CN112019047A - 用于功率级的自动电流共享 - Google Patents

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Abstract

本装置和相关方法涉及根据确定相位电流是否高于或低于所有相输出电流的平均值，来调制N个交错的功率级中的每一个的工作周期。在说明性示例中，工作周期调制可以在上升沿或下降沿上增加或减少延迟，这可以微调相位PWM信号，从而将相位电流校正为平均相位电流。例如，可以通过比较电阻两端的电压极性，来确定调制方式，该电阻在表示平均相位电流(IMON/N)的信号和相应的相位电流之间延伸。通过使用延迟调制引擎，功率级可以本地且自主地改变PWM信号的脉冲宽度，以基本平衡所有交错功率级之间的相位电流。

Description

用于功率级的自动电流共享
技术领域
各个实施例主要涉及多功率级。
背景技术
电子器件，也被称为负载，接收来自不同电子电源的功率。例如，某些电源可以在壁装电源插座处耦合到负载装置(例如，从主电源)，或者可以更直接地耦合到各种本地和/或便携式电源(例如，电池、可再生能源、发电机)。诸如中央处理器(CPU)和图形处理器(GPU)之类的某些负载设备，在满足更高的输入电流要求的同时，还要求严格的电压调节和/或电源的高效率。
在某些电子设备中，电源电压源(例如，电池输入、整流市电电源、中间直流电源)可通过各种电压转换电路转换为负载兼容电压。开关电源由于其高效率而已成为电压转换电路，因此经常用于提供各种电子负载。
开关模式电源使用开关设备转换电压，该开关设备以非常低的电阻导通并通过非常高的电阻关断。开关模式电源可以在一段时间内为输出电感器充电，并可以在随后的时间段内释放部分或全部电感器能量。输出能量可以被传递到一组输出电容器，该组输出电容器提供滤波以产生直流输出电压。在降压型开关电源中，稳定状态下的输出电压可能约为输入电压乘以工作周期，其中工作周期是通过开关导通时间的持续时间除以一个开关周期的通过开关的总的接通时间和断开时间。
发明内容
本发明提供的装置和相关方法涉及调制N个交错的功率级中每个响应的功率级中的工作周期，以确定相位电流高于或低于所有相位输出电流的平均值。在说明性示例中，工作周期调制可能会增加或减少上升沿或下降沿上的延时，从而精确调节相位PWM信号，将相位电流校正到平均相位电流。例如，可以通过比较电阻两端的电压极性来确定调制方式，该电阻表示平均相位电流(IMON/N)的信号和相应的相位电流之间的延伸。通过使用延迟调制引擎，功率级可以在本地且自主地更改PWM信号的脉冲宽度，以实质性平衡所有交错功率级之间的相位电流。
各种实施例可以实现一个或多个优点。举例来说，PWM控制器可使用来自N个交错相位中的每一相(例如，功率级)的电流感测信号来改变到每一级的PWM信号，以便平衡从每一相供应的输出电流。在各个实施例中，每个相中的功率级可能能够自我调节其自身的输出电流以匹配由其他N-1个交错相提供的平均电流，以实现相位之间的电流平衡。可以有利地通过每个功率级单独地实现这种电流平衡，而无需通过例如PWM控制器的直接干预。多相电源中任意数量的交错相的总输出电流可以报告给PWM控制器。在一些实施方式中，适合于平衡电流的电路可以与一些现有功率级架构向后兼容。可以在每个阶段中都实现电流共享，例如，通过将每级平均电流与将来自所有级的电流求和的复合平均电流进行比较来实现。基于比较，可以在每个相应的功率级控制电路中进行工作周期调整，以使相应的平均级电流基于平均复合电流进行基本调节。
在一些实施例中，每个功率级集成电路(IC)可以采用相同的平均输出电流引脚(例如，IMON)来将级电流信号反馈到例如公共PWM控制器上。因此，PWM控制器可以使用一个引脚来接收代表来自多个功率级的所有交错相位输出电流的反馈信号。在使用延迟调制引擎的一些实施方式中，可以通过设计PWM控制器，有效地减少引脚数。因此，可以减小PWM控制器的封装尺寸。在一些实施例中，由于每个功率级都可能能够调节其自身的电流，以实现各相位之间的电流平衡而无需PWM控制器的干预，因此可以有利地简化PWM控制器的设计和操作。在一些实施例中，具有延迟调制引擎的实施例的新的智能功率级(SPS)可能能够用于例如多相位应用中。在一些实施例中，可以有利地减少在数字或模拟电流共享方案中使用的PWM控制器的总数。一些实施例还可以包括一个或多个相位倍增器或相位乘法器，以提供更多的PWM信号。功率级的输出电流信号可以由相位倍增器或相位乘法器接收。通过使用具有延迟调制引擎的功率级，可以有利地减小引脚数量，从而减小相位倍增器或相位乘法器的封装尺寸。
