CN111987899B - 一种用于单相并网变换器的lcl-emi滤波器解耦磁集成方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于单相并网变换器的LCL‑EMI滤波器解耦磁集成方法，属于滤波器磁集成技术及电磁技术领域。该方法包括如下步骤：步骤1：采用对称型LCL滤波器拓扑结构替换了传统非对称型LCL滤波器结构；步骤2：采用磁集成技术将对称型LCL滤波器和共模电感集成到同一EE型磁芯上，并建立相应的磁路模型，其中滤波电感和共模电感分别绕制在磁芯边柱和中间磁柱上，磁芯中间磁柱不开气隙，两侧边柱开气隙；步骤3：分析计算所建磁路模型，并对磁芯尺寸以及EE型磁芯的气隙长度进行合理设计。本发明有效抑制共模干扰向差模干扰的转化，减小了滤波电感的匝数和体积，大大降低了输出滤波器的质量和成本。

Description

一种用于单相并网变换器的LCL-EMI滤波器解耦磁集成方法

技术领域

本发明涉及一种用于单相并网变换器的LCL-EMI(LCL滤波器-电磁干扰)滤波器解耦磁集成方法，属于滤波器磁集成技术及电磁技术领域。

背景技术

近年来，风力、光伏、潮汐等新能源发电方式迅猛发展，大量新能源入网使微电网系统不断完善的同时，也带来了许多亟待解决的问题。逆变器作为新能源发电系统中的能量转换单元，主要采用PWM(脉冲宽度调制)调制技术，但是，传统的PWM调制技术会导致输出信号在开关频率及其倍频处产生谐波，使注入电网的电流质量降低，甚至会影响电网的稳定运行。为滤除高次谐波，常采用LCL、LLCL等高阶无源滤波器，相比单L滤波器，这些高阶滤波器以同样的电感值可以获取更好的谐波衰减能力，但其结构上却需要多个电感和更多无源器件，极大增加了滤波器成本和体积。同时，随着高开关频率半导体器件的飞速发展，并网逆变系统的开关频率越来越高，过高的开关频率会导致较大的di/dt与du/dt，其将加剧电磁干扰对并网系统的影响。而传统非对称型LCL滤波器对传导共模干扰抑制能力较差，且易将传导共模干扰转化为差模干扰。因此，常需要配合EMI(电磁干扰)滤波器实现对传导共模干扰的抑制作用，以达到更优的滤波效果，但LCL滤波器与EMI滤波器组合使用，会导致输出滤波器结构复杂，增大输出滤波器整体的体积与质量。为了减小输出滤波器的体积与成本，有研究者采用磁集成技术将LCL滤波器与EMI滤波器集成在一起提出了LCL-EMI滤波器，其将共模电感绕制在磁芯边柱，滤波电感绕制磁芯中柱，中柱的电感距离较近且磁通路径相同，因此会导致滤波器变换器侧电感与网侧电感发生耦合，从而使滤波器严重影响滤波器对高频谐波的衰减抑制效果。

发明内容

针对上述问题，本发明提出了一种用于单相并网变换器的LCL-EMI滤波器解耦磁集成方法，在传统LCL滤波器的基础上，应用对称型LCL滤波器结构，有效抑制了传导共模干扰向差模干扰的转化。同时采用EE型磁芯结构，将LCL型滤波器中的谐波电感缠绕于EE型磁芯两侧的边柱，共模电感缠绕于磁芯的中柱，实现了LCL滤波器和EMI滤波器的集成。本发明结构设计简单，对共模干扰衰减能力强，可有效抑制共模干扰向差模干扰的转化，并在避免滤波器网侧电感与逆变器侧电感耦合的同时，也可有效利用集成后网侧电感(逆变器侧电感)彼此的磁耦合效应，减小了滤波电感的匝数和体积，大大降低了输出滤波器的质量和成本。

