式不同与以往的方法，先前的信号注入多为主动注入，需要高频信号注入模块，而这些模块往往伴随着噪声等一系列问题，变频率信号注入方法属于被动注入，信号由SVPWM算法的调制生成，解决了高频噪声的问题，同时简化了系统结构。另外，该信号由SVPWM算法调制后产生，直接注入逆变器中，本质上是一种开环注入方式，规避了系统前馈通道上的PI调节器的带宽限制问题。

本发明具有以下有益效果：

1、本发明所提出的变频率信号注入内嵌式永磁同步电机最大转矩电流比(MTPA)控制方法，在空间矢量脉宽调制(SVPWM)算法中通过调整矢量作用时间产生扰动信号，属于被动信号注入方式，不需要高频信号注入模块，简化了系统结构，而且不会出现传统高频注入方法所存在的高频噪声等问题。同时由于所提出的算法是固化在SVPWM算法当中的，所以较为稳定。

2、本发明提出的变频率信号注入方法在SVPWM算法中产生扰动信号，直接注入逆变器中，本质上属于开环注入，规避了系统前馈通道上PI控制器的带宽会限制注入信号的频率的问题。β_MTPA

3、本发明提出的变频率信号注入方法在不同转速下改变不同扇区的中矢量作用时间，从而使得注入信号的频率能够随着转速的提高而提高，在电机转速较高即电机基波频率较高时，该扰动信号的频率不会与电机基波频率互相干扰。所以该方法相较于传统信号注入方法来说，信号注入方式更加灵活且对MTPA点的跟踪效果更好。

附图说明

图1：基于变频率信号注入内嵌式永磁同步电机MTPA控制框图；(a)基于变频率信号注入的内嵌式永磁同步电机MTPA控制主框图；(b)MTPA信号处理模块框图；(c)无带通滤波器的MTPA信号处理模块框图；

图2：五相电压源逆变器空间电压矢量图；(a)五相电压源逆变器参考电压矢量合成图；(b)任一扇区参考电压矢量合成图；

图3：基于变频率信号注入内嵌式永磁同步电机MTPA波形图；(a)信号注入前后效果图；(b)MTPA角、MTPA判据及电流幅值波形图；(c)i_d＝0控制切换MTPA控制图；(d)负载转矩突降波形图；

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

一种变频率信号注入的内嵌式永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，包括以下步骤：

步骤1，在参考电压矢量进入空间矢量脉宽调制算法开始进行矢量合成时，首先进行转速判断，在不同的转速下对不同矢量的作用时间进行调整，在一个电周期内中产生电机基频的扰动信号，该扰动信号被直接注入电机中；

步骤2，进行扇区判断，在不同转速下对不同扇区进行矢量作用时间调整，在电机转速小于800r/min时，需要对十个扇区中每个扇区的相邻两个中矢量进行作用时间的调整；在电机转速大于800r/min小于1500r/min时，需要将十个扇区两两一组分为五个大扇区，对每个大扇区的相邻两个中矢量作用时间进行调整；

步骤3，参考电压矢量处的扰动信号导致定子电流与磁链矢量处有同频率的扰动信号产生，将携带高频扰动信号的电流幅值通入一个时间常数为T_BPF，中心频率为扰动信号频率的带通滤波器中，留下高频分量，再与磁链幅值扰动相乘进行泰勒展开得到基频分量与高频分量，通入一个时间常数为T_LPF，截止频率为电机基频的低通滤波器后，留下与最大转矩电流比因子相关的直流量，最后通过PI控制器调节得到最大转矩电流比角度β_ref；

步骤4，将给定电机转速ω_ref与电机侧反馈转速ω_m作比较获得转速误差，经过PI控制器调节得到电机的定子电流I_s，定子电流I_s与获得的最大转矩电流比角度β_ref通过电流计算得到d、q轴电流i_dref和i_qref，它们与d、q轴电流反馈i_dm和i_qm作差得到电流误差，再通入PI控制器调节得到d、q轴电压u_dref和u_qref，经过Park反变换得到α、β轴电压u_αref和u_βref，再将其送入SVPWM中合成参考电压矢量，经逆变器输出五相电流送入电机，在电机侧由位置编码器得到转子位置角θ_e，通过微分算子得到反馈转速ω_m。