在附图和以下描述中阐述了各种实施例的细节。根据说明书和附图以及根据权利要求书，其他特征和优点将显而易见。
附图说明
图1表示一个带有典型的智能功率级(SPS)系统的功率转换器。
图2表示功率转换器中典型的SPS系统和PWM控制器之间的连接。
图3A表示SPS系统中典型的SPS的结构。
图3B表示SPS中典型的延迟模块引擎(DME)的结构。
图4A表示输入的PWM信号和典型的工作周期调制PWM信号的时序图。
图4B表示输入的PWM信号和典型的工作周期调制PWM信号的时序图。
图5表示调节接收到的PWM信号的工作周期的典型方法的流程图。
各个附图中相似的参考符号指示相似的元件。
具体实施方式
首先，参照图1简要介绍具有示例性的智能功率级(SPS)的功率转换器。其次，参考图2-4B，讨论转向示出了智能功率级的体系结构的示例性实施例。然后，参照图5，提出了进一步的解释性讨论，以解释产生调节输入的PWM信号的工作周期的方法。
直流到直流电压转换通常由开关模式稳压器执行，也称为电压转换器或负载点(POL)稳压器/转换器。一种被称为降压或降压调节器的直流到直流转换器可以根据一个或多个负载设备的要求将较高的电压(例如12V)转换为较低的值。更一般地，电压调节器和电流调节器通常被称为功率转换器，并且如本文中所使用的，术语功率转换器意在包括这样的设备。
图1表示一种配有典型的智能功率级系统的功率转换器。在本例中，系统100包括一个功率负载系统105。功率负载系统105包括一个或多个交错式电源110，配置在计算机105中，提供一个或多个负载115。在一些示例中，可以将负载115指定为以有限的电压扰动在输入电压下操作。电源110包括功率转换器120。功率转换器120调节供应到负载115中的电流和/或电压。功率转换器120被配置为动态地调制开关信号的频率以实现快速的瞬态响应。更具体地，功率转换器120包括控制到相位关联的功率开关的输入端的脉冲宽度调制器(PWM)控制器125，例如这样可以降低输出电容。在说明性示例中，PWM控制器125以fsw的频率产生具有命令工作周期的一个或多个输入的脉冲宽度调制信号(例如，PWM1信号1301、PWM2信号1302、……PWMn信号130n)。功率转换器120还包括一个智能功率级(SPS)系统135。SPS系统135包括N个智能功率级。N个功率级135的每个功率级(例如SPS1、SPS2、……、SPSn)都接收产生的PWM信号中的一个信号(例如1301、1302、……、130n)，根据其各自的SPS，PWM信号中的每个信号都有一个交错的相位(例如延时)。每个功率级都传递一个功率级输出信号(PWM1’、PWM2’、……、PWMN’)，以便通过输出电路140提供受控级输出电路(Iout1、Iout2、Iout3、Iout4)，为负载产生一个基本平衡的功率共享。在不同的实施例中，输出电路140可以含有一个或多个电感元件(例如通过一个电感器耦合串联在SPSi的输出端和公共负载节点之间)，其可以包括例如在级之间的耦合或解耦绕组。参照图2，更详细地描述SPS系统135和PWM控制器125之间的连接。SPS系统135中的每个SPS都包括延迟调制引擎(DME)。DME可以从PWM控制器125接收相应的PWM信号(例如PWMi)，并且调节相应的PWMi信号的脉冲宽度以产生适于基本维持或调节在每个级的相位电流之间的平衡的级功率输出信号PWMi'。在各个实施例中，每个阶段的DME都可以调整响应于例如对应级电流与指示所有级的平均电流的信号的比较来响应相应的工作周期。参照图3B，进一步详细讨论DME的示例性结构。
在一些实施例中，SPS系统135的每个功率级都可以包括一个或多个开关装置，在一些实施方式中，其可以被称为功率晶体管。功率转换器120可以切换一对功率晶体管，以便在晶体管的公共节点SW处产生矩形波。可以使用输出电路140平滑产生的矩形波，以产生期望的单极(例如，DC)输出电压Vout。在一些示例中，SPS可以指具有集成高精度电流和温度监控器的功率级，该功率级可以反馈给PWM控制器125和/或相位倍增器以完成多相直流-直流系统。在一些实施例中，PWM控制器125可以具有N个PWM引脚以输出N个PWM信号。为了完成直流-直流系统，PWM控制器125还可以接收级电流监控器输出信号的复合信号(例如IMON1，IMON2，IMON3，IMON4)以调整PWM信号的工作周期，PWM控制器125将PWM信号提供给每个功率级。PWM控制器可以响应于电流监控器输出信号来调节级功率输出信号PWMi’的工作周期，以便例如调节Vout的电压电平。另外，每个SPS电路可以响应于电流监控器输出信号而操作，以调整对应的SPS的工作周期，从而根据级电流监控器信号的合成，基本调节从该相位提供的电流。参考图3A，进一步详细描述SPS的示例性架构。
