CN111917320A - 一种开关串联的桥式电路及谐振电路和逆变电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及电力电子技术，旨在提供一种开关串联的桥式电路及谐振电路和逆变电路。该桥式电路中每个主开关管两端均并联一个辅助模块，每个辅助模块包括一个箝位电容和一个辅助开关管，辅助模块起箝位作用，将串联主开关管的电压均衡问题转化为箝位电容的电压均衡问题。所述谐振电路包括开关串联结构的桥式电路、谐振网络、变压器、整流器和输出电容。所述逆变电路包括开关串联结构的桥式电路和滤波电感。所述控制方法是通过选择控制辅助开关管在死区时间内导通，以对桥臂中电压最高的箝位电容放电，补偿箝位电容之间的不均衡电压，从而实现串联主开关管电压的均匀分配。本发明可在不影响主开关管正常运行的前提下，实现串联主开关管的电压均衡。

Description

一种开关串联的桥式电路及谐振电路和逆变电路
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种开关串联的桥式电路及谐振电路和逆变电路及其控制方法。
背景技术
由于单个功率开关管的耐压能力有限，在中高压应用场合通常需要将多个功率开关管串联使用。实现串联器件的可靠运行，需要确保相串联的功率器件之间的电压均衡。引起串联器件电压不均衡的主要原因包括器件动、静态参数差异和外部电路条件差异，如器件门极阈值电压、结电容、门极驱动信号延时、驱动电压等的差异。针对这一问题，现有的解决方法主要分为三类：无源缓冲电路、门极驱动补偿电路和有源电压箝位电路。
无源缓冲电路通过在每个器件两端并联由电容、电阻、半导体二极管或其组合而成的电路，来改善功率器件动态特性，实现电压均衡。该电路应用比较广泛，能够实现对不均衡电压的粗略调节，但是其缓冲损耗明显、无源元件体积大并且影响功率器件的开关速度。门极驱动补偿电路通过采样功率器件电压，调节门极驱动信号的延迟或电压幅值，实现串联功率器件的电压均衡。该方法控制效果较好，但是需要引入相关的电压采样电路和门极信号的驱动延迟或幅值补偿电路，增加的驱动回路的复杂性，且成本较高。有源电压箝位电路通过在每个功率器件两端并联由电容、电阻、半导体二极管、半导体开关管或其组合而成的电路，吸收串联功率器件开关不同步时产生的电压尖峰，从而将功率器件两端电压箝位至电容电压，通过对电容电压的均衡控制实现功率器件电压的均衡。采用该方法的现有技术一般需要在功率器件两端并联一个电阻，以实现静态均压，箝位电容吸收的多余能量一般消耗在电阻上，这增加了电路的功率损耗。
发明内容
为了克服现有技术中的不足，本发明提供一种开关串联的桥式电路及谐振电路和逆变电路及其控制方法。
根据本发明一实施例的一种开关串联的桥式电路，包括：第一桥臂，包括第一端、第二端和控制端，所述第一桥臂的第一端和第二端之间包括多个串联耦接的第一主开关，其中每个所述第一主开关均并联一个第一辅助模块，每个所述第一辅助模块包括一个第一箝位电容和一个第一辅助开关管，所述控制端用于接收一第一主开关信号以控制所述多个第一主开关；第二桥臂，包括第一端、第二端和控制端，所述第二桥臂的第一端与所述第一桥臂的第二端耦接于一个公共端，所述第二桥臂的第一端和第二端之间包括一个第二主开关或多个串联耦接的第二主开关，其中所述第二桥臂的控制端用于接收一第二主开关信号以控制所述一个或多个第二主开关，其中在一个开关周期内，所述第一主开关信号与所述第二主开关信号之间包括第一死区时间和第二死区时间；电压采样电路，用于采样所述第一桥臂中的各个第一箝位电容两端的电压，并输出对应的多个第一电压采样信号；以及控制电路，接收所述多个第一电压采样信号，并根据所述多个第一电压采样信号以及所述第一死区时间产生多个第一辅助开关信号以分别控制各个所述第一辅助开关管。
根据本发明又一实施例的一种开关串联的桥式电路的控制方法，所述桥式电路包括耦接于一公共端的第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括多个串联耦接的第一主开关，其中每个所述第一主开关均并联一个辅助模块，每个所述辅助模块包括一个箝位电容和一个辅助开关管，所述第二桥臂包括至少一个第二主开关，所述第一桥臂接收一第一主开关信号用于控制所述多个第一主开关，所述第二桥臂接收一第二主开关信号用于所述至少一个第二主开关，其中在一个开关周期内，所述第一主开关信号与所述第二主开关信号之间包括第一死区时间和第二死区时间，所述控制方法包括：采样所有所述箝位电容两端的电压并输出对应的所有电压采样信号；按大小对所述所有电压采样信号进行排序后得到排序结果；以及
根据排序结果选择性控制其中至少一个辅助开关管在所述第一死区时间内导通一预设时长，所述预设时长等于或小于所述第一死区时间。
根据本发明又一实施例的一种开关串联的谐振电路的控制方法，所述谐振电路包括开关串联的桥式电路、谐振网络、变压器和整流电路，所述桥式电路包括耦接于一公共端的第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括多个串联耦接的第一主开关，其中每个所述第一主开关均并联一个辅助模块，每个所述辅助模块包括一个箝位电容和一个辅助开关管，所述第二桥臂包括至少一个第二主开关，所述第一桥臂接收一第一主开关信号用于控制所述多个第一主开关，所述第二桥臂接收一第二主开关信号用于控制所述至少一个第二主开关，所述谐振电路的一个工作周期包括第一时间段、第二时间段、第一死区时间、第二死区时间，所述控制方法包括：第一时间段内，控制所述多个第一主开关关断，所述至少一个第二主开关导通，所有辅助开关管均关断；第一死区时间内，控制所述多个第一主开关和所述至少一个第二主开关均关断，并控制所述第一桥臂内至少一个辅助模块内的辅助开关管开通一预设时长，所述至少一个辅助模块内的箝位电容被续流电流放电，所述预设时长小于或等于所述第一死区时间；第二时间段内，控制所述多个第一主开关导通，所述至少一个第二主开关关断，所述辅助开关管均关断，控制所述谐振电路进入正常谐振工作状态；第二死区时间内，控制所述多个第一主开关和所述至少一个第二主开关均关断，所述辅助开关管均关断。
