CN111929685A - 基于线性调频连续波的雷达检测方法及装置、雷达装置和机动车 - Google Patents

基于线性调频连续波的雷达检测方法及装置、雷达装置和机动车 Download PDF

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Abstract

本发明实施例公开了一种基于线性调频连续波的雷达检测方法及装置、雷达装置和机动车。所述雷达检测方法包括：获取检测到待测目标的基于线性调频连续波的回波信号；根据所述回波信号和产生所述回波信号的发射波信号计算得到与所述待测目标的距离信息；计算所述待测目标的方位角信息；根据所述距离信息和所述方位角信息得到所述待测目标的位置信息。能够有效解决毫米波雷达存在测速测距的检测用时长的问题。

Description

基于线性调频连续波的雷达检测方法及装置、雷达装置和机 动车
技术领域
本发明涉及雷达检测技术领域，尤其涉及一种基于线性调频连续波的雷达检测方法、一种基于线性调频连续波的雷达检测装置、一种雷达装置和一种机动车。
背景技术
截至2019年6月，全国机动车保有量达3.4亿辆，并随着国民经济的发展高速增长而快速增长，并且，沿海发达地区的汽车数量尤其密集，因此，给道路交通安全管理带来了巨大的挑战。目前，依靠电子传感设备，加强汽车主动安全预警，帮助驾驶员避免可能发生的交通事故，是汽车防撞领域的重要手段。
目前，图像传感器、超声波雷达、激光雷达、毫米波雷达以及红外传感器等多种技术都可以感知外部环境。而图像传感器在目标特征检测以及背景识别领域的作用无可替代，但其受光照条件影响很大，并且无法准确地测量目标车辆的距离、速度、角度等信息。超声波雷达依赖空气传播，无法保证高速行驶中汽车的安全，并且，只能用于近距离测量。激光雷达具有量程大、精度高等优点，但是，其对天气状况和空气质量十分敏感，无法满足汽车雷达泛用性的要求。
毫米波雷达根据发射信号的波形可分为脉冲雷达和连续波雷达。脉冲雷达的雷达信号存在宽度的限制，通常用于远距离测量，在测量近距离目标时具有较大的盲区，其发射功率高，并且体积大。连续波雷达的发射功率远小于脉冲雷达，同时采用时频转换技术，工作电压和电流较低，系统集成后质量轻、体积小、价格合适。
在此基础上，毫米波雷达在测量性能方面有以下优点：(1)频率高、绕射能力强，在雨雪、雾霾等恶劣的天气条件下依然有稳定测量的能力；(2)毫米波的波束覆盖面广，能穿透非金属物体；(3)毫米波雷达检测的中频信号频率在kHz数量级，处理电路简单；(4)毫米波雷达工作在高频区，周围的噪声一般在低频区，因此具有抗低频干扰的特性。
目前汽车毫米波雷达主要基于LFMCW(线性调频连续波)波形，该波形在单目标检测上性能优越，但在多目标检测上，就存在虚警高、算法复杂等缺陷。同时，由于差频频率的计算方式通常使用FFT(快速傅里叶变换)的计算过程，但是，由于栅栏效应导致其固有分辨率无法提高，使得检测精度受到限制。
而针对上述问题，现有的毫米波雷达测距测速算法，只需一个完整的三角波就可以完成测速和测距；但是，该算法存在速度-距离耦合，以及虚假目标数倍于真实目标的问题。考虑到系统抽样频率的硬件限制，单个三角波周期大约取10ms时就已经接近极限，而速度距离匹配需要大约5个周期，也即大约50ms，且多周期内的匹配也需要大量的计算，导致总体检测周期变长。综上所述，毫米波雷达存在测速测距的检测用时长的问题，对于高速行驶的汽车来讲非常不完全。
发明内容
因此，本发明实施例提供一种基于线性调频连续波的雷达检测方法、一种基于线性调频连续波的雷达检测装置、一种雷达装置和一种机动车；能够有效解决毫米波雷达存在测速测距的检测用时长的问题。
一方面，本发明实施例提供的一种基于线性调频连续波的雷达检测方法，包括：获取检测到待测目标的基于线性调频连续波的回波信号；根据所述回波信号和产生所述回波信号的发射波信号计算得到与所述待测目标的距离信息；计算所述待测目标的方位角信息；根据所述距离信息和所述方位角信息得到所述待测目标的位置信息。
在本发明的一个实施例中，所述待测目标包括运动目标和静态目标。
在本发明的一个实施例中，所述回波信号和所述发射波信号之间的延迟时间Δt和所述距离信息R之间的关系表示为：
Figure BDA0002614750690000031
其中c为光速；根据该关系以及所述回波信号和所述发射波信号之间的频率差计算得到所述距离信息R。
在本发明的一个实施例中，所述根据该关系以及所述回波信号和所述发射波信号之间的频率差计算得到所述距离信息R，包括：根据所述回波信号和所述发射波信号之间的频率差IF，得到所述距离信息R的计算公式为：