功率转换器120还包括误差放大器145。误差放大器145接收输出电压信号Vout和参考电压信号Vref以产生误差信号Verr。在所描述的示例中，误差信号可以由比例积分微分(PID)滤波器150接收。PID滤波器150、PWM控制器125和SPS系统135可以被配置为反馈回路，通过操作控制工作周期，从而调节输出电压Vout。
图2表示功率转换器中典型的SPS系统和PWM控制器之间的连接。在本示例中，PWM控制器(例如PWM控制器125)产生四个PWM信号(例如PWM1、PWM2、PWM3和PWM4)。SPS系统135中的每个智能功率级(例如SPS1、SPS2、SPS3或SPS4)都接收相应的PWM信号(例如PWM1、PWM2、PWM3、PWM4)，并参照参考电压VREFIN，产生相应的电流监视器输出信号(例如IMON1、IMON2、IMON3、IMON4)。参考电压VREFIN可以是一个由外部源提供的直流电压。在本例中，参考电压VREFIN由PWM控制器125提供。
在本例中，由每个智能功率级产生的每个电流监视器输出信号(例如IMON1，IMON2，IMON3，IMON4)都可以基本代表一个功能(例如一个平均)电流监视器输出信号，并且SPS系统135的总电流监视器输出(IMON)被报告至PWM控制器125。总电流监视器输出(IMON)是来自SPS系统135中的每个SPS的IMON输出信号的总和。通过产生平均电流监视器输出信号，PWM控制器125可以仅使用一个引脚，就能接收总的输出电流信号，而不是用N个引脚去单独接收N个电流监视器输出信号(例如IMON1，IMON2，IMON3，IMON4)。每个SPS都可以调制相应的PWM信号的工作周期，以便产生平均电流监视器输出信号(例如IMON1，IMON2，IMON3，IMON4)。一个延时调制引擎的典型结构用于调制PWM信号的工作周期，PWM信号由PWM控制器125接收，在下文参见图3B将进行详细介绍。
图3A表示SPS系统中一个典型SPS的结构。在本示例中，一个SPSi(例如SPS1，SPS2，……，SPSn)包括一个电压源310。电压源310的负极端提供SPSi的一个REFINi引脚，连接到由外部电源(例如来自PWM控制器125或电源导线)提供的参考电压(例如VREFIN)上。IMONi是总输出(例如IMON)中返回到PWM控制器125上的一部分。IMONi包括SPSi MOSFET负载电流信号，可以用于负载遥测和控制。来自SPSi的IMONi输出端可以参考延时调制引擎315的参考电压(例如VREFIN)，而不是地电压。电压源310的正极端连接到延时调制引擎(DME)315上。在某些实施例中，电压源310可以是由SPSi产生的一个信号，代表输出电流Iouti(例如流经电感器140的电流)的缩放版。根据接收到的PWM信号(例如由PWM控制器125产生的PWMi)、IMON信号IMONi以及参考电压VREFIN，延时调制引擎315产生一个工作周期(例如脉冲宽度)调节PWM信号320(例如PWMi’)。因此，PWMi在SPSi内部调节，而不是在PWM控制器125内部调节。
例如，工作周期调节的PWM信号PWMi’320由一个金属-氧化物-半导体场效应晶体管(MOSFET)驱动器325接收。MOSFET驱动器325切换一个高端开关(例如晶体管)330以及一个低端开关(例如晶体管335)，以便例如在输出电路140的电感器上产生一个调制电压。通过使用延时调制引擎(DME)，PWM信号的脉冲宽度可以在每个SPS中在本地并自动地调节，以便在一个SPS系统中所有的有源相位中获得基本均匀分布的电流共享。