根据本发明又一实施例的一种器件串联的逆变电路的控制方法，所述逆变电路包括：开关串联的桥式电路和滤波器或滤波电感，所述开关串联的桥式电路包括耦接于一公共端的第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括多个串联耦接的第一主开关，其中每个所述第一主开关均并联一个辅助模块，每个所述辅助模块包括一个箝位电容和一个辅助开关管，所述第二桥臂包括至少一个第二主开关，所述第二桥臂接收一第一主开关信号用于控制所述多个第一主开关，所述第二桥臂接收一第二主开关信号用于所述至少一个第二主开关，所述滤波器包括滤波电感和滤波电容，所述逆变电路的一个输出周期包括充电阶段、放电阶段和电压稳定阶段，或所述逆变电路的一个输出周期包括充电阶段和放电阶段，其中，一个输出周期包括多个开关周期，在一个所述开关周期内，包括第一时间段、第二时间段、第一死区时间和第二死区时间，所述控制方法包括：在第一时间段内，控制所述多个第一主开关关断，所述至少一个第二主开关导通，所有辅助开关管均关断，并在充电阶段，或者在充电阶段和电压稳定阶段，控制第一桥臂内的箝位电容在第二主开关导通时被充电；在第一死区时间内，控制所述多个第一开关和所述至少一个第二主开关均关断，其中在放电阶段，或者在放电阶段和稳定阶段，控制至少一个辅助模块内的辅助开关管开通一预设时长，所述至少一个辅助模块内的箝位电容被所述滤波电感反向电流放电，所述预设时长小于或等于第一死区时间长度；在第二时间段内，控制所述第一主开关导通，所述至少一个第二主开关关断，所有辅助开关管均关断，控制所述逆变电路处于正常逆变工作状态；在第二死区时间内，控制所述多个第一主开关和所述至少一个第二主开关均关断，所有辅助开关管均关断。
与现有技术方案相比，本发明的有益效果是：本发明所述控制方法利用死区时间内的续流电流对箝位电容放电，不需要增加静态均压电阻，因此，实现串联功率器件均压带来的功率损耗极低；本发明所述控制方法中箝位电容仅在死区时间内插入电路，不影响功率开关管的开关速度和正常运行；本发明所述逆变电路及其控制方法，箝位电容仅在死区时间内插入起到电压均衡的作用，而不是作为储能单元，与模块化多电平变换器(MMC)相比大大缩小桥式电路中所需电容的容值和体积，因此，对功率密度有很大的提升作用；本发明所述的桥式电路易于采用模块化设计，因此电压可以做到任意等级，同时电路的保护和冗余设计也比较容易。
附图说明
图1为根据本发明实施例的开关串联的半桥电路1000的框图；
图2为根据本发明实施例的如图1所示的第一桥臂10和第二桥臂20的电路原理图；
图3为根据本发明实施例的开关串联的全桥电路2000的框图；
图4为根据本发明实施例的如图3所示的第三桥臂30和第四桥臂40的电路原理图；
图5为根据本发明实施例的控制电路60的电路原理图；
图6为根据本发明实施例的开关串联的桥式电路的控制方法流程图3000；
图7为根据本发明实施例的实现多个开关串联的LLC谐振变换电路原理图；
图8为根据本发明实施例的如图7所示的LLC谐振变换电路的波形图；
图9为根据本发明实施例的如图8所示的波形图中第二死区时间内第二桥臂20的电路模态图；
图10为根据本发明实施例的如图8所示的波形图中第一死区时间内第一桥臂10的电路模态图；
图11为根据本发明实施例的如图7所示的LLC谐振变换电路处于稳态时，箝位电容电压波形示意图(以4个子模块为例)；
图12为根据本发明实施例的实现多个开关管串联工作的逆变电路原理图；
图13为根据本发明实施例的如图12所示的逆变电路两个输出正弦周期的波形图；
图14为根据本发明实施例的如图13所示的波形图中各个阶段第一桥臂10的电路模态图；
图15为根据本发明实施例的如图13所示的波形图中电压稳定阶段的逆变电路波形图；
图16为根据本发明实施例的如图12所示的串联型逆变电路处于稳态时，第一桥臂10和第二桥臂20箝位电容电压波形示意图(以4个子模块为例)；
图17为根据本发明实施例的LLC谐振变换电路的控制方法流程图4000；
图18为根据本发明实施例的器件串联的逆变电路的控制方法流程图5000。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图和具体实施方式对本发明的技术方案作详细说明。
图1为根据本发明实施例的开关串联的半桥电路1000的框图。所述半桥电路1000包括第一桥臂10，第二桥臂20，电压采样电路50和控制电路60，所述第一桥臂10包括第一端101、第二端102和控制端103，所述控制端103用于接收一第一主开关信号g，所述第二桥臂20包括第一端201、第二端202和控制端203，所述第二桥臂20的第一端201与所述第一桥臂10的第二端102耦接于一公共端M1，所述第二桥臂20的控制端203用于接收一第二主开关信号g’，所述半桥电路1000在公共端M1输出一输出电流ir和一输出电压vr。
在一个实施例中，在每个开关周期内，所述第一主开关信号g与所述第二主开关信号g’之间包括第一死区时间和第二死区时间，当所述输出电流ir滞后于所述输出电压vr时(例如接在所述半桥电路1000后的电路呈感性)，所述第一死区时间为所述第一主开关信号g上升沿前的死区时间，所述第二死区时间为所述第二主开关信号g’上升沿前的死区时间，当所述输出电流ir超前于所述输出电压vr时(例如接在所述半桥电路1000后的呈容性)，所述第一死区时间为所述第二主开关信号上升沿前的死区时间，所述第二死区时间为所述第一主开关信号上升沿前的死区时间。在一个实施例中，所述第一主开关信号g与所述第二主开关信号g’互补。在一个实施例中，所述第一死区时间或所述第二死区时间不限于死区时间的时长，还包括死区时间的时刻等，所述第一死区时间或所述第二死区时间也可以代表所述桥式电路中的续流电流的流通时间。
在一个实施例中，所述第一桥臂10的结构可以如图2(a)所示，所述第一桥臂10包括N个串联耦接的主开关S11～S1N，所述N为大于或等于2的自然数，所述第一主开关信号g用来控制所述N个主开关S11～S1N，其中每个主开关S1N均并联一个辅助模块ARM1N(例如主开关S11并联辅助模块ARM11，主开关S12并联辅助模块ARM12)，每个辅助模块ARM1N包括一个箝位电容C1N和一个辅助开关管Sa1N(例如辅助模块ARM11包括箝位电容C11和辅助开关管Sa11)，在一个实施例中，每个辅助开关管Sa1N包括一个反并二极管，每个箝位电容C1N两端的电压为vc1N(例如箝位电容C11两端的电压为vc11)，每个辅助开关管Sa1N接收一个辅助开关信号ga1N(例如辅助开关信号ga11用来控制辅助开关管Sa11的开通与关断)。如图1所示实施例，并结合图2(a)所示实施例，所述电压采样电路50用于采样所述箝位电容C11～C1N两端的电压vc11～vc1N，并输出对应的电压采样信号vc11’～vc1N’，所述控制电路60接收所述电压采样信号vc11’～vc1N’，并根据所述电压采样信号vc11’～vc1N’以及所述第一死区时间产生所述辅助开关信号ga11～ga1N以分别控制所述辅助开关管Sa11～Sa1N。在一个实施例中，当某一电压采样信号Vvc1i’(i可以指代1至N中任一数值，下文同)在所述电压采样信号vc11’～vc1N’中为最大或排在前m时，所述控制电路60控制该电压采样信号vc1i’对应的辅助模块ARM1i中的辅助开关管Sa1i在所述第一死区时间内开通一第一预设时长，所述第一预设时长小于或等于所述第一死区时间，所述m为大于或等于2的自然数，在一个实施例中，所述辅助开关管Sa1i利用所述第一死区时间内的续流电流对其对应的所述箝位电容C1i放电。在一个实施例中，所述预设时长可以提前设定为一个固定值，在其他实施例中，所述预设时长也可以根据需要实时调整或周期性调整，例如可以通过数字控制器实时计算所述预设时长，或根据需要的反馈信号调整所述预设时长。