Figure BDA0002614750690000032
其中，T为工作周期，ΔF为调制频宽。
在本发明的一个实施例中，所述计算所述待测目标的方位角信息，包括：通过干涉测相的方法计算所述方位角信息，并且，在该过程中使用立体基线法进行相位解模糊。
另一方面，本发明实施例提供的一种基于线性调频连续波的雷达检测装置，包括：获取模块，用于获取检测到待测目标的基于线性调频连续波的回波信号；第一计算模块，用于根据所述回波信号和产生所述回波信号的发射波信号计算得到与所述待测目标的距离信息；第二计算模块，用于计算所述待测目标的方位角信息；位置计算模块，用于根据所述距离信息和所述方位角信息得到所述待测目标的位置信息。
又一方面，本发明实施例提供的一种雷达装置，其为可发射和/或接收线性调频连续波的毫米波雷达，包括：雷达信号发生器；雷达信号收发器，电连接所述雷达信号发生器；混频器，电连接所述雷达信号收发器；数字信号处理芯片，电连接所述混频器，且用于执行如上任意一项实施例所述的基于线性调频连续波的雷达检测方法。
再一方面，本发明实施例提供的一种机动车，所述机动车设有如上任意一项实施例所述的雷达装置。
综上所述，本申请上述各个实施例可以具有如下有益效果：该基于线性调频连续波的雷达检测方法能够可靠的进行目标检测，提高了测速测距的准确度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明第一实施例提供的一种基于线性调频连续波的雷达检测方法的流程示意图。
图2为LFMCW(线性调频连续波)的波形示意图。
图3为所述回波信号和所述发射波信号的波形图。
图4为所述回波信号和所述发射波信号之间的频率差的波形图。
图5为三阵元天线示意图。
图6为与现有的FSK(移频键控数字调频方法)的仿真实验结果对照图。
图7为与现有的LFMCW(线性调频连续波)的仿真实验结果对照图。
图8为本发明第二实施例提供的一种基于线性调频连续波的雷达检测装置100的模块示意图。
图9为本发明第三实施例提供的一种雷达装置200的电路连接示意图。
图10为图9所示雷达装置200实现图1所示雷达检测方法的实现结构图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
【第一实施例】
参见图1，其为本发明第一实施例提供的一种基于线性调频连续波的雷达检测方法的流程示意图，所述雷达检测方法例如包括以下步骤：
步骤S10，获取检测到待测目标的基于线性调频连续波的回波信号；
步骤S20，根据所述回波信号和产生所述回波信号的发射波信号计算得到与所述待测目标的距离信息；
步骤S30，计算所述待测目标的方位角信息；
步骤S40，根据所述距离信息和所述方位角信息得到所述待测目标的位置信息。
所述雷达检测方法结合FSK(Frequency Shift Keying，移频键控数字调频方法)与LFMCW(线性调频连续波)优点。利用FSK的特性，可以省略多目标匹配的过程，从而缩短检测周期，利用步进LFMCW的特性可以检测静止目标，从而得到一种较为复杂但是更为实用的波形，使用该波形进行检测，能够降低检测时长，并且能够检测区分运动目标和静态目标。
具体的，所述雷达检测方法的一种实现方式例如包括以下过程：
参见图2，其为LFMCW波形图，在Tchirp周期内就可以完成对目标的检测。具体的，在Tchirp周期内，A、B、C段频率交替出现，其中A段频率之间相差fincr，A、B段频率间相差fshift，C段频率上升fup，基带信号带宽为fsweep，在fsweep内，一共有N个A、B、C段；其中，
Figure BDA0002614750690000061
fup＝fincr-fshift。
首先，使用LFMCW波的频移步进段检测待测运动目标，也即通过该波形中的A段和B段(图2中虚线所示)。假设A段和B段的频率分别为f1，f2；则在检测到运动目标时，获取的雷达回波信号为：
Figure BDA0002614750690000062
为了后期信号处理中傅里叶变换的运算方便，一般将N取为256、512、1024等之类的数字。
频移步进段雷达工作周期为2T，每隔2T时间完成一次检测。在0-T时间段内，发射信号频率为f1，回波延时为τ，目标的多普勒频移为fd。在T-2T时间段内，雷达发射信号频率为f2，混频后得到的中频信号为：
Figure BDA0002614750690000063
Figure BDA0002614750690000064