本发明为解决其技术问题采用如下技术方案：

一种用于单相并网变换器的LCL-EMI滤波器解耦磁集成方法，包括如下步骤：

步骤1：采用对称型LCL滤波器拓扑结构替换了传统非对称型LCL滤波器结构，即将传统非对称型LCL逆变器侧电感和网侧电感，用感抗值为原电感二分之一且关于滤波电容上下对称的四个电感代替；

步骤2：采用磁集成技术将对称型LCL滤波器和共模电感集成到同一EE型磁芯上，并建立相应的磁路模型，其中滤波电感和共模电感分别绕制在磁芯边柱和中间磁柱上，磁芯中间磁柱不开气隙，两侧边柱开气隙；

步骤3：分析计算所建磁路模型，并对磁芯尺寸以及EE型磁芯的气隙长度进行合理设计。

所述步骤1中，传统非对称型LCL滤波器结构的传递函数如下：

式中：L₁＇为逆变器侧电感，L₂＇为电网侧电感，C_f＇为滤波电容，s为微分算子。

所述步骤1中，对称型LCL滤波器拓扑结构其开环传递函数如下：

式中：L₁为逆变器上侧电感，L₃为逆变器下侧电感，L₂为电网上侧电感，L₄为电网下侧电感，C_f为滤波电容。

步骤2中根据所述建立的磁路模型，得到各滤波电感磁通表达式：

其中：Φ₁为电流I₁产生的总磁通量，Φ₂为电流I₂产生的总磁通量，Φ₃为电流I₃产生的总磁通量，Φ₄为电流I₄产生的总磁通量；R₁为电感L₁固有的自感磁阻，R₂为电感L₂固有的自感磁阻，R₃为电感L₃固有的自感磁阻，R₄为电感L₄固有的自感磁阻；R₃₁是绕组N₁和N₃之间发生耦合作用之后的L₃上产生的互感磁阻，R₄₂是绕组N₄和N₂之间发生耦合作用之后的L₄上产生的互感磁阻，R₁₃是绕组N₁和N₃之间发生耦合作用之后的L₁上产生的互感磁阻，R₂₄是绕组N₂和N₄之间发生耦合作用之后的L₄上产生的互感磁阻；N₁为逆变器侧电感L₁和L₃线圈绕组匝数，N₂电网侧电感L₂和L₄线圈绕组匝数；i₁为流过逆变器侧电感L₁电流，i₂为流过网侧电感L₂电流，i₃为流过逆变器侧电感L₃电流，i₄为流过网侧电感L₄电流。

步骤3中的具体过程如下：

依据磁芯的几何常数与系统设计参数选择磁芯，磁芯的几何常数K_g为：

式中：A_s为磁芯边柱横截面积，W_A为EE型磁芯的窗口面积，I_max表示通过绕组的最大电流，B_max为最大磁通量密度，A_l为电感绕制导线的横截面积，L为滤波电感值，K_u为EE型磁芯窗口面积W_A的利用系数；

确定具体磁芯尺寸后，再根据绕制电感处磁芯的横截面积与所选电感感抗大小，得到电感绕组匝数N为：

式中：A_s为磁芯边柱横截面积，I_max表示通过绕组的最大电流，B_max为最大磁通量密度；

依据所选磁芯尺寸与滤波电感表达式计算出需要的气隙长度l_g，以对磁芯做最后一步加工处理，气隙长度由下式确定：

l_g＝μ₀R_gA_s

式中：A_s为磁芯边柱横截面积；μ₀为空气磁导率；R_g为气隙磁阻。

本发明的有益效果如下：

与传统LCL滤波器相比，本发明用对称型LCL滤波器替代传统非对称型LCL滤波器，其对称的拓扑结构可平衡L线与N线的阻抗，有效抑制传导共模干扰向差模干扰的转化。此外，本发明在EE型磁芯上集成了对称型LCL滤波器和共模电感，并提出了解耦型磁芯结构，将谐波电感和共模电感分别绕制在磁芯边柱和中间磁柱上，其不仅可以避免滤波器中网侧电感与逆变器侧电感的耦合，保证输出滤波器对共模电磁干扰(CM-EMI)有一定的抑制作用，而且可以避免滤波器中网侧电感与逆变器侧电感的耦合，确保滤波器有足够的谐波抑制能力。总体而言，本发明结构设计简单，对共模干扰衰减能力强，可有效抑制共模干扰向差模干扰的转化，并在避免滤波器网侧电感与逆变器侧电感耦合的同时，也有效利用集成后网侧电感(逆变器侧电感)彼此的磁耦合效应，减小了滤波电感的匝数和体积，大大降低了输出滤波器的质量和成本。