图3B表示SPS的一个典型延时调制引擎(DME)的结构。在不同的实施例中，可以配置延时调制引擎，增加或移除来自PWM控制器125的PWM信号的上升沿或下降沿上的延时，从而调制相应级的电流基本匹配，例如输出电流的平均值(例如IMON/N)。通过每个级都自动并基本跟踪所有级上的平均电流，整个系统可以有效地维持基本的电流平衡，从而，例如功率消耗、电流和/或电压应力都可以基本达到最小，在某些实施例中，提高了服务寿命并且/或者降低了波动电压。在本例中，延时调制引擎315包括一个电阻器(Rs)340。电阻器340具有一个第一节点a1和第二节点a2。第一节点a1耦合到电压源310的正极端，以便接收第一电压V1。第二节点a2耦合接收IMON信号(IMONi)的电压V2，IMON信号耦合到用于产生相应的SPSi的电路上，该节点也耦合到公共导线(IMON)上，例如，用于集合来自每个SPS级的IMON信号。第一节点a1上的电压V1和第二节点a2上的电压V2都由放大器350接收。在本例中，放大器350是一个差分放大器，用于放大V1和V2之间的电压差。当V1等于V2时，参考电压VREFIN建立放大器输出电压。
延时调制引擎315还包括一个第一比较器360a。第一比较器360a产生一个第一差分信号365a，表示参考电压VREFIN和放大电压(例如VA)之间的差值。第一比较器360a可以具有一个第一预设的死区。当参考电压VREFIN和放大电压(例如VA)之间的差值为正并且超过第一预设的死区时，第一控制信号365a表示SPSi的电流高于平均电流(例如IMONi>IMON/N)。
延时调制引擎315还包括一个第二比较器360b。第二比较器360b产生一个第二差分信号365b，表示放大电压(例如VA)和参考电压VREFIN之间的差值。第二比较器360b可以具有一个第二预设的死区。当放大电压(例如VA)和参考电压VREFIN之间的差值为正并且超过第二预设的死区时，第二控制信号365b可以产生一个第二控制信号(第二比较结果)365b。第二控制信号365b表示SPSi的电流低于平均电流(例如IMONi<IMON/N)。在某些实施例中，第一预设死区的范围可以等于第二预设死区的范围。
所述实施例中的延时模块引擎315还包括一个向上/向下计数器370。向上/向下计数器370的向上输入由第一控制信号365a控制，并且向上/向下计数器370的向下输入由第二控制信号365b控制。相应的PWM信号PWMi被向上/向下计数器370接收，并且用作向上/向下计数器270的时钟信号。当第一控制信号365a为高时，向上/向下计数器370可以在每次收到PWMi时增加其计数。当第二控制信号365b为高时，向上/向下计数器370可以在每次接收PWMi时减小其计数。
向上/向下计数器370的输出由延迟电路380接收。延迟电路380响应于向上/向下计数器370的输出和PWM1，来延迟PWM1的上升沿或下降沿以调节PWM1的脉冲宽度。更具体地说，当参考电压VREFIN和放大电压VA之间的差值大于第一死区值时，这意味着SPSi可能具有太大的电流。因此，延迟电路380可以延迟PWMi的前沿。因此，PWMi的脉冲宽度可以被缩短以提供更少的电流。当该差值小于或等于第一死区值时，VA可以被视为大致等于VREFIN，并且延迟电路380可以不改变PWMi的前沿。
当放大电压VA与参考电压VREFIN之间的差值大于第二死区值时，这意味着SPSi的电流可能太小。延迟电路380可以延迟PWMi的后沿以增加PWMi的脉冲宽度以具有更大的电流。当放大电压VA与参考电压VREFIN之间的差值小于或等于第二死区值时，VA可以被视为大致等于VREFIN，并且延迟电路380可以不改变PWM1的后沿。计数器370的中点以上的计数可以表示要添加到PWM信号PWMi的后沿的延迟时段的数量。计数器370的中间点以下的计数可以表示要添加到PWM信号PWMi的前沿的延迟时段的数量。当计数在中间点时，PWM信号PWMi可能不会改变。通过调节PWM信号PWMi的上升沿或下降沿，相位电流IMONi然后可以动态地改变为等于平均电流(例如，IMON/N)。计数器370和延迟电路380可以被视为根据比较器360a和比较器260b的比较结果，而在PWM信号PWMi上引入预定延迟的处理电路。
尽管在此描述的示例中，延迟调制引擎315包括第一比较器执行从VREFIN减去VA，第二比较器执行从VA减去VREFIN，但是在一些实施例中，延迟调制引擎315可以包括一个比较器，该比较器或者从VREFIN减去VA，或者执行从VA减去VREFIN的操作。例如，正比较结果可以用于控制向上/向下计数器370的向上输入，而负比较结果可以用于控制向下输入。
在一些实施例中，第一比较器360a和第二比较器360b的比较结果可以通过一个或多个模数转换器(ADC)转换为数字信号。数字信号可以用作状态机的控制信号。状态机可以被配置为根据数字信号来调节PWMi的工作周期(例如脉冲宽度)。在一些实施例中，例如，电压控制延迟线(VCDL)可用于在PWMi的前沿或后沿引入延迟。在一些实施例中，例如，可以采用可变步长，作为在放大器350的输入处的误差信号幅度的函数。在放大器350的输入处的误差信号可以是差的函数(例如，幅度和正负号)在平均级电流幅度和平均总电流幅度(例如IMON)之间。