ic1,ic2两个信号的频率分别为：
Figure BDA0002614750690000065
我们记多普勒频移为fd≈fd1≈fd2，记得到的距离信息为S,速度信息为v。在得到中频信号后，利用多普勒频移与相位差信息，可以得到目标速度与计算公式如下：
Figure BDA0002614750690000071
再观察ic1，ic2信号，这两个中频信号频率几乎相同，但有着不同的相位，而相位信息能帮助解析出距离信息，可以得到如下关系：
Figure BDA0002614750690000072
然后，使用LFMCW波的连续调频段检测静态目标，也即通过该波形中的C段(如图3所示)。所述回波与所述发射波的形状相同，只是在时间上有一个延迟Δt，Δt与目标距离R的关系可表示为：
Figure BDA0002614750690000073
其中，c为光速；所述发射波信号与所述回波信号之间的频率差即为混频输出的所述中频信号，所述中频信号IF随时间的变化如图4所示。
根据图3所示的三角关系，可得到：
Figure BDA0002614750690000074
进一步的，则有：
Figure BDA0002614750690000075
由此可见，目标距离与雷达前端输出的中频频率成正比，光速c、周期T和调制频宽ΔF已知，只要检测出中频信号IF，就可以检测出目标速度。在C段中，中频信号的频率fdc应为：
Figure BDA0002614750690000076
此时，从C段信号中测出实际的中频信号频率记为：fnc＝f1c,f2c,f3c...。
从中去掉频率与fdc相等的分量之后剩下的频率反映的就是静止目标的频率分量IF，静止目标的距离为：
Figure BDA0002614750690000077
最后，进行方位角测算。其中，方位角的测算可以采用干涉测相法，但是，该方法会产生相位模糊；这是由于相位测量的结果只能在(-π,π)之间；如果基线长度大于二分之一波长，相位差会超出这一区间，反演出的角度不唯一。因此，利用立体基线法进行相位解模糊，当信号入射时，每组基线都有一组测量结果，而只有真正的角度才在每组都有出现。
参见图5，三个阵元(天线1-天线3)均匀分布在半径为R＝0.1m的圆上，选取不等长基线1-2，1-3。这时两根不等长基线的长度分别为：d12＝2R·sin45°＝0.1414m，d13＝2R＝0.2m。坐标系中的方位角θij分别为：θ12＝45°-α12和θ13＝90°-α13。
根据
Figure BDA0002614750690000081
可计算出两条基线上的所有θmn的估值。基线l-2为：
Figure BDA0002614750690000082
基线1-3为：
Figure BDA0002614750690000083
其中，基线1-2较短，解决测角多值性问题；而基线1-3较长，以获得高精度测角值，搜索这两组值中最相似的一个角度值即为真实方向角。
【第二实施例】
参见图6，其为本发明第二实施例提供的一种基于线性调频连续波的雷达检测装置，所述基于线性调频连续波的雷达检测装置100例如包括：获取模块10，用于获取检测到待测目标的基于线性调频连续波的回波信号；距离计算模块20，用于根据所述回波信号和产生所述回波信号的发射波信号计算得到与所述待测目标的距离信息；方位角计算模块30，用于计算所述待测目标的方位角信息；位置计算模块40，用于根据所述距离信息和所述方位角信息得到所述待测目标的位置信息。
【第三实施例】
参见图7，其为本发明的第三实施例提供的一种雷达装置；所述雷达装置200例如为能够收发LFMCW的毫米波雷达，其例如包括：雷达信号发生器210、电连接雷达信号发生器210的雷达信号收发器220、电连接雷达信号收发器220的混频器230、以及电连接混频器230的数字信号处理芯片240。其中，数字信号处理芯片240用于执行如第一实施例所述的基于线性调频连续波的雷达检测方法。当然，雷达装置200例如还包括电连接雷达信号收发器220的三个天线。
具体的，数字信号处理芯片240可以为DSP(Digital SignalProcessing，数字信号处理技术)芯片。DSP芯片具有强大的浮点运算能力，非常适合用于完成本算法中的大量的运算工作，本节将基于TI公司的TMS320F28335芯片来实现第一实施例所述的雷达检测方法，雷达前端则使用IVQ905雷达传感器。