附图说明

图1为解耦型LCL-EMI滤波的单相并网逆变器主电路拓扑。

图2(a)为解耦型LCL-EMI滤波器的绕组结构图；图2(b)为解耦型LCL-EMI滤波器电路拓扑图。

图3(a)为解耦型LCL-EMI滤波器的磁集成结构在共模干扰下耦合原理图；图3(b)为其在差模干扰下耦合原理图；图3(c)为其在共模干扰下耦合原理图简化图；图3(d)为其在差模干扰下耦合原理图简化图。

图4(a)为解耦型LCL-EMI滤波器在差模干扰下的磁集成结构磁路模型；图4(b)为解耦型LCL-EMI滤波器在共模干扰下的磁集成结构磁路模型。

附图的符号及标号说明：u_dc—为直流侧电压；C—直流侧电容；Q_k(k＝1,2,3,4)—开关管；u_ab—逆变器输出电压；L₁—对称结构LCL滤波器逆变器上方滤波电感，L₂—对称结构LCL滤波器网侧上方滤波电感，L₃—对称结构LCL滤波器逆变器下方滤波电感，L₄—对称结构LCL滤波器网侧下方滤波电感，C_f—对称结构LCL滤波器的滤波电容；e_g—电网电压；i_L1—变换器侧流经电感L₁电流；i_L3—变换器侧流经电感L₃电流；i_L2—网侧流经电感L₂的电流；i_L4—网侧流经电感L₄的电流；i_c—电容电流；u_c—电容电压；L_CM—磁集成结构的共模电感；Φ₁—电流I₁产生的总磁通量，Φ₂—电流I₂产生的总磁通量，Φ₃—电流I₃产生的总磁通量，Φ₄—电流I₄产生的总磁通量；N₁—逆变器侧电感L₁(L₂)绕组匝数，N₂—网侧电感L₃(L₄)的绕组匝数；i₁—所提滤波器变换器侧流经电感L₁电流，i₂—所提滤波器变换器侧流经电感L₂电流，i₃—所提滤波器变换器侧流经电感L₃电流，i₄—提滤波器变换器侧流经电感L₃电流；Φ_CM—共模电感总磁通；N_CM—共模电感L_CM绕组匝数；l_g—气隙长度；R_m—共模电感磁阻，R_m1—EE型磁芯左侧磁阻，R_m2—EE型磁芯右侧磁阻，R_g—气隙的磁阻。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。其中，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。

本发明提出一种用于单相并网变换器的LCL-EMI滤波器解耦磁集成方法，下面结合附图对本发明作进一步详细的说明。

图1为解耦型LCL-EMI滤波的单相并网逆变器主电路拓扑图，包括：直流源、单相逆变电路、解耦型LCL-EMI滤波器、电网。分布式电源被转换为电压恒定的直流电，电压为u_dc，解耦型LCL-EMI滤波器由对称型LCL滤波器与共模电感集成而得，主要用来滤除高频开关引起的开关谐波与传导共模电磁干扰。

图2为解耦型LCL-EMI滤波器的磁集成结构图及其拓扑图。滤波器磁芯选用EE型磁芯，其中变换器侧电感L₁(L₃)与网侧电感L₂(L₄)绕制在EE型磁芯的边柱，共模电感L_CM绕制在磁芯中柱，N₁、N₂分别为逆变器侧电感L₁(L₃)和网侧电感L₂(L₄)的绕组匝数，N_CM是共模电感绕组匝数，l_g表示气隙长度。滤波电感L₁、L₂、L₃、L₄主要用来滤除变换器系统输出电能中的高频开关谐波，而共模电感L_CM主要用来抑制变换器系统输出电能中的传导共模干扰的幅值。