所述步骤1中的空间矢量脉宽调制算法矢量作用时间调整公式为：

T_Ma ^*＝mT_Mak

T_Mb ^*＝mT_Mb

其中T_Ma，T_Mb代表各个扇区相邻两个中矢量的开关时间；T_Ma ^*，T_Mb ^*为对其进行调制过后的开关时间；k是增益系数，用来改变注入信号的幅值，k取值1.5；m也是一个系数，目的是维持电压矢量的幅值不变。

所述步骤2中，在不同转速下对十个扇区有不同的划分方法，在电机转速小于800r/min时，需要对十个扇区中每个扇区的相邻的两个中矢量作用时间分别增加10％和减少10％，从而使得参考电压矢量产生十倍于电机基波频率的波动；在电机转速大于800r/min小于1500r/min时，需要将十个扇区相邻两个一组划分为五个扇区，对这五个扇区相邻两个中矢量的作用时间分别增加和减少10％，从而使得参考电压矢量产生五倍于电机基波频率的波动；在电机转速大于1500r/min小于3000r/min时，需要将十个扇区相邻五个一组划分为两个扇区，对这两个扇区相邻两个中矢量的作用时间分别增加和减少10％，从而使得参考电压矢量产生两倍于电机基波频率的波动。所述步骤2中还包括，在电机转速不同时，注入不同频率的信号，在滤波器设置中需要根据相应的注入信号频率设置带通滤波器的中心频率。

所述步骤4中，在确定最大转矩电流比点时，其原理为利用信号扰动对定子磁链幅值与定子电流幅值造成相同频率的扰动，通过幅值的偏导关系跟踪最大转矩电流比点，其中转矩表达式为：

T_e(ψ,i)＝pψ×i＝p|ψ|·|i|sin(β-δ)

由上式可以推导得到定子磁链幅值与定子电流幅值的偏导关系式如下：

根据上式即可确定MTPA点；

其中，T_e表示电磁转矩；p表示电机极对数；ψ表示定子磁链矢量；i表示定子电流矢量；β表示定子电流角，即定子电流矢量与d轴的夹角，β_MTPA为最大转矩电流比控制所对应的定子电流角；δ表示负载角，即定子磁链与d轴的夹角。

所述步骤3中还包括，信号处理过程中需要用到两个带通滤波器，会导致高频信号的延迟，考虑用一种无带通滤波器的信号处理方式来提取高频信号，其推导过程如下：

当磁链矢量处的正弦信号为正向扰动时磁链矢量：Δψ₁＝Asin(ω_ht)

在电流矢量中的高频扰动信号表达式为：

当磁链矢量处的正弦信号为负向扰动时磁链矢量：Δψ₂＝-Asin(ω_ht)

在电流矢量中的高频扰动信号表达式为：

将H₁与H₂相加，通入低通滤波器中滤除高频信号，即可得到MTPA因子：

其中，A表示高频信号的幅值；ω_h表示高频信号的频率；|ψ|表示定子磁链矢量的幅值；|i|表示定子电流矢量的幅值。

下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

如图1(a)所示为系统的整体控制框图，将给定电机转速ω_ref与电机侧反馈转速ω_m作比较获得转速误差，经过PI控制器调节得到电机的定子电流I_s，定子电流I_s与获得的MTPA角度β_ref通过电流计算得到d、q轴电流i_dref和i_qref，它们与d、q轴电流反馈i_dm和i_qm作差得到电流误差，再通入PI控制器调节得到d、q轴电压u_dref和u_qref，经过Park反变换得到α、β轴电压u_αref和u_βref，再将其送入SVPWM中合成参考电压矢量，经逆变器输出五相电流送入电机，在电机侧由位置编码器得到转子位置角θ_e，通过微分算子得到反馈转速ω_m。