参见图8，具体的，雷达装置200由前端信号收发模块和后端信号处理模块组成。所述前端模块涉及到生成雷达发射波信号的生成、发射波信号的调制、发射所述发射波信号、接收对应的回波信号、对所述回波信号进行滤波放大处理和混频处理等操作，上述过程主要使用现有的芯片即可完成。而所述雷达检测方法主要运行在后端信号处理模块，也即DSP芯片执行该过程，且两个模块间通过两路BNC同轴线缆连接，将两路天线处的中频信号传输到信号处理模块。
使用雷达装置200进行仿真实验。具体的，仿真设定的雷达检测目标范围为1-150m，目标速度在0-100m/s范围内，距离分辨率为1m。根据这一技术指标，将雷达装置200的各个参数设置如下：雷达信号基频取常用的24GHz，雷达信号带宽BW＝500MHz，调频信号周期Tchirp＝5ms，天线圆半径R＝1cm，N取512。
回波时延引起的最大频差为：
Figure BDA0002614750690000091
最大多普勒频移为：fd＝2·vλ＝12.8kHz；最大无模糊距离为：
Figure BDA0002614750690000092
因此采样频率应大于200kHz，而为保证得到足够的采样数据，将采样点数与N相同为512，采样频率能保证在5ms内完成采样。
步进LFMCW多目标检测的仿真实验过程为：雷达位于(0，0)位置，生成11个目标进行仿真，其中2个静止目标，坐标为(-147.82，36.43)、(-149.98，47.68)。9个运动目标坐标为(-35.71，18.97)、(-32.00，65.38)、(-22.61，88.84)、(-16.92，29.98)、(25.53，110.50)、(69.67，14.99)、(6.57，123.02)、(-122.22，32.46)、(-114.89，36.11)。仿真结果如下：
目标距离结果为：
Figure BDA0002614750690000101
目标速度结果为：
Figure BDA0002614750690000102
Figure BDA0002614750690000111
由以上仿真结果可知，步进LFMCW波形能够很好的检测出目标的距离与速度，不论是运动目标还是静止目标都可以得到正确的结果。
而传统的FSK波形进行仿真实验，将其与上述仿真结果进行比较的仿真对照实验过程为：雷达位于(0，0)位置，生成5个目标进行仿真，坐标分别为(-111.65，142.49)、(119.07，51.88)、(-122.45，64.27)、(-48.82，101.03)、(-15.16，33.72)。速度分别为7.82m/s，46.33m/s，39.03m/s，0，24.56m/s。
可以看到，其中坐标为(-48.82，101.03)的目标速度为0。我们将FSK与步进—LFMSK波形的检测结果进行对比。理论上FSK无法检测出相对静止的第四个目标。首先使用FSK波形的检测结果示意图如图9所示。
仿真结果表明，FSK波形丢失了第四个目标，没有能检测出来，但是其他检测目标总体较准确。使用步进LFMSK波形的检测结果如图10。
仿真结果显示，步进—LFMSK波形准确地检测出了所有的目标，静止目标的信息也能获取。同时，目标的方位角信息也准确地反映在了图中。
对传统的LFMCW波形进行仿真，将其结果与新波形步进LFMCW进行对比。
5个目标的信息与2)中相同，采用LFMCW检测得到的距离结果及与新波形的比较结果为：
Figure BDA0002614750690000112
Figure BDA0002614750690000121
采用LFMCW检测得到的速度结果及与新波形的比较结果为：
Figure BDA0002614750690000122
可以看到，不论是速度还是距离的检测，步进LFMCW的误差整体都比LFMCW要来的小，这是因为一方面LFMCW要进行多周期的上升沿下降沿匹配，带来了多周期匹配误差，而步进LFMCW则没有如此复杂的匹配过程。另一方面，LFMCW上升沿谱峰和下降沿谱峰同时引入误差，而步进LFMCW只有单上升沿引入误差。另外，步进LFMCW的一个明显的优点是大大缩短了检测周期。
通过仿真分析，证实了该算法不仅能正确检测出多个目标的距离、速度和角度，有效降低了算法的复杂度，减少了检测的周期，提高了系统响应速度。这样的算法性能已经足以运用到实际道路环境中进行目标检测，有效提高了智能驾驶的安全性。
参见图7和图8，雷达装置200的具体实现过程可以为：首先是AD采样模块。DSP芯片中有16路AD通道，使用ADCINA0和ADCINB0对输入的中频信号进行采样。采样频率由EPWM模块来控制，因此，将ADCTRL2寄存器的EWPM_SOCA_SEQ1位置为1，将EPWM模块的TBPRD寄存器设置为所需要使用的采样频率即可。其余寄存器的设置这里省略。