图3是解耦型LCL-EMI磁集成滤波器在差模干扰和共模干扰下的磁路分析图及其简化图。图3(a)和(b)分别表示在差模干扰和共模干扰下LCL-EMI滤波器的磁路分析图。从图中可以看出，当正常信号流过滤波器时，磁路中的电流参考方向如图3(a)中所示，由于流经中间磁柱绕组的电流方向不同，中间磁柱共模电感所产生的磁通会相互抵消，边柱上4个滤波绕组形成谐波滤波器，可起到抑制高频谐波的作用；当共模信号流过滤波器时，电流参考方向如图3(b)中所示，由于流经同侧边柱上下绕组的电流方向不同，而流经中间磁柱的电流方向相同，所以同侧边柱上下电感磁通彼此抵消，中间磁柱的绕组磁通彼此增强形成共模电感，以起到对传导共模干扰信号的抑制作用。图3(c)和(d)分别表示差模干扰和共模干扰情况下绕组磁路简化图。

图4为解耦型LCL-EMI滤波器的磁集成结构磁路模型。其中R_m1和R_m2分别是EE型磁芯左右边柱和上下边柱的等效磁阻，R_g是边柱中间气隙的等效磁阻。而Φ₁，Φ₂，Φ₃和Φ₄是由缠绕在边柱上绕组所产生的磁通量。由于EE型磁芯是一个对称的结构，根据图3可以得出磁通量Φ₁，Φ₂，Φ₃和Φ₄的表达式分别为：

其中R₁，R₂，R₃，R₄分别代表的是绕组上固有的自感磁阻，而R₃₁，R₄₂，R₁₃，R₂₄分别是由两个绕组之间的耦合关系而产生的互感磁阻(例如R₃₁就是绕组N₁和N₂之间发生耦合作用之后的L₃上产生的互感磁阻)，N₁为逆变器侧电感L₁和L₃线圈绕组匝数，N₂电网侧电感L₂和L₄线圈绕组匝数。i₁为流过逆变器侧电感L₁电流，i₂为流过网侧电感L₂电流，i₃为流过逆变器侧电感L₃电流，i₄为流过网侧电感L₄电流。由于气隙的磁阻远大于磁芯的磁阻，因此R_m，R_m1，R_m2在计算中可以忽略不计，绕组自感磁阻与互感磁阻可用下式表示：

其中：R₁为L₁线圈的自感磁阻，R₂为L₂线圈的自感磁阻，R₃为L₃线圈的自感磁阻，R₄为L₄线圈的自感磁阻。R_m1为EE型磁芯左侧和右侧边柱的等效磁阻，R_m2为EE型磁芯上侧和下侧边柱的等效磁阻。R_m为共模电感磁阻

R_g是边柱气隙的等效磁阻，其表达式为：

其中l_g是空气间隙的距离，A_s为两侧磁柱的截面积，μ₀是空气磁导率，其值为4π×10^-7N/A²。再根据输出滤波器各支路输出电流关系i₁＝i_c+i₂，i₃＝i_c+i₄，i₁＝i₃和i₂＝i₄以及上述滤波绕组磁通表达式，其中：i_c为流经滤波电容电流。可以推出四个滤波绕组端电压的表达式：

其中：v_L1为电感L₁两端电压，v_L2为电感L₂两端电压，v_L3为电感L₃两端电压，v_L4为电感L₄两端电压，e_L1为电感L₁的感应电动势，e_L2为电感L₂的感应电动势，e_L3为电感L₃的感应电动势，e_L4为电感L₄的感应电动势。