如图1(b)所示为MTPA信号处理模块图，参考电压矢量处的扰动信号导致定子电流与磁链矢量处有同频率的扰动信号产生，将携带高频扰动信号的电流幅值通入一个时间常数为T_BPF，中心频率为扰动信号频率的带通滤波器中，留下高频分量，再与磁链幅值扰动相乘进行泰勒展开得到基频分量与高频分量，通入一个时间常数为T_LPF，截止频率为电机基频的低通滤波器后，留下与MTPA因相关的直流量，最后通过PI控制器调节得到MTPA角度β_ref。

如图1(c)所示为无带通滤波器的MTPA信号处理模块图，所述步骤3的信号处理过程中需要用到两个带通滤波器，会导致高频信号的延迟，考虑用一种无带通滤波器的信号处理方式来提取高频信号，其推导过程如下：

当磁链矢量处的正弦信号为正向扰动时：Δψ₁＝Asin(ω_ht)

在电流矢量中的高频扰动信号表达式为：

当磁链矢量处的正弦信号为负向扰动时：Δψ₂＝-Asin(ω_ht)

在电流矢量中的高频扰动信号表达式为：

将H₁与H₂相加，通入低通滤波器中滤除高频信号，即可得到MTPA因子：

其中，A表示高频信号的幅值；ω_h表示高频信号的频率；|ψ|表示定子磁链矢量的幅值；|i|表示定子电流矢量的幅值。

如图2(a)所示为五相空间矢量脉宽调制算法的矢量分布图，在五相电压源逆变器中总共分为十个扇区和32个空间矢量，这些矢量在基波电压子平面与三次谐波子平面均有相等的大矢量、中矢量、小矢量和零矢量，其中包括30个非零向量和2个零矢量，三组矢量的幅值比为1.6182：1.618：1。本发明在此基础上，通过改变SVPWM算法矢量作用时间实现高频扰动信号的注入，其公式为：

T_Ma ^*＝mT_Mak

T_Mb ^*＝mT_Mb

其中T_Ma，T_Mb代表各个扇区相邻两个中矢量的开关时间；T_Ma ^*，T_Mb ^*为对其进行调制过后的开关时间；k是增益系数，用来改变注入信号的幅值，k一般取值在1.5左右；m也是一个系数，目的是维持电压矢量的幅值不变。

如图2(b)所示为任一扇区中矢量合成图，所述步骤2在不同转速下对十个扇区有不同的划分方法，其效果也不相同。例如在电机转速小于800r/min时，需要对十个扇区中每个扇区的相邻的两个中矢量作用时间分别增加10％和减少10％，从而使得参考电压矢量产生十倍于电机基波频率的波动；在电机转速大于800r/min小于1500r/min时，需要将十个扇区相邻两个一组划分为五个扇区，对这五个扇区相邻两个中矢量的作用时间分别增加和减少10％，从而使得参考电压矢量产生五倍于电机基波频率的波动；在电机转速大于1500r/min小于3000r/min时，需要将十个扇区相邻五个一组划分为两个扇区，对这两个扇区相邻两个中矢量的作用时间分别增加和减少10％，从而使得参考电压矢量产生两倍于电机基波频率的波动。在五相电压源逆变器中，以第一扇区为例，第一扇区的相邻两个大矢量分别为V₂₅和V₂₄，假设它们的作用时间为T_L1和T_L2，两个中矢量分别为V₁₆与V₂₉，假设它们的作用时间为T_L1和T_L2。且大矢量与中矢量的作用时间比值为1.618:1，则调整后的参考矢量及其作用时间表达式为：