AD寄存器采样后将采样结果存放在AD结果寄存器中，FFT运算需要采样到一定数量的采样值后才能运算，因此需要将使用DMA模块将AD采样的结果搬运到特定的RAM空间内，使用内置的配置函数DMACH1AddrConfig来配置搬运源地址和目的地址，需要注意的是，DMA模块仅能访问特定地址的RAM空间，因此需要在cmd配置文件中指定搬运所需要的目的地址，主要用这两句：DMARAM:origin＝0x00F000,length＝0x001000；ADC_Buf_Down:>DMARAM,PAGE＝1,ALIGN(2048)。
采样完成后即可进行FFT运算，FFT运算直接使用TI提供的rfft_f32函数。如果采用Win_ZFS_FFT则需另外编写代码实现。需要注意的是，rfft_f32函数要求采样数据存放位置需要对齐，因此在cmd配置文件中必须用ALIGN指令指定内存对齐方式。
FFT运算完成后即进行频谱匹配、目标信息计算等，计算完成后，需要将结果回传到上位机中，实际中应该通过CAN总线将结果传到汽车BCM模块中，这里暂以SCI串口通信的方式传输到上位机中。SCI模块较为简单，主要通过SCIHBAUD和SCILBAUD寄存器来设定所需要的波特率。
【第四实施例】
本发明的第四实施例提供的一种机动车，所述机动车可以为现有的机动车；但是，其具有如第三实施例所述的雷达装置200。
在本发明所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统，装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多路单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多路网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件功能单元的形式实现。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (8)

1.一种基于线性调频连续波的雷达检测方法，其特征在于，包括：
获取检测到待测目标的基于线性调频连续波的回波信号；
根据所述回波信号和产生所述回波信号的发射波信号计算得到与所述待测目标的距离信息；
计算所述待测目标的方位角信息；
根据所述距离信息和所述方位角信息得到所述待测目标的位置信息。
2.根据权利要求1所述的基于线性调频连续波的雷达检测方法，其特征在于，所述待测目标包括运动目标和静态目标。
3.根据权利要求1所述的基于线性调频连续波的雷达检测方法，其特征在于，所述回波信号和所述发射波信号之间的延迟时间Δt和所述距离信息R之间的关系表示为：
Figure FDA0002614750680000011
其中c为光速；根据该关系以及所述回波信号和所述发射波信号之间的频率差计算得到所述距离信息R。
4.根据权利要求3所述的基于线性调频连续波的雷达检测方法，其特征在于，所述根据该关系以及所述回波信号和所述发射波信号之间的频率差计算得到所述距离信息R，包括：
根据所述回波信号和所述发射波信号之间的频率差IF，得到所述距离信息R的计算公式为：
Figure FDA0002614750680000012
其中，T为工作周期，ΔF为调制频宽。
5.根据权利要求1所述的基于线性调频连续波的雷达检测方法，其特征在于，所述计算所述待测目标的方位角信息，包括：
通过干涉测相的方法计算所述方位角信息，并且，在该过程中使用立体基线法进行相位解模糊。
6.一种基于线性调频连续波的雷达检测装置，其特征在于，包括：
获取模块，用于获取检测到待测目标的基于线性调频连续波的回波信号；
距离计算模块，用于根据所述回波信号和产生所述回波信号的发射波信号计算得到与所述待测目标的距离信息；
方位角计算模块，用于计算所述待测目标的方位角信息；
位置计算模块，用于根据所述距离信息和所述方位角信息得到所述待测目标的位置信息。
7.一种雷达装置，其特征在于，所述雷达装置为可发射和/或接收线性调频连续波的毫米波雷达，包括：
雷达信号发生器；
雷达信号收发器，电连接所述雷达信号发生器；
混频器，电连接所述雷达信号收发器；
数字信号处理芯片，电连接所述混频器，且用于执行如权利要求1-5任意一项所述的基于线性调频连续波的雷达检测方法。
8.一种机动车，其特征在于，所述机动车设有如权利要求7所述的雷达装置。
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