在一个实施例中，所述第二桥臂20的结构可以如图2(b)所示，所述第二桥臂20包括N个串联耦接的主开关S21～S2N，所述第二主开关信号g’用来控制所述N个主开关S21～S2N，其中每个主开关S2N均并联一个辅助模块ARM2N(例如主开关S21并联辅助模块ARM21，主开关S22并联辅助模块ARM22)，每个辅助模块ARM2N包括一个箝位电容C2N和一个辅助开关管Sa2N(例如辅助模块ARM21包括箝位电容C21和辅助开关管Sa21)，每个辅助开关管Sa2N包括一个反并二极管，在一个实施例中，每个箝位电容C2N两端的电压为vc2N(例如箝位电容C21两端的电压为vc21)，每个辅助开关管Sa2N接收一个辅助开关信号ga2N(例如辅助开关信号ga21用来控制辅助开关管Sa21的开通与关断)。所述电压采样电路50采样所述箝位电容C21～C2N两端的电压vc21～vc2N，并输出对应的电压采样信号vc21’～vc2N’，所述控制电路60接收所述电压采样信号vc21’～vc2N’，并根据所述电压采样信号vc21’～vc2N’产生所述辅助开关信号ga21～ga2N以分别控制所述辅助开关管Sa21～Sa2N。在一个实施例中，当某一电压采样信号vc2i’在所述电压采样信号vc21’～vc2N’中为最大或排在前n时，所述控制电路60控制该电压采样信号vc2i’对应的辅助模块ARM2i中的辅助开关管Sa2i在所述第二死区时间内开通一第二预设时长，所述第二预设时长小于或等于所述第二死区时间，所述n为大于或等于2的自然数，所述第一预设时长与所述第二预设时长相等或不相等，所述自然数n与所述自然数m相等或不相等。在一个实施例中，所述辅助开关管Sa2i利用所述第二死区时间内的续流电流对其对应的所述箝位电容C2i放电。在其它实施例中，所述第一桥臂10或所述第二桥臂20也可以只包括一个主开关(例如第一桥臂10包括多个串联耦接的第一主开关，而第二桥臂20只包括一个第二主开关)，此时控制电路60可以不再对只具有一个主开关的桥臂进行均压控制。
图3为根据本发明实施例的开关串联的全桥电路2000的框图。与如图1所示的开关串联的半桥电路1000的区别在于，所述全桥电路2000还包括第三桥臂30和第四桥臂40，所述第三桥臂30包括第一端301、第二端302和控制端303，所述控制端303用于接收所述第二主开关信号g’，所述第四桥臂40包括第一端401、第二端402和控制端403，所述控制端403用于接收所述第一主开关信号g，所述第三桥臂的第二端302和所述第四桥臂的第一端401耦接于一公共端M2，所述公共端M1与所述公共端M2之间的电压为输出电压vr。
在一个实施例中，所述第三桥臂30的结构可以如图4(a)所示，所述第三桥臂30包括N个串联耦接的主开关S31～S3N，所述第二主开关信号g’用来控制所述N个主开关S31～S3N，其中每个主开关S3N均并联一个辅助模块ARM3N(例如主开关S31并联辅助模块ARM31，主开关S32并联辅助模块ARM32)，每个辅助模块ARM3N包括一个箝位电容C3N和一个辅助开关管Sa3N(例如辅助模块ARM31包括箝位电容C31和辅助开关管Sa31)，在一个实施例中，每个辅助开关管Sa3N包括一个反并二极管，每个箝位电容C3N两端的电压为vc3N(例如箝位电容C31两端的电压为vc31)，每个辅助开关管Sa3N接收一个辅助开关信号ga3N(例如辅助开关信号ga31用来控制辅助开关管Sa31的开通与关断)。所述电压采样电路50采样所述箝位电容C31～C3N两端的电压vc31～vc3N，并输出对应的电压采样信号vc31’～vc3N’，所述控制电路60接收所述电压采样信号vc31’-vc3N’，并根据所述电压采样信号vc31’～vc3N’产生所述辅助开关信号ga31～ga3N以分别控制所述辅助开关管Sa31～Sa3N。在一个实施例中，当某一电压采样信号vc3i’在所述电压采样信号vc31’～vc3N’中为最大或排在前p时，所述控制电路60控制该电压采样信号vc3i’对应的辅助模块ARM3i中的辅助开关管Sa3i在所述第二死区时间内开通一第三预设时长，所述第三预设时长小于或等于所述第二死区时间，所述p为大于或等于2的自然数，所述第三预设时长与所述第一预设时长相等或不相等，所述自然数p与所述自然数m相等或不相等。在一个实施例中，所述辅助开关管Sa3i利用所述第二死区时间内的续流电流对其对应的所述箝位电容C3i放电。
在一个实施例中，所述第四桥臂40的结构可以如图4(b)所示，所述第四桥臂40包括N个串联耦接的主开关S41～S4N，所述第一主开关信号g用来控制所述N个主开关S41～S4N，其中每个主开关S4N均并联一个辅助模块ARM4N(例如主开关S41并联辅助模块ARM41，主开关S42并联辅助模块ARM42)，每个辅助模块ARM4N包括一个箝位电容C4N和一个辅助开关管Sa4N(例如辅助模块ARM41包括箝位电容C41和辅助开关管Sa41)，在一个实施例中，每个辅助开关管Sa4N包括一个反并二极管，每个箝位电容C4N两端的电压为vc4N(例如箝位电容C41两端的电压为vc41)，每个辅助开关管Sa4N接收一个辅助开关信号ga4N(例如辅助开关信号ga41用来控制辅助开关管Sa4N的开通与关断)。所述电压采样电路50采样所述箝位电容C41～C4N两端的电压vc41～vc4N，并输出对应的电压采样信号vc41’～vc4N’，所述控制电路60接收所述电压采样信号vc41’～vc4N’，并根据所述电压采样信号vc41’～vc4N’产生所述辅助开关信号ga41～ga4N以分别控制所述辅助开关管Sa41～Sa4N。在一个实施例中，当某一电压采样信号vc4i’在所述电压采样信号vc41’～vc4N’中为最大或排在前q时，所述控制电路60控制该电压采样信号vc4i’对应的辅助模块ARM4i中的辅助开关管Sa4i在所述第一死区时间内开通一第四预设时长，所述第四预设时长小于或等于所述第一死区时间，所述q为大于或等于2的自然数，所述第四预设时长与所述第一预设时长相等或不相等，所述自然数q与所述自然数m相等或不相等。在一个实施例中，所述辅助开关管Sa43i利用所述第一死区时间内的续流电流对其对应的所述箝位电容C4i放电。