根据电感端电压的表达式，可知四个滤波电感感值可表示为：

其中L₁，L₂，L₃，L₄分别代表的是四个绕组的自感。结合磁芯磁路模型与绕组自感表达式可知：磁芯不同边柱电感(网侧电感与变换器侧电感)不存在磁耦合，其确保解耦型LCL-EMI滤波器有足够的高频谐波衰减率，而磁芯边柱同侧上下两电感之间的耦合效应随着电感之间的交互作用而不断增强，可减小滤波电感的匝数和体积，大大降低输出滤波器的质量和成本。同理也可推出磁芯中柱上共模电感L_CM以及它所产生的自感磁阻的表达式：

其中：R_CM为共模电感L_CM产生的自感磁阻，N_CM为共模电感L_CM的线圈匝数。

根据著名的面积乘积法(area-product method)方法，可以依据磁芯的几何常数与系统设计参数选择合适的磁芯，磁芯的几何常数K_g为：

式中：A_s为磁芯边柱横截面积，W_A为EE型磁芯的窗口面积，I_max表示通过绕组的最大电流，B_max为最大磁通量密度，A_l为电感绕制导线的横截面积，L为电感，K_u为EE型磁芯窗口面积W_A的利用系数。

选择合适磁芯，确定具体磁芯尺寸后，再根据绕制电感处磁芯的横截面积与所选电感感抗大小，可以得到电感绕组匝数N为：

式中：A_s为磁芯边柱横截面积，I_max表示通过绕组的最大电流，B_max为最大磁通量密度。最后，为了避免网侧电感与逆变器侧电感彼此耦合，防止磁芯磁饱和，还需依据所选磁芯尺寸与滤波电感表达式可计算出需要的气隙长度l_g，以对磁芯做最后一步加工处理，气隙长度可由下式确定：

l_g＝μ₀R_gA_s

式中：A_s为磁芯边柱横截面积；μ₀为空气磁导率；R_g为气隙磁阻。

本发明提出了一种用于单相并网变换器的LCL-EMI滤波器解耦磁集成方法，其不仅可以避免滤波器网侧电感与逆变器侧电感的耦合，保证滤波器对高频谐波的衰减能力，而且同侧电感间(网侧、逆变器侧)的磁通可以彼此加强，从而减小单电感的绕制匝数与体积。同时，集成在中间磁柱上的共模电感也可有效抑制了共模干扰信号。

下面结合具体实施方式，对本发明作进一步实例说明：

图1表示解耦型LCL-EMI滤波的单相并网逆变器主电路拓扑图，本设计方案系统参数如下：逆变器侧电感L_i(1,3)＝0.5mH，滤波电容C_f＝10μF，网侧电感L_l(2,4)＝0.5mH，谐振频率f_r＝3.36kHz，共模电感L_CM＝1mH，电网电压e_g＝110V，直流侧电压u_dc＝210V，额定功率P₀＝0.65kW，开关频率f_w＝10kHz，采样频率f_s＝10kHz。传统非对称型LCL滤波器无法抑制传导共模干扰向差模干扰转化，也无法对共模电磁干扰产生抑制作用。而传统LCL-EMI滤波器网侧电感与逆变器侧电感存在耦合，会影响滤波器对高频谐波的抑制能力。采用本设计的解耦型LCL-EMI滤波器，可以有效解决上述问题。结合上述设计步骤，具体计算分析如下：

由上述分析可知，本发明提出了一种用于单相并网变换器的LCL-EMI滤波器解耦磁集成方法，其将传统非对称型LCL逆变器侧的电感和网侧电感，用感抗值为原电感二分之一且关于滤波电容上下对称的四个电感代替。传统非对称型LCL滤波器拓扑结构的传递函数如下：

式中：L₁＇为逆变器侧电感，L₂＇为电网侧电感，C_f＇为滤波电容，s为积分算子。

对称型拓扑结构的LCL滤波器其开环传递函数如下：

式中：L₁、L₃为逆变器侧电感，L₂、L₄为电网侧电感，C_f为滤波电容。

对比传统LCL滤波器与对称型LCL滤波器的传递函数能够可知，当L₁＝L₃＝0.5L₁＇，L₂＝L₄＝0.5L₂＇时，G₁(s)＝G₂(s)。此时在对称结构LCL滤波器的单电感小于传统LCL滤波器的前提下，对称结构LCL滤波器的滤波抑制效果与传统LCL滤波器相同。