图4A描述了输入PWM信号和示例性工作周期调整的PWM信号的时序图。在该描述的示例中，输入的PWM信号是正脉冲信号。参照图4A，可以(例如，通过SPSi的功率级控制逻辑315)调整由控制器(例如，PWM控制器125)生成的输入PWM信号(例如，PWMi)的脉冲宽度(例如，工作周期的函数)。可以根据电阻器(例如，电阻器Rs 340)的两个节点的电压差，来调节PWMi的前沿和/或后沿。更具体地说，PWMi的前沿可以被延迟以缩短脉冲宽度，因此，相位电流可以被减小。PWMi的后沿可以被延迟以延长脉冲宽度，因此，相位电流可以增加。因此，可以动态地调整SPS系统中每个SPS的相位电流IMONi。
图4B描述了输入PWM信号和示例性工作周期调整的PWM信号的时序图。在该描述的示例中，PWM信号是负脉冲信号。可以根据电阻器(例如，电阻器Rs 340)的两个节点的电压差值来调节PWMi的前沿和后沿。更具体地说，PWMi的后沿可以被延迟以缩短PWMi的脉冲宽度，因此，可以减小相位电流。PWMi的前沿可以被延迟以延长PWMi的脉冲宽度，因此，可以增加相位电流。因此，可以动态地调整每个SPS的相位电流IMONi以匹配平均电流(例如，IMON/N)。
图5描述了用于调整接收到的PWM信号的工作周期的示例性方法的流程图。一种方法包括，在505处，检测连接到电压源(例如，电压源310)的电阻器(例如，电阻Rs 340)的第一节点(例如，a1)的第一电压V1。该方法还包括在510处，检测电阻器340的另一节点(例如，a2)的第二电压V2。
该方法还包括在515处放大电阻器340两端的电压差(例如，V2-V1)。可以使用差分放大器(例如，放大器350)来放大电压差并产生放大的电压VA。在520a处，由第一比较器(例如，第一比较器360a)计算由外部电源(例如，PWM控制器125)提供的参考电压(VREFIN)与放大值VA之间的第一差值。在520b，由第二比较器(例如，第二比较器360b)计算放大值VA和参考电压(VREFIN)之间的第二差值。如果第一差值或第二差值小于对应的预定值(例如，第一比较器和/或第二比较器的死区值)，则可能不调节PWMi的脉冲宽度。
如果第一差值大于对应的第一预定值，则在530a处，确定后沿延迟是否等于0。如果后沿延迟不等于0，则在535a处，延迟电路(例如，延迟电路380)将减小后沿的延迟，直到后沿延迟等于0。在一些实施例中，可以通过其他方式将后沿延迟重置为0。在540a处，可以递减计数器(例如，向上/向下计数器370)，并且延迟电路(例如，延迟电路380)将延迟PWMi的前沿。
如果第二差值大于对应的第二预定值，则在530b处，确定前沿延迟是否等于0。如果前沿延迟不等于0，则在535b处，延迟电路(例如，延迟电路380)将减小前沿的延迟，直到前沿延迟等于0。在一些实施例中，可以通过其他方式将前沿延迟重置为0。然后，在540b处，计数器(例如，向上/向下计数器370)可以递增，并且延迟电路(例如，延迟电路380)将延迟PWMi的后沿。因此，可以在智能功率级SPSi内调节PWM信号PWMi，以使相位电流IMONi基本等于平均电流(例如，IMON/N)。
在一些实施例中，第一预定值可以等于第二预定值。在一些实施例中，可以仅使用一个比较器就能确定放大值VA与参考电压VREFIN之间的关系。例如，比较器可以确定参考电压VREFIN和放大值VA之间的差值。如果该差值为正，且在第一确定值以上，则计数器和延迟电路可能会延迟PWM1的上升沿。并且，如果该差值为负且低于第二确定值，则计数器和延迟电路可以延迟PWMi的下降沿。在一些实施例中，可以设计状态机(例如，以硬件，软件或其组合来实现)，以调节PWMi的边缘。
尽管已经参考附图描述了各种实施例，但是其他实施例也是可能的。例如，一些实施例可以使用DCR电流感测或电阻器感测方法来代替IMONi信号。在一些实施方式中，可以从每个SPS的电流源生成IMON信号。在不同的示例中，具有并联RC网络的DCR可以用于近似通过电感器的电流。在一些实施例中，可以在放大器350和比较器360a/360b之间布置一个或多个模数转换器(ADC)，以将放大的信号转换成数字信号。比较器可以比较数字信号和参考信号之间的差异，以生成用于计数器370和延迟电路380的控制信号，例如，用于在PWMi信号上引入预定的延迟。