在其它实施例中，所述第一桥臂10、所述第二桥臂20、所述第三桥臂30或所述第四桥臂40也可以只包括一个主开关(例如第一桥臂10包括多个串联耦接的主开关，而第二桥臂20、第三桥臂30和第四桥臂40只包括一个主开关)，此时控制电路60可以不再对只具有一个主开关的桥臂进行均压控制。如图1和图3所示实施例中，所述第一桥臂10、所述第二桥臂20、所述第三桥臂30和所述第四桥臂40可以包括串联耦接的不同数量的主开关，所述主开关可以是IGBT、IGCT或MOSFET等具有反向续流能力的功率器件，或者所述主开关可以是本身没有反向续流能力的功率器件，可以在所述功率器件两端反并一个二极管以满足反向续流能力，即所述主开关包括反并二极管，在一个实施例中，所述箝位电容的容值远大于其对应的主开关管漏-源极(集电-发射极)的寄生电容容值。在一个实施例中，所述辅助开关管包括一个反并二极管，该反并二极管可以是辅助开关管的反并体二极管，也可以在辅助开关管两端反并一个二极管以实现箝位电容对主开关的箝位作用。
图5为根据本发明实施例的如图1所示的控制电路60的电路原理图。所述控制电路包括N个子控制器601～60N和一个主控制器600，在一个实施例中，所述子控制器601～60N和一个主控制器600可以为FPGA(现场可编程门阵列)芯片，子控制器601～60N与主控制600之间可以采用光纤通信方式。每个子控制器60i用于接收对应的电压采样信号vc1i’并传输至主控制器600，所述主控制器600接收所述子控制器601～60N传输过来的电压采样信号vc11’-vc1N’，并对所述电压采样信号vc11’-vc1N’按大小进行排序，所述主控制器600给在所有电压采样信号中为最大或排在前m的所述电压采样信号对应的一个或m个子控制器60i发送开通指令，给其余子控制器发送关断指令，接收到开通指令的子控制器60i产生相应的驱动指令信号ga1i’到对应的门极驱动电路70i，所述门极驱动电路70i产生相应的辅助开关信号ga1i以控制对应的辅助开关管Sa1i开通，接收到关断指令的子控制器产生相应的辅助开关信号到对应的门极驱动电路，对应的门极驱动电路产生相应的辅助开关信号以控制对应的辅助开关管关断。在一个实施例中，所述开通指令包括开通开通时长与开通时刻，所述开通时长与开通时刻根据所述第一死区时间或所述第二死区时间产生。
要知道，图5所示实施例仅对第一桥臂10对应的控制电路部分进行示意，其他如第二桥臂20、第三桥臂30和第四桥臂40的控制电路与方法与图5所示实施例类似。
图6为根据本发明实施例的开关串联的桥式电路的控制方法流程图3000。所述桥式电路包括耦接于一公共端的第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括多个串联耦接的第一主开关，其中每个所述第一主开关均并联一个辅助模块，每个所述辅助模块包括一个箝位电容和一个辅助开关管，所述第二桥臂包括至少一个第二主开关，所述第一桥臂接收一第一主开关信号用于控制所述多个第一主开关，所述第二桥臂接收一第二主开关信号用于所述至少一个第二主开关，其中在每个开关周期内，所述第一主开关信号与所述第二主开关信号之间包括第一死区时间和第二死区时间，所述控制方法包括步骤S31～S33。
步骤S31，采样所有所述箝位电容两端的电压并输出对应的所有电压采样信号。
步骤S32，按大小对所述所有电压采样信号进行排序后得到排序结果。
步骤S33，根据排序结果选择性控制其中至少一个辅助开关管在所述第一死区时间内导通一预设时长，所述预设时长等于或小于所述第一死区时间。在一个实施例中，可以控制在所述所有电压采样信号中为最大或排在前m的一个或m个该电压采样信号对应的辅助开关管开通，控制其余辅助开关管关断，所述m为大于或等于2的自然数。在一个实施例中，所述至少一个辅助开关管利用所述第一死区时间内的续流电流对其对应的所述箝位电容放电。
在一个实施例中，所述桥式电路在所述公共端输出一输出电流和一输出电压，当所述输出电流滞后于所述输出电压时，所述第一死区时间为所述第一主开关信号上升沿前的死区时间，所述第二死区时间为所述第二主开关信号上升沿前的死区时间，当所述输出电流超前于所述输出电压时，所述第一死区时间为所述第二主开关信号上升沿前的死区时间，所述第二死区时间为所述第一主开关信号上升沿前的死区时间。
图7为根据本发明实施例的实现多个开关管串联工作的LLC谐振变换电路原理图。所述LLC谐振变换电路包括桥式电路80、谐振网络90、变压器91、整流器92和输出电容93，所述桥式电路80包括两个桥臂电容Ci和如图1所示的开关串联的半桥电路，所述半桥电路包括第一桥臂10和第二桥臂20，所述桥式电路80的两个桥臂中点M1和M2经谐振网络90连接至变压器91的原边，所述谐振网络包括电感Lr和电容Cr；整流器40与输出电容50位于变压器30的副边，所述整流器可以是全桥整流电路、半桥整流电路或倍压整流电路；Vi和Vo分别是所述LLC谐振变换电路的输入电压和输出电压。如图7所示实施例中，为便于描述，将每个主开关及与其并联的辅助模块定义为一个子模块，即所述第一桥臂10包括串联耦接的子模块SM11～SM1N，所述第二桥臂20包括串联耦接的子模块SM21～SM2N，其中每个子模块SM1i和SM2i均包括一个主开关S、一个辅助二极管Da、一个辅助开关管Sa和一个箝位电容C，所述辅助开关管Sa与所述箝位电容C串联后接至所述主开关S两端，所述每个子模块的两个输出端口位于主开关S两端，所述辅助二极管Da与辅助开关管Sa反向并联。所述子模块电路结构具有如下特点：在辅助开关管Sa关断时，箝位电容C只能经辅助二极管Da充电，不能放电；在辅助开关管导通时，箝位电容既可以被放电，也可以被充电。为便于描述，未将每个子模块中的元件区别标号，但在实际的一个实施例中，图7所示的第一桥臂10的结构与各元件标记均与图2(a)所示的第一桥臂10相同，图7所示的第二桥臂20的结构与各元件标记均与图2(b)所示的第二桥臂20相同。