为了解决传统谐波滤波元件仅具有抑制谐波能力而无抗电磁干扰能力，且避免网侧电感与逆变器侧电感耦合。本发明提出解耦型磁集成滤波器，其将LCL滤波器和共模电感集成在同一磁芯，其中谐波电感和共模电感分别设计在两侧磁芯和中间磁芯上。在EE型磁芯边柱留有一定宽度的气隙。现对滤波元器件、磁芯体积、气隙宽度进行合理设计。

根据LCL滤波器的参数设计方法，确定逆变器侧电感、网侧电感和滤波电容的大小，经过计算可得：L₁＝L₂＝L₃＝L₄＝0.5mH，C_f＝10μF。为了降低电感的成本和匝数，通常选用高相对磁导率(μ_r)和高饱和磁通密度(B_sat)的材料作为磁芯，本文选用PC40型MnZn铁氧体磁芯(EE70)。其相对磁导率μ_r＝1725N/A²，25℃时饱和磁通密度为0.51T。考虑到一定的裕度，最大磁通密度B_sat等于70％饱和磁通密度(B_sat＝0.35T)。确定磁芯尺寸后，根据著名的面积乘积法(area-product method)，可以由磁芯几何常数判断磁芯大小是否满足要求，磁芯几何常数K_g为：

式中：A_s为磁芯边侧横截面积；W_A为EE型磁芯的窗口面积；I_max表示通过绕组的最大电流；B_max为最大磁通量密度；A_l为电感绕组的裸截面积；K_u为W_A的利用系数，本设计中取0.5。根据设计系统的电压等级与功率，同时考虑到励磁涌流并留有裕度，I_max选为14A，绕制电感的线圈截面积为A_l＝2.25πmm²。根据上述公式可知，磁芯几何常数K_g应该大于1.272×10^-7m⁴，而所选磁芯边柱截面面积为6.924×10^-4m⁴，窗口面积为2.982×10^-4m⁴，计算可知所选磁芯几何常数为2.064×10^-7m⁴，其值是有效的。

确定所选磁芯尺寸满足设计需求后，根据所提解耦型LCL-EMI磁芯结构可列写磁路模型方程:

由于气隙的磁阻远大于磁芯的磁阻，因此磁芯磁阻R_m，R_m1，R_m2在计算中可以忽略不计，绕组自感磁阻与互感磁阻可用下式表示：

根据建立的磁路模型与输出滤波器各支路电流关系式：i₁＝i₃，i₂＝i₄，i₁＝i₂+i_c，i₃＝i_c+i₄，可以进一步推得解耦型LCL-EMI滤波器两侧边柱上滤波电感与线圈匝数间的关系式和滤波器中柱共模电感L_CM、共模电感的自阻R_CM。滤波电感与线圈匝数之间的关系如下：

解耦型LCL-EMI滤波器中柱上共模电感L_CM与共模电感的自阻R_CM为：

从上述两式可知，所提解耦型LCL-EMI滤波器网侧电感与逆变器侧电感不存在耦合，磁芯同侧上下两电感磁通彼此增强，可减少绕组匝数与体积。为了避免EE型磁芯的磁饱和，由磁芯横截面与系统电流尖峰大小，可知电感的绕组匝数应按下式确定：

根据上式可计算出磁芯的气隙长度和所设计绕组匝数为l_g＝1.3mm，N＝13。同理可知：集成滤波器的共模电感，其值为N_CM＝28。

综上当采用本发明所提出的一种用于单相并网变换器的LCL-EMI滤波器解耦磁集成方法，其共模干扰的抑制能力强，可抑制共模干扰向差模干扰转化，并在避免滤波器网侧电感与逆变器侧电感耦合，确保滤波器有足够高频谐波抑制能力的同时，也可利用磁芯同侧边柱上下两电感的耦合，以减小滤波电感的匝数和体积，降低滤波器的体积与成本。