尽管参考图3B描述了递增/递减计数器，但是其他实施方式可以采用其他技术来可控制地调节延迟，从而实现相位电流之间的电流平衡。一些实施例可以使用例如压敏变容二极管或开关电容器网络来实现受控延迟，以形成例如可编程延迟线。例如，一些实施例可以使用斜坡/阈值比较电路来实现可调节的延迟。
在一些实施例中，图3B中的电阻器Rs可以是一个片外电阻器，其可以有利地，例如通过组件级参数选择，来允许调节灵敏度或增益。在一些实施例中，电阻器Rs可以是一个片上电阻器，其可以被集成到SPS IC中，而无需增加任何额外的引脚。在一些实施例中，电阻器Rs可以是一个可变电阻器(例如，片上或片外)，从而可以调节电阻。在一些实施例中，电阻器Rs可以包括多个开关子电阻器的阵列以获得不同的电阻值。在一些实施例中，电阻器Rs可以由一个或多个固定电阻器和一个或多个可变电阻器的组合代替，该电阻器可以并联和/或串联布置，以实现可调电阻值。
在一些实施例中，DME可以通过REFINi引脚，接收来自PWM控制器的参考电压VREFIN。在其他实施方式中，DME可以从嵌入在SPSi的IC中的内部参考电压源接收参考电压。在一些实施方式中，多个级(SPS)的其中一个SPS的检测电路，可以确定该级的相位电流与所有级中的相位电流的平均值之间的差的符号和/或大小。关于如何调整工作周期的确定(例如，前沿或后沿延迟是最小的，还是零)，可以基于在确定时工作周期延迟来进行，或根据先前的工作周期确定(例如，先前的延迟值后立刻发生，还是移动了M个平均值)。基于确定的差异的符号，DME可以增加或减少该级的工作周期，以便分别增加或减少该级的平均电流。在一些实施方式中，工作周期可以例如与相位和整体平均信号之间的差的幅度成比例地递增地调整，或者可以以步长来调整。因此，所有阶段都可以独立地、同时地、连续地并且自动地寻求基于总输出电流的平均值的份额，来基本上实时地调节其相应的输出电流，从而实现连续时间的电流平衡并且共享利益。
参照图3B，尽管根据比较器360a，360b和/或递增/递减计数器370描述了DME处理电路，但是其他实施方式也是可能的。例如，参考图5描述的方法的任何步骤都可以被执行，例如，可以通过模数转换器结合配置的数字状态机来执行比较和处理采样的数字化值(例如，V1，V2)。在一些实施例中，可以单独地或与执行指令程序的处理器结合使用数字电路来实现状态机。在一些实施方式中，例如可以使用数字硬件电路(例如，FPGA，ASIC)来实现状态机。此外，实施例的一些方面可以被实现为计算机系统。例如，各种实施方式可以包括数字和/或模拟电路、计算机硬件、固件、软件或其组合。可以在有形地体现在信息载体，例如机器可读存储设备中的计算机程序产品中，实现设备元件，以由计算机执行。可编程处理器和方法可以由可编程处理器执行指令程序来执行。通过对输入数据进行操作并生成输出，来执行各种实施例的功能。一些实施例可以有利地在包括至少一个的可编程系统上可执行的一个或多个计算机程序中实现，可编程系统包括至少一个可编程处理器，通过耦合接收来自数据存储系统的数据和指令，并且将数据和指令传输给数据存储系统，至少一个输入设备和/或至少一个输出设备。计算机程序是一组指令，可以在计算机中直接或间接使用它们来执行特定的活动或带来一定的结果。可以以任何形式的编程语言(包括编译或解释语言)编写计算机程序，并且可以以任何形式进行部署，包括作为独立程序或作为模块、组件、子例程或其他适合使用的单元在计算环境中。
作为示例而非限制，用于执行指令程序的合适处理器包括通用微处理器和专用微处理器，其可以包括单个处理器或任何种类计算机的多个处理器之一。通常来说，处理器将从只读存储器或随机存取存储器或两者接收指令和数据。计算机的基本元件是用于执行指令的处理器和用于存储指令和数据的一个或多个存储器。
在各种实施例中，计算机系统可以包括非暂时性存储器。存储器可以连接到一个或多个处理器，该一个或多个处理器可以被配置用于存储数据和计算机可读指令，包括处理器可执行程序指令。数据和计算机可读指令可以被一个或多个处理器访问。当由一个或多个处理器执行时，处理器可执行程序指令可以使一个或多个处理器执行各种操作。
可以使用包括各种电子硬件的电路来实现模块的各种示例。作为示例而非限制，硬件可以包括晶体管、电阻器、电容器、开关、集成电路和/或其他模块。在各个示例中，模块可以包括在含有各种集成电路(例如，FPGA、ASIC)的硅基板上制造的模拟和/或数字逻辑、离散组件、迹线和/或存储电路。在一些实施例中，模块可以包括执行由处理器执行的预编程指令和/或软件。例如，各种模块可能涉及硬件和软件。