如图7所示实施例中，所述每个子模块SM1i和SM2i内，当主开关S关断时，若其两端电压高于箝位电容C的电压，辅助二极管Da就会导通，由于箝位电容C的容值远大于主开关S的寄生电容容值，因此主开关S的电压被箝位至电容C的电压。基于所述子模块内辅助二极管Da与箝位电容C的箝位作用，相互串联的主开关的电压均衡问题转化为与其并联的箝位电容的电压均衡问题。
图8为根据本发明实施例的如图7所示的LLC谐振变换电路的波形图。Vi为所述LLC谐振变换电路的输入电压，v10为第一桥臂10的桥臂电压，v20为第二桥臂20的桥臂电压，ir为谐振电流，Ts为各个主开关的开关周期，td为第一主开关信号g和第二主开关信号g’之间的死区时长，在如图8所述的实施例中，第一死区时间为第一主开关信号g由低电平变为高电平前的死区时间，第二死区时间为第二主开关信号g’由低电平变为高电平前的死区时间。ga,on和g’a,on分别为第一桥臂10内辅助开关管的脉冲开通驱动信号和第二桥臂内辅助开关管的脉冲开通驱动信号，每个开关周期内，脉冲开通驱动信号ga,on仅在第一死区时间内维持一段时间的高电平，其余时间均为低电平，脉冲开通驱动信号g’a,on仅在第二死区时间内维持一段时间的高电平，其余时间均为低电平。在如图8所述的一个实施例中，脉冲开通驱动信号ga,on(g’a,on)只会分别分配给第一(第二)桥臂内的一个辅助开关管，其余辅助开关管的驱动信号均为关断信号，即低电平；在其它实施例中，脉冲开通驱动信号ga,on(g’a,on)也可以分别分配给第一(第二)桥臂内的两个或大于两个的辅助开关管，其余辅助开关管的驱动信号均为关断信号，即低电平。脉冲开通驱动信号ga,on(g’a,on)在死区时间内维持高电平的时长分别为ta和t’a，在图8所述的实施例中，ta＝t’a，且ta<td，ta和t’a的值可根据电路参数进行调节，死区时长td根据实际需要设定，在一个实施例中，死区时间td的大小应保证实施例中主开关管实现零电压开通。
图8所示的实施例中，t1代表一个开关周期的开始时刻，第一主开关信号g在该时刻由低电平变为高电平；t2代表第一主开关信号g由高电平变为低电平的时刻，同时，t2时刻也是这个开关周期内第二死区时间的开始时刻，脉冲开通驱动信号g’a,on也在t2时刻由低电平变为高电平；t3代表脉冲开通驱动信号g’a,on由高电平变为低电平的时刻；t4代表第二主开关信号g’由低电平变为高电平的时刻，同时也是这个开关周期Ts内第二死区时间的结束时刻；t5代表第二主开关信号g’由高电平变为低电平的时刻，同时，该时刻也是这个开关周期Ts内第一死区时间的开始时刻，脉冲开通驱动信号ga,on也在该时刻由低电平变为高电平；t6代表脉冲开通驱动信号ga,on由高电平变为低电平的时刻；t7代表这个开关周期Ts的结束时刻，第二主开关信号g在该时刻由低电平变为高电平。在t1～t7这个开关周期内，第一桥臂10中获得脉冲开通驱动信号ga,on的子模块为SM1j，vc1j表示子模块SM1j内箝位电容电压波形，第二桥臂20中获得脉冲开通驱动信号g’a,on的子模块为SM2k，vc2k表示子模块SM2k内箝位电容电压波形，其中j和k均可以代表1～N中任一自然数。图8所述的波形图中，箝位电容电压(vc1j和vc2k)波形被放大以展示所述实施例中电路的运行特点，实际电路运行中，箝位电容电压的变化幅值大小受箝位电容C的容值影响。
图9为根据本发明实施例的如图8所示的波形图中第二死区时间内第二桥臂20的电路模态图。图9(a)为第二死区时间内脉冲驱动信号g’a,on维持高电平期间第二桥臂20的电路模态图，对应如图8所述的一第二死区时间(t2～t4)内t2～t3阶段；其中，t2<t<t3时，第一桥臂10内主开关S关断，其寄生电容迅速充电，第二桥臂20内主开关S的寄生电容放电，由于第二桥臂20内子模块SM2k中的辅助开关管Sa开通，因此子模块SM2k内的箝位电容C与对应主开关S的寄生电容并联，两者同时被放电，直至子模块SM2k内的辅助开关管Sa关断。由于箝位电容C的容值远大于主开关S的寄生电容容值，所以桥臂续流电流主要流经箝位电容C，而其余子模块内的寄生电容被快速放电至0，桥臂续流电流转移至对应的主开关S的反并二极管，保证相应主开关S的零电压开通。由于子模块SM2k内的箝位电容插入第二桥臂20，而其余子模块内主开关S的寄生电容放电至0，因此，第二桥臂20电压v20等于该箝位电容电压vc2k(忽略各子模块内主开关S的反并二极管和辅助开关管Sa的导通压降)，第一桥臂10电压v10等于输入电压Vi与vc2k之差。
图9(b)为第二死区时间内脉冲驱动信号g’a,on由高电平变为低电平后第二桥臂20的电路模态图，对应如图8所述的一第二死区时间内t3～t4阶段。其中，
t3<t<t4时，子模块SM2k内辅助开关管Sa关断，桥臂续流电流流经子模块SM2k内主开关S的寄生电容，对其放电；通过合理设计该阶段时长(td-ta)，保证在该阶段结束前，子模块SM2k内主开关S的寄生电容放电至0，则其主开关S仍能实现零电压开通。在子模块SM2k内主开关S的寄生电容放电的同时，第一桥臂10内主开关S的寄生电容继续充电，以维持第一桥臂10电压v10与第二桥臂20电压v20之和等于输入电压Vi；当第一桥臂10内任一子模块内寄生电容电压高于其对应的箝位电容C的电压时，子模块SM2k内的辅助二极管Da导通，箝位电容C被充电，直至第一桥臂10的电流降至0。
图10为根据本发明实施例的如图8所示的波形图中第一死区时间内第一桥臂10的电路模态图。图10(a)为第一死区时间内脉冲驱动信号ga,on维持高电平期间第一桥臂10的电路模态图，对应如图8所述的一第一死区时间(t5～t7)内t5～t6阶段；其中，t5<t<t6时，第二桥臂20内主开关S关断，其寄生电容迅速充电，第一桥臂10内主开关S的寄生电容放电，由于第一桥臂10内子模块SM1j中的辅助开关管Sa开通，因此子模块SM1j内的箝位电容C与对应主开关S的寄生电容并联，两者同时被放电，直至子模块SM1j内的辅助开关管Sa关断。由于箝位电容C的容值远大于主开关S的寄生电容容值，所以桥臂续流电流主要流经箝位电容C，而第一桥臂10中其余子模块内的寄生电容被快速放电至0，桥臂续流电流转移至对应的主开关S的反并二极管，保证相应主开关S的零电压开通。由于子模块SM1j内的箝位电容插入第一桥臂10，而其余子模块内主开关S的寄生电容放电至0，因此，第一桥臂10电压v10等于该箝位电容电压vc1j(忽略各子模块内主开关S的反并二极管和辅助开关管Sa的导通压降)，第二桥臂20电压v20等于输入电压Vi与vc1j之差。