V^*T_S＝V₁₆T_M1+V₂₉T_M2+V₂₅T_L1+V₂₄T_L2

＝(V₁₆+1.618V₂₅)T_M1+(V₂₉+1.618V₂₄)T_M2

如图3(a)所示为参考电压矢量注入前后的效果图，本发明将十个扇区再进行细化为二十个部分，从而达到让矢量在十个扇区中分别超前一次和滞后一次的目的，这会使得扰动后的参考电压矢量在一个周期内产生十次扰动。由图3(a)可见，信号注入后的参考电压矢量与信号注入前的参考电压矢量相比，在一个周期内产生了10次波动，说明该扰动信号成功按照预期方式产生并注入到系统中。

图3(b)反映了MTPA角、MTPA因子及相电流幅值在同一时刻的对应关系。由图3(b)可知，在电流幅值最低处达到MTPA点，在β<β_MTPA时MTPA因子为正，在β>β_MTPA时MTPA因子为负。

图3(c)反映了在由i_d＝0控制切换至变频率信号注入MTPA方法时的实验结果图，由图3(c)可知，在电机转速为200r/min，负载转矩为3Nm时，在输出转矩不变的条件下，电机的相电流由6.3A下降为5.3A，这表示该方法的MTPA实现效果较好。

图3(d)反映了在负载转矩突降时，变频率信号注入MTPA控制方法的实验效果图。由图3(d)可知，当电机转速由3Nm突降至2Nm时，相电流迅速由5.2A下降至3.6A，这表示该方法的响应速度较快，动态性能较好。

综上，本发明公开了一种变频率信号注入内嵌式永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，该方法主要包括：在空间矢量脉宽调制(SVPWM)算法中，通过增加或减少十个扇区里各个中矢量的作用时间，使得参考电压矢量在合成时产生相位的超前或滞后，从而形成一个频率倍数于电机基波频率的扰动信号，它直接注入到电机中，该扰动信号会使得磁链矢量幅值与电流矢量幅值处产生同频率的扰动，其比值可作为MTPA判据来确定MTPA点。利用MTPA点与转速闭环来确定电机的d、q轴电流，再通过转速闭环得到电机的d、q轴电压，最后经过Park反变换得到α、β轴电压，在SVPWM算法中进行电压矢量的合成。扰动信号通过SVPWM算法产生，不受前馈通道上PI控制器的带宽限制所影响，本质上相当于开环注入，在此优势上，该方法能够随电机转速以及基波频率的增加以倍数形式提升注入信号的频率，使得注入信号频率与电机基频不会互相干扰，同时还能有较好的MTPA点跟踪性能，该方法适用于所有基于SVPWM的内嵌式永磁同步电机MTPA控制。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (6)

1.一种变频率信号注入的内嵌式永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，在参考电压矢量进入空间矢量脉宽调制算法开始进行矢量合成时，首先进行转速判断，在不同的转速下对不同矢量的作用时间进行调整，在一个电周期内中产生电机基频的扰动信号，该扰动信号被直接注入电机中；

步骤2，进行扇区判断，在不同转速下对不同扇区进行矢量作用时间调整，在电机转速小于800r/min时，需要对十个扇区中每个扇区的相邻两个中矢量进行作用时间的调整；在电机转速大于800r/min小于1500r/min时，需要将十个扇区两两一组分为五个大扇区，对每个大扇区的相邻两个中矢量作用时间进行调整；

步骤3，参考电压矢量处的扰动信号导致定子电流与磁链矢量处有同频率的扰动信号产生，将携带高频扰动信号的电流幅值通入一个时间常数为T_BPF，中心频率为扰动信号频率的带通滤波器中，留下高频分量，再与磁链幅值扰动相乘进行泰勒展开得到基频分量与高频分量，通入一个时间常数为T_LPF，截止频率为电机基频的低通滤波器后，留下与最大转矩电流比因子相关的直流量，最后通过PI控制器调节得到最大转矩电流比角度β_ref；