在一个示例性方面，一种功率转换器系统包括：多个N功率级，其各自的输出信号可操作性地相互交错，通过耦合将它们各自的输出电流提供给公共输出节点，所述N个功率级中的每个功率级都适用于接收相应的脉冲宽度调制信号。多个功率级中的每个功率级都包括延迟调制引擎，该延迟调制引擎包括(1)第一输入节点，耦合以接收代表相应功率级的输出电流信号的第一信号，(2)第二输入节点，耦合至接收代表所述N个输出电流的平均值的第二信号，(3)检测电路，其耦合到所述第一输入节点和所述第二输入节点并被配置为确定所述第一信号和所述第二信号之间的差，以及(4)处理电路，通过耦合以便从所述检测电路接收代表所述差值的信号，并且还通过配置对相应的脉冲宽度调制信号的边缘，施加延迟来生成相应的输出信号。
在一些实施例中，检测电路还可包括耦合在第一输入节点和第二输入节点之间的电阻Rs。在一些实施例中，检测电路可以确定第一信号和第二信号之间的差的符号。在一些实施例中，所施加的延迟可以是第一信号与第二信号之间的差值符号的函数。在一些实施例中，检测电路还可以包括比较电路，该比较电路被配置为确定第一信号和第二信号之间的差的大小是否在预定阈值内。
在一些实施例中，检测电路可以包括电流镜电路，该电流镜电路复制在第一输入节点和第二输入节点之间流动的电流。镜像电流可用于指示第一输入节点和第二输入节点之间的电流的方向和大小。
在一些实施例中，如果第一信号超过第二信号多于第一预定阈值，则处理电路可以进一步被配置为：(a)如果在PWMi’的相邻先前周期中所生成的输出信号的后沿延迟，处于最小值，那么就增加所生成的输出信号的前沿延迟，并且(b)如果PWMi'的相邻先前周期中所生成的输出信号的后沿延迟不是最小值，那么就降低所生成的输出信号的后沿延迟。
在一些实施例中，如果第二信号超过第一信号多于第二预定阈值，则处理电路可以进一步被配置为：(a)如果在PWMi’的相邻先前周期中所生成的输出信号的前沿延迟，处于最小值，那么就增加所生成的输出信号的后沿延迟，并且(b)如果PWMi'的相邻先前周期中所生成的输出信号的前沿延迟不是最小值，那么就降低所生成的输出信号的前沿延迟。
在一些实施例中，多个N功率级可以与它们各自的输出信号可操作性地相互交叉，通过耦合将各自的输出电流提供给公共输出节点，传输通过含有至少一个电感元件的输出电路进行。在一些实施例中，功率转换器系统还可包括集成电路(IC)封装，并且DME可形成在IC封装内。在一些实施例中，检测电路还可以包括放大器电路，该放大器电路被耦合以接收第一信号和第二信号，并且放大第一信号和第二信号之间的差值。在一些实施例中，放大器还可以包括模数转换(ADC)电路，并且检测电路还可以包括状态机，该状态机被耦合以从ADC接收输出信号，其中还可以配置该状态机，以便确定第一信号和第二信号之间差值的幅度。在一些实施例中，所施加的延迟也可以是所确定的第一信号与第二信号之间的差值幅度的函数。
在另一个示例性方面，一种延迟调制引擎电路包括延迟调制引擎，该延迟调制引擎可操作性地排布在多个N功率级中的每个功率级中，所述功率级与它们各自的输出信号可操作性地相互交叉，以将它们各自的输出电流提供给公共输出节点。多个N功率级中的每个功率级都适用于接收对应的脉冲宽度调制信号。DME包括：(1)耦合第一输入节点(a1)，以便接收第一信号，第一信号代表相应功率级的输出电流信号，2)耦合第二输入节点(a2)，以便接收第二信号，第二信号代表功率级的N个输出电流的平均值，(3)将检测电路耦合到第一输入节点和第二输入节点，并配置为确定第一信号和第二信号之间的差值的符号，以及(4)耦合处理电路，以便从检测电路接收代表所确定的差的正负号的信号，并且还被配置为通过对相应的脉冲宽度调制信号的边缘施加延迟来生成相应的输出信号。所施加的延迟是所确定的差值符号的函数。
在一些实施例中，检测电路还可包括耦合在第一输入节点和第二输入节点之间的电阻Rs。在一些实施例中，检测电路还可以包括比较电路，该比较电路被配置为确定第一信号和第二信号之间的差值大小是否在预定阈值内。在一些实施例中，如果第一信号超过第二信号多于第一预定阈值，则处理电路还可以被配置为：(a)如果在PWMi’的相邻先前周期中所生成的输出信号的后沿延迟，处于最小值，那么就增加所生成的输出信号的前沿延迟，并且(b)如果PWMi'的相邻先前周期中所生成的输出信号的后沿延迟不是最小值，那么就降低所生成的输出信号的后沿延迟。