图10(b)为第一死区时间内脉冲驱动信号ga,on由高电平变为低电平后第一桥臂10的电路模态图，对应如图8所述的一第一死区时间(t5～t7)内t6～t7阶段。其中，t6<t<t7时，子模块SM1j内辅助开关管Sa关断，桥臂续流电流流经子模块SM1j内主开关S的寄生电容，对其放电；通过合理设计该阶段时长(td-ta)，保证在该阶段结束前，子模块SM1j内主开关S的寄生电容放电至0，则其主开关S仍能实现零电压开通。在子模块SM1j内主开关S的寄生电容放电的同时，第二桥臂20内主开关S的寄生电容继续充电，以维持第一桥臂10电压v10与第二桥臂20电压v20之和等于输入电压Vi；当第二桥臂20内任一子模块内寄生电容电压高于其对应的箝位电容C的电压时，该子模块内的辅助二极管Da导通，箝位电容C被充电，直至第二桥臂20的电流降至0。
图11为根据本发明实施例的如图7所示的LLC谐振变换电路处于稳态时，箝位电容电压波形示意图。如图11所述的稳态波形图中，0～Ts开关周期结束时，第一桥臂10中子模块SM12内的箝位电容电压vc12最高；下一开关周期Ts～2Ts内，在第一桥臂10中的主开关管导通前的死区时间内，辅助模块SM12中的辅助开关管Sa开通一预设时长ta，相应的箝位电容C被放电，箝位电容电压vc12降低，而其余子模块内箝位电容电压不变。当ta设置合适，所述放电过程结束时，会有：
vc11+vc12+vc13+vc14＜Vi；
在第一桥臂10内主开关管关断后的死区时间内，第一桥臂10电压v10逐渐升高，最终会等于输入电压Vi，而第一桥臂10内箝位电容电压之和小于输入电压Vi，因此，在第一桥臂10内主开关管关断后死区时间内存在一个给第一桥臂10内所有箝位电容C充电的过程。那么，当所述整个开关周期Ts～2Ts结束，第一桥臂10内原来最高的箝位电容电压vc12降低，而原来较低的箝位电容电压vc11、vc13和vc14升高，由此实现了对不均衡电压的补偿。在如图11所述的均压控制方法下，类似补偿过程也存在于第二桥臂20中，且在每个开关周期内持续进行，最终实现每个桥臂内箝位电容电压在Vi/4处动态平衡。箝位电容电压纹波大小受每个桥臂内子模块个数N和辅助开关管Sa的脉冲开通时间ta影响。图11中的虚线框内详细展示了箝位电容电压vc11～vc1N和vc21～vc2N在一个死区时间内的波形，与图8中讨论的电路工作特点一致。
图12为根据本发明实施例的实现多个开关管串联工作的逆变电路原理图。所述逆变电路包括桥式电路80和滤波电感150或滤波器151，所述桥式电路80包括两个桥臂电容Ci和如图1所示的开关串联的半桥电路，所述半桥电路包括第一桥臂10和第二桥臂20，所述桥式电路80的两个桥臂中点M1和M2经滤波电感150或滤波器151连接至负载，所述负载可为电网、电机或加热设备等交流源，所述低通滤波器包括滤波电感Lf和滤波电容Cf；Vi和Vo分别是所述逆变电路的输入电压和输出电压。如图12所示实施例中，为便于描述，将每个主开关及与其并联的辅助模块定义为一个子模块，即所述第一桥臂10包括串联耦接的子模块SM11～SM1N，所述第二桥臂20包括串联耦接的子模块SM21～SM2N，其中每个子模块SM1i和SM2i均包括一个主开关S、一个辅助二极管Da、一个辅助开关管Sa和一个箝位电容C，所述辅助开关管Sa与所述箝位电容C串联后接至所述主开关S两端，所述每个子模块的两个输出端口位于主开关S两端，所述辅助二极管Da与辅助开关管Sa反向并联，iarm为桥臂电流，以图12中所示方向为正方向。所述子模块电路结构具有如下特点：在辅助开关管Sa关断时，箝位电容C只能经辅助二极管Da充电，不能放电；在辅助开关管导通时，只有在桥臂电流iarm<0时，才能被放电。为便于描述，未将每个子模块中的元件区别标号，但在实际的一个实施例中，图12所示的第一桥臂10的结构与各元件标记均与图2(a)所示的第一桥臂10相同，图12所示的第二桥臂20的结构与各元件标记均与图2(b)所示的第二桥臂20相同。
图13为根据本发明实施例的如图12所示的逆变电路两个输出正弦周期的波形图。Vi为所述逆变电路的输入电压，v10为第一桥臂10的桥臂电压，v20为第二桥臂20的桥臂电压，iL为滤波电感的电流，io为输出交流电流，To为输出交流电流的周期，iarm1为流经上桥臂的电流，vc1和vc2分别为第一桥臂10子模块SM11～SM1N和第二桥臂20子模块SM21～SM2N箝位电容C的电压。第一主开关信号g和第二主开关信号g’采用双极性SPWM调制(调制频率远远大于输出正弦频率)，为了避免第一桥臂10和第二桥臂20的穿通，第一主开关信号g和第二主开关信号g’之间存在死区时间td。第一死区时间和第二死区时间的定义以及第一桥臂10内辅助开关管的脉冲开通驱动信号ga,on和第二桥臂20内辅助开关管的脉冲开通驱动信号g’a,on与LLC谐振变换电路图8中所示相同。根据第一桥臂10子模块SM11～SM1N箝位电容C的充放电状态，将一个输出正弦电流的周期划分为3个阶段：充电阶段t0～t1，放电阶段t1～t2以及电压稳定阶段t2～t3。第二桥臂20子模块SM21～SM2N箝位电容C的充放电状态与第一桥臂10类似，同样划分为3个阶段，此处不再赘述。图13所述的波形图中，箝位电容电压(vc1和vc2)波形被放大以展示所述实施例中电路的运行特点，实际电路运行中，箝位电容电压的变化幅值大小受箝位电容C的容值影响。
图14(a)为根据本发明实施例的如图13所示的波形图中充电阶段第一桥臂10的电路模态图，此阶段内iarm1>0。图14(a)为第二死区时间内脉冲驱动信号g’a,on维持高电平期间第一桥臂10的电路模态图，对应如图8所述的第二死区时间(t2～t4)内t2～t3阶段；其中，
t2<t<t3时，此时iarm1>0，iL>0，当第一桥臂10内主开关S关断，由于第一桥臂10和第二桥臂20不可避免存在寄生电感Larm1和Larm2，滤波电感电流iL不能从第一桥臂10立即转移到第二桥臂20，第一桥臂10寄生电感Larm1的续流作用导致第一桥臂10内主开关S寄生电容迅速充电。由于主开关S的寄生电容容值远小于箝位电容C的容值，当寄生电容电压超过箝位电容C时，第一桥臂10电流iarm1继续给箝位电容C充电，直至第一桥臂10电流iarm1降为0为止。这一过程使得第一桥臂10所有子模块SM11～SM1N箝位电容C电压上升，经过多个周期，当iarm1<0时，第一桥臂10子模块SM11～SM1N箝位电容C开始放电，进入放电阶段。