步骤4，将给定电机转速ω_ref与电机侧反馈转速ω_m作比较获得转速误差，经过PI控制器调节得到电机的定子电流I_s，利用最大转矩电流比点与转速闭环来确定电机的d、q轴电流，定子电流I_s与获得的最大转矩电流比角度β_ref通过电流计算得到d、q轴电流i_dref和i_qref，它们与d、q轴电流反馈i_dm和i_qm作差得到电流误差，再通入PI控制器调节得到d、q轴电压u_dref和u_qref，经过Park反变换得到α、β轴电压u_αref和u_βref，再将其送入SVPWM中合成参考电压矢量，经逆变器输出五相电流送入电机，在电机侧由位置编码器得到转子位置角θ_e，通过微分算子得到反馈转速ω_m。

2.根据权利要求1所述的变频率信号注入的内嵌式永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，其特征在于，所述步骤1中的空间矢量脉宽调制算法矢量作用时间调整公式为：

T_Ma ^*＝mT_Mak

T_Mb ^*＝mT_Mb

其中T_Ma，T_Mb代表各个扇区相邻两个中矢量的开关时间；T_Ma ^*，T_Mb ^*为对其进行调制过后的开关时间；k是增益系数，用来改变注入信号的幅值，k取值1.5；m也是一个系数，目的是维持电压矢量的幅值不变。

3.根据权利要求1所述的变频率信号注入的内嵌式永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，其特征在于，所述步骤2中，在不同转速下对十个扇区有不同的划分方法，在电机转速小于800r/min时，需要对十个扇区中每个扇区的相邻的两个中矢量作用时间分别增加10％和减少10％，从而使得参考电压矢量产生十倍于电机基波频率的波动；在电机转速大于800r/min小于1500r/min时，需要将十个扇区相邻两个一组划分为五个扇区，对这五个扇区相邻两个中矢量的作用时间分别增加和减少10％，从而使得参考电压矢量产生五倍于电机基波频率的波动；在电机转速大于1500r/min小于3000r/min时，需要将十个扇区相邻五个一组划分为两个扇区，对这两个扇区相邻两个中矢量的作用时间分别增加和减少10％，从而使得参考电压矢量产生两倍于电机基波频率的波动。

4.根据权利要求1所述的变频率信号注入的内嵌式永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，其特征在于，所述步骤2中，在电机转速不同时，注入不同频率的信号，在滤波器设置中需要根据相应的注入信号频率设置带通滤波器的中心频率。

5.根据权利要求1所述的变频率信号注入的内嵌式永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，其特征在于，所述步骤3中还包括，信号处理过程中需要用到两个带通滤波器，会导致高频信号的延迟，考虑用一种无带通滤波器的信号处理方式来提取高频信号，其推导过程如下：

当磁链矢量处的正弦信号为正向扰动时磁链矢量：Δψ₁＝A sin(ω_ht)

在电流矢量中的高频扰动信号表达式为：

当磁链矢量处的正弦信号为负向扰动时磁链矢量：Δψ₂＝-A sin(ω_ht)

在电流矢量中的高频扰动信号表达式为：

将H₁与H₂相加，通入低通滤波器中滤除高频信号，即可得到最大转矩电流比因子：

其中，A表示高频信号的幅值；ω_h表示高频信号的频率；|ψ|表示定子磁链矢量的幅值；|i|表示定子电流矢量的幅值。

6.根据权利要求1所述的变频率信号注入的内嵌式永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，其特征在于，所述步骤4中，在确定最大转矩电流比点时，其原理为利用信号扰动对定子磁链幅值与定子电流幅值造成相同频率的扰动，通过幅值的偏导关系跟踪最大转矩电流比点，其中转矩表达式为：

T_e(ψ,i)＝pψ×i＝p|ψ|·|i|sin(β-δ)

由上式可以推导得到定子磁链幅值与定子电流幅值的偏导关系式如下：

根据上式即可确定最大转矩电流比点；

其中，T_e表示电磁转矩；p表示电机极对数；ψ表示定子磁链矢量；i表示定子电流矢量；β表示定子电流角，即定子电流矢量与d轴的夹角，β_MTPA为最大转矩电流比控制所对应的定子电流角；δ表示负载角，即定子磁链与d轴的夹角。

Images