在一些实施例中，如果第二信号超过第一信号多于第二预定阈值，则处理电路还可以被配置为：(a)如果在PWMi’的相邻先前周期中所生成的输出信号的前沿延迟，处于最小值，那么就增加所生成的输出信号的后沿延迟，并且(b)如果PWMi'的相邻先前周期中所生成的输出信号的前沿延迟不是最小值，那么就降低所生成的输出信号的前沿延迟。在一些实施例中，多个N功率级中的每一个可以与它们各自的输出信号可操作性地相互交叉，通过耦合，将它们各自的输出电流提供给公共输出节点，传输是通过包括至少一个电感元件的输出电路进行的。
在一些实施例中，电路还可以包括集成电路(IC)封装，并且DME可以形成在IC封装内。在一些实施例中，检测电路还可包括放大器电路，耦合该放大器电路，以便接收第一信号和第二信号，并放大第一信号和第二信号之间的差。在一些实施例中，放大器还可以包括模数转换(ADC)电路，并且检测电路还可以包括状态机，该状态机被耦合以从ADC接收输出信号，可以配置该状态机，从而确定第一信号和第二信号之间差值的幅度。在一些实施例中，所施加的延迟也可以是所确定的第一信号与第二信号之间的差值幅度的函数。
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims (10)

1.一种功率转换系统，其特征在于，包括：
N个功率级，通过各自的输出信号可操作性地相互交叉耦合将它们各自的输出电流提供给一个公共输出节点，N个功率级中的每一个功率级都适用于接收相应的脉冲宽度调制信号，其中每个功率级都包括一个延时调制引擎DME，包括：
一个第一输入节点，耦合接收第一信号，第一信号表示相应的功率级的输出电流信号；
一个第二输入节点，耦合接收第二信号，第二信号表示N个输出电流的平均值；
一个检测电路耦合到第一输入节点和第二输入节点上，配置用于确定第一信号和第二信号之间的差值；
一个处理电路，耦合接收表示来自检测电路差值的信号，并且通过在相应的脉冲宽度调制信号的一个边沿施加延时，产生相应的输出信号。
2.权利要求1所述的功率转换系统，其特征在于，其中检测电路还包括一个耦合在第一输入节点和第二输入节点之间的电阻。
3.权利要求1所述的功率转换系统，其特征在于，其中检测电路决定第一信号和第二信号之间差值的符号。
4.权利要求3所述的功率转换系统，其特征在于，所加载的延时为第一信号和第二信号之间差值符号的函数。
5.权利要求4所述的功率转换系统，其特征在于，检测电路还包括一个比较电路，用于确定第一信号和第二信号之间差值的幅度是否处于预设的阈值之内。
6.权利要求4所述的功率转换系统，其特征在于，其中如果第一信号超过第二信号的幅度多于第一预定阈值，则处理电路还可以被配置为：
如果在相邻先前周期中所生成的输出信号的后沿延迟处于最小值，那么就增加所生成的输出信号的前沿延迟；并且
如果相邻先前周期中所生成的输出信号的后沿延迟不是最小值，那么就降低所生成的输出信号的后沿延迟。
7.权利要求4所述的功率转换系统，其特征在于，其中如果第二信号超过第一信号的幅度多于第二预定阈值，则处理电路还可以被配置为：
如果在相邻先前周期中所生成的输出信号的前沿延迟处于最小值，那么就增加所生成的输出信号的后沿延迟；并且
如果在相邻先前周期中所生成的输出信号的前沿延迟不是最小值，那么就降低所生成的输出信号的前沿延迟。
8.权利要求1所述的功率转换系统，其特征在于，其中检测电路还包括一个放大电路，用于接收第一信号和第二信号，以便放大第一信号和第二信号之间的差值。
9.权利要求8所述的功率转换系统，其特征在于，其中放大器还包括一个模拟到数字转换ADC电路，其中检测电路还包括一个状态机，通过耦合状态机接收来自ADC的输出信号，其中进一步配置状态机，以便确定第一信号和第二信号之间的差值的幅度。
10.权利要求9所述的功率转换系统，其特征在于，其中所加载的延时还是所确定的第一信号和第二信号之间差值幅度的函数。
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SE01 Entry into force of request for substantive examination
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GR01 Patent grant
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