图14(b)为根据本发明实施例的如图13所示的波形图中放电阶段第一桥臂10的电路模态图，此阶段内iarm1<0。图14(b)为第一死区时间内脉冲驱动信号ga,on维持高电平期间第一桥臂10的电路模态图，对应如图8所述的一第一死区时间(t5～t7)内t5～t6阶段；其中，t5<t<t6时，由于此时iarm1<0，第二桥臂20内主开关S关断，其寄生电容迅速充电，第一桥臂10内主开关S的寄生电容放电，由于第一桥臂10内子模块SM1j中的辅助开关管Sa开通，因此子模块SM1j内的箝位电容C与对应主开关S的寄生电容并联，两者同时被放电，直至子模块SM1j内的辅助开关管Sa关断。由于箝位电容C的容值远大于主开关S的寄生电容容值，所以桥臂续流电流主要流经箝位电容C，而第一桥臂10中其余子模块内的寄生电容被快速放电至0，桥臂续流电流转移至对应的主开关S的反并二极管。由于子模块SM1j内的箝位电容插入第一桥臂10，而其余子模块内主开关S的寄生电容放电至0，因此，第一桥臂10电压v10等于该箝位电容电压vc1j(忽略各子模块内主开关S的反并二极管和辅助开关管Sa的导通压降)，第二桥臂20电压v20等于输入电压Vi与vc1j之差。该阶段一直持续至每个桥臂内箝位电容电压降低至Vi/4附近为止。
图15为根据本发明实施例的如图13所示的波形图中电压稳定阶段逆变电路的波形图，此阶段内iarm1<0，其中，t1<t<t2时，由于此时iarm1<0，第二桥臂20内主开关S关断，其寄生电容迅速充电，第一桥臂10内主开关S的寄生电容放电，该阶段第一桥臂10的状态如图14(b)第一死区时间内脉冲驱动信号ga,on维持高电平期间第一桥臂10的电路模态图所示。t6<t<t7时,第二桥臂20内主开关S开通。由于t1<t<t2时，第一桥臂10内子模块SM1j中的辅助开关管Sa开通，因此子模块SM1j内的箝位电容C与对应主开关S的寄生电容并联，两者同时被放电，直至子模块SM1j内的辅助开关管Sa关断，此时vc11+vc12+vc13+vc14＜Vi。那么，当第二桥臂20内主开关S开通时，第一桥臂10内子模块SM11～SM1N箝位电容C与对应主开关S的寄生电容并联，两者同时被充电，直至vc11+vc12+vc13+vc14＝Vi。该阶段第一桥臂10的状态与图14(a)所示相同。上述过程在在每个开关周期内持续进行，因此，电压稳定阶段实现第一桥臂10内箝位电容电压在Vi/4处动态平衡。
图16为根据本发明实施例的如图12所示的串联型逆变电路处于稳态时，第一桥臂10和第二桥臂箝位电容电压20波形示意图。如图16所述的稳态波形图中，t0<t<t1时，第一桥臂10处于充电阶段iL>0，iarm1>0，iarm2<0，第一桥臂10内主开关管关断后的死区时间内，子模块SM11～SM1N箝位电容由于第一桥臂10寄生电感Larm1的续流作用充电，经过多个开关周期，该阶段结束时，第一桥臂10箝位电容电压达到峰值；第二桥臂20辅助模块SM21～SM2N中的辅助开关管Sa轮流开通一预设时长ta，由于此时iarm2<0，相应的箝位电容C轮流被放电，第二桥臂20处于放电阶段，经过多个开关周期，当箝位电容电压vc21+vc22+vc23+vc24＜Vi时，第二桥臂20过渡到电压稳定阶段。t1<t<t2时，第一桥臂10处于放电阶段iL<0，iarm1<0，iarm2>0，第一桥臂10辅助模块SM11～SM1N中的辅助开关管Sa轮流开通一预设时长ta，由于此时iarm1<0，相应的箝位电容C轮流被放电；此时，第二臂20处于充电阶段。其中，放电阶段的时长受每个桥臂内死区时间插入子模块个数K和辅助开关管Sa的脉冲开通时间ta影响。当ta设置合适，经过多个开关周期，所述放电阶段结束时，满足：vc11+vc12+vc13+vc14＜Vi，第一桥臂10自然过渡到电压稳定阶段，第一桥臂10内箝位电容电压vc11～vc1N在Vi/4处动态平衡。那么，经过一个输出周期To，第一桥臂10经历电压稳定阶段、充电阶段、放电阶段，又再次回到电压稳定阶段，实现了第一桥臂10内辅助模块箝位电容C电压的均衡。在所述的均压控制方法下，类似过程也存在于第二桥臂20中，最终实现每个桥臂内箝位电容电压周期性动态平衡。
图17为根据本发明实施例的LLC谐振变换电路的控制方法流程图4000。所述谐振电路包括开关串联的桥式电路、谐振网络、变压器和整流电路，所述桥式电路包括耦接于一公共端的第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括多个串联耦接的第一主开关，其中每个所述第一主开关均并联一个辅助模块，每个所述辅助模块包括一个箝位电容和一个辅助开关管，所述第二桥臂包括至少一个第二主开关，所述第一桥臂接收一第一主开关信号用于控制所述多个第一主开关，所述第二桥臂接收一第二主开关信号用于控制所述至少一个第二主开关，所述谐振电路的一个工作周期包括第一时间段、第二时间段、第一死区时间、第二死区时间，所述控制方法包括步骤S41～S44。
步骤S41，第一时间段内，控制所述多个第一主开关关断，所述至少一个第二主开关导通，所有辅助开关管均关断。
步骤S42，第一死区时间内，控制所述多个第一主开关和所述至少一个第二主开关均关断，并控制所述第一桥臂内至少一个辅助模块内的辅助开关管开通一预设时长，所述至少一个辅助模块内的箝位电容被续流电流放电，所述预设时长小于或等于所述第一死区时间。
步骤S43，第二时间段内，控制所述多个第一主开关导通，所述至少一个第二主开关关断，所述辅助开关管均关断，控制所述谐振电路进入正常谐振工作状态。
步骤S44，第二死区时间内，控制所述多个第一主开关和所述至少一个第二主开关均关断，所述辅助开关管均关断。
如图17所示的LLC谐振变换电路的控制方法，所述控制方法还包括：
利用一控制电路对所有所述箝位电容两端的电压进行排序，并控制其中电压最高的一个或多个所述箝位电容对应的辅助开关管开通所述预设时长。
在一个实施例中，所述第一时间段为第一主开关信号维持低电平，而第二主开关信号维持高电平的时间段，对应如图8所示的LLC谐振变换电路实施例波形图中的t4～t5时间段，所述第一死区时间为第一主开关信号维持低电平，而第二主开关信号由高电平变为了低电平后的时间段，对应如图8所示的LLC谐振变换电路实施例波形图中的t5～t7时间段，所述第二时间段为第一主开关信号由低电平变为了高电平，而第二主开关信号维持低电平的时间段，对应如图8所示的LLC谐振变换电路实施例波形图中的t1～t2时间段，所述第二死区时间为第一主开关信号由高电平变为低电平，而第二主开关信号仍维持低电平的时间段，对应如图8所示的LLC谐振变换电路实施例波形图中的t2～t4时间段。