以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构和方法并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种用于单相并网变换器的LCL-EMI滤波器解耦磁集成方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1：采用对称型LCL滤波器拓扑结构替换了非对称型LCL滤波器结构，即将非对称型LCL逆变器侧电感和网侧电感，用感抗值为原电感二分之一且关于滤波电容上下对称的四个电感代替；

步骤2：采用磁集成技术将对称型LCL滤波器和共模电感集成到同一EE型磁芯上，并建立相应的磁路模型，其中滤波电感和共模电感分别绕制在磁芯边柱和中间磁柱上，磁芯中间磁柱不开气隙，两侧边柱开气隙；

步骤3：分析计算所建磁路模型，并对磁芯尺寸以及EE型磁芯的气隙长度进行合理设计。

2.根据权利要求1所述的一种用于单相并网变换器的LCL-EMI滤波器解耦磁集成方法，其特征在于：所述步骤1中，非对称型LCL滤波器结构的传递函数如下：

式中：L₁＇为逆变器侧电感，L₂＇为电网侧电感，C_f＇为滤波电容，s为微分算子。

3.根据权利要求1所述的一种用于单相并网变换器的LCL-EMI滤波器解耦磁集成方法，其特征在于：所述步骤1中，对称型LCL滤波器拓扑结构其开环传递函数如下：

式中：L₁为逆变器上侧电感，L₃为逆变器下侧电感，L₂为电网上侧电感，L₄为电网下侧电感，C_f为滤波电容，s为微分算子。

4.根据权利要求1所述的一种用于单相并网变换器的LCL-EMI滤波器解耦磁集成方法，其特征在于：步骤2中根据所述建立的磁路模型，得到各滤波电感磁通表达式：

其中：Φ₁为电流i₁产生的总磁通量，Φ₂为电流i₂产生的总磁通量，Φ₃为电流i₃产生的总磁通量，Φ₄为电流i₄产生的总磁通量；R₁为电感L₁固有的自感磁阻，R₂为电感L₂固有的自感磁阻，R₃为电感L₃固有的自感磁阻，R₄为电感L₄固有的自感磁阻；R₃₁是绕组N₁和N₃之间发生耦合作用之后的L₃上产生的互感磁阻，R₄₂是绕组N₄和N₂之间发生耦合作用之后的L₄上产生的互感磁阻，R₁₃是绕组N₁和N₃之间发生耦合作用之后的L₁上产生的互感磁阻，R₂₄是绕组N₂和N₄之间发生耦合作用之后的L₄上产生的互感磁阻；N₁为逆变器侧电感L₁和L₃线圈绕组匝数，N₂电网侧电感L₂和L₄线圈绕组匝数；i₁为流过逆变器侧电感L₁电流，i₂为流过网侧电感L₂电流，i₃为流过逆变器侧电感L₃电流，i₄为流过网侧电感L₄电流。

5.根据权利要求1所述的一种用于单相并网变换器的LCL-EMI滤波器解耦磁集成方法，其特征在于：步骤3中的具体过程如下：

依据磁芯的几何常数与系统设计参数选择磁芯，磁芯的几何常数K_g为：

式中：A_s为磁芯边柱横截面积，W_A为EE型磁芯的窗口面积，I_max表示通过绕组的最大电流，B_max为最大磁通量密度，A_l为电感绕制导线的横截面积，L为滤波电感值，K_u为EE型磁芯窗口面积W_A的利用系数；

确定具体磁芯尺寸后，再根据绕制电感处磁芯的横截面积与所选电感感抗大小，得到电感绕组匝数N为：

依据所选磁芯尺寸与滤波电感表达式计算出需要的气隙长度l_g，以对磁芯做最后一步加工处理，气隙长度由下式确定：

l_g＝μ₀R_gA_s

式中：μ₀为空气磁导率；R_g为气隙磁阻。

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