在其它实施例中，所述第二桥臂可以包括多个串联耦接的第二主开关，其中每个所述第二主开关均并联一个辅助模块，每个所述辅助模块包括一个箝位电容和一个辅助开关管，此时，所述第二死区时间内控制所述多个第一主开关和所述多个第二主开关均关断，并控制所述第二桥臂内至少一个辅助模块内的辅助开关管开通一预设时长，所述第二桥臂内至少一个辅助模块内的箝位电容被续流电流放电，所述预设时长小于或等于所述第一死区时间。
图18为根据本发明实施例的器件串联的逆变电路的控制方法流程图5000。所述逆变电路包括：开关串联的桥式电路和滤波电感或滤波器，所述开关串联的桥式电路包括耦接于一公共端的第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括多个串联耦接的第一主开关，其中每个所述第一主开关均并联一个辅助模块，每个所述辅助模块包括一个箝位电容和一个辅助开关管，所述第二桥臂包括至少一个第二主开关，所述第二桥臂接收一第一主开关信号用于控制所述多个第一主开关，所述第二桥臂接收一第二主开关信号用于所述至少一个第二主开关，所述滤波器包括滤波电感和滤波电容，所述逆变电路的输出负载可为电网、电机或加热设备等交流源，所述逆变电路的一个输出周期包括充电阶段、放电阶段和电压稳定阶段，或所述逆变电路的一个输出周期包括充电阶段和放电阶段，其中，一个输出周期包括多个开关周期，在一个所述开关周期内，包括第一时间段、第二时间段、第一死区时间和第二死区时间，所述控制方法包括步骤S51～S54。
步骤S51，第一时间段内，控制所述多个第一主开关关断，所述至少一个第二主开关导通，所有辅助开关管均关断。
步骤S52，第一死区时间内，控制所述多个第一主开关和所述至少一个第二主开关均关断，其中在放电阶段，或者在放电阶段和稳定阶段，控制至少一个辅助模块内的辅助开关管开通一预设时长，所述至少一个辅助模块内的箝位电容被所述滤波电感电流放电，其中所述预设时长小于或等于第一死区时间长度，在一个实施例中，在充电阶段，控制所述至少一个辅助模块内的箝位电容不放电。
步骤S53，第二时间段内，控制所述多个第一主开关导通，所述至少一个第二主开关关断，所述辅助开关管均关断，控制所述逆变电路进入正常逆变工作状态。
步骤S54，第二死区时间内，控制所述多个第一主开关和所述至少一个第二主开关均关断，所述辅助开关管均关断。
如图18所示的逆变电路的控制方法，所述控制方法还包括：利用一控制电路对所有所述箝位电容两端的电压进行排序，并控制其中电压最高的一个或多个所述箝位电容对应的辅助开关管开通所述预设时长。
在一个实施例中，所述一个开关周期内的第一时间段、第二时间段、第一死区时间和第二死区时间的定义与LLC谐振变换电路一致。所述一个输出周期的充电阶段为iarm1始终大于零的阶段，对应如图13所示逆变电路实施例波形图中的t0～t1时间段，所述放电阶段为iarm1开始小于零的时刻至第一桥臂内的箝位电容电压放电至Vi/4附近为止(以4个子模块为例)，对应如图13所示逆变电路实施例波形图中的t1～t2时间段，所述电压稳定阶段为放电阶段结束至iarm1始终大于零，即下一个充电阶段开始，对应如图13所示逆变电路实施例波形图中的t2～t3时间段。要知道，放电阶段的时长取决于所述箝位电容对应的辅助开关管开通所述预设时长和辅助开关管开通个数，当所述预设时长较短且辅助开关管开通个数较少时，使得箝位电容放电速度较慢且放电阶段时间较长，临界状态下，放电阶段结束时刻，刚好是下一充电阶段开始时刻，此时不存在电压稳定阶段，仅有充电阶段和放电阶段，但在一般情况下均有充电阶段、放电阶段和电压稳定阶段。
在其它实施例中，所述第二桥臂可以包括多个串联耦接的第二主开关，其中每个所述第二主开关均并联一个辅助模块，每个所述辅助模块包括一个箝位电容和一个辅助开关管，此时，所述第二死区时间内控制所述多个第一主开关和所述多个第二主开关均关断，并控制所述第二桥臂内至少一个辅助模块内的辅助开关管开通一预设时长，所述第二桥臂内至少一个辅助模块内的箝位电容被续流电流放电，所述预设时长小于或等于所述第一死区时间。
上述具体实例只是为了说明本发明的技术构思和应用特点，其目的在于让熟悉此领域的工程设计人员能够了解本发明的内涵并加以应用，但并不能因此限制本发明的保护范围。上述电路结构及其控制方法的细节在其执行过程中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (15)

1.一种开关串联的桥式电路，其特征在于，包括：
第一桥臂，包括第一端、第二端和控制端，所述第一桥臂的第一端和第二端之间包括多个串联耦接的第一主开关，其中每个所述第一主开关均并联一个第一辅助模块，每个所述第一辅助模块包括一个第一箝位电容和一个第一辅助开关管，所述控制端用于接收一第一主开关信号以控制所述多个第一主开关；
第二桥臂，包括第一端、第二端和控制端，所述第二桥臂的第一端与所述第一桥臂的第二端耦接于一个公共端，所述第二桥臂的第一端和第二端之间包括一个第二主开关或多个串联耦接的第二主开关，其中所述第二桥臂的控制端用于接收一第二主开关信号以控制所述一个或多个第二主开关，其中在一个开关周期内，所述第一主开关信号与所述第二主开关信号之间包括第一死区时间和第二死区时间；
电压采样电路，用于采样所述第一桥臂中的各个第一箝位电容两端的电压，并输出对应的多个第一电压采样信号；以及
控制电路，接收所述多个第一电压采样信号，并根据所述多个第一电压采样信号以及所述第一死区时间产生多个第一辅助开关信号以分别控制各个所述第一辅助开关管。
2.如权利要求1所述的桥式电路，其特征在于，其中当某一第一电压采样信号在所述多个第一电压采样信号中为最大或排在前m时，所述控制电路控制该第一电压采样信号对应的第一辅助模块中的第一辅助开关管在所述第一死区时间内开通一第一预设时长，所述第一预设时长小于或等于所述第一死区时间，所述m为大于或等于2的自然数。
3.如权利要求1所述的桥式电路，其特征在于，其中在一个工作周期内，所述控制电路至少控制一个所述第一辅助开关管导通，利用所述第一死区时间内的续流电流对所述第一辅助开关管对应的所述第一箝位电容放电。
4.如权利要求1所述的桥式电路，其特征在于，其中所述桥式电路在所述公共端输出一输出电流和一输出电压，当所述输出电流滞后于所述输出电压时，所述第一死区时间为所述第一主开关信号上升沿前的死区时间，所述第二死区时间为所述第二主开关信号上升沿前的死区时间；当所述输出电流超前于所述输出电压时，所述第一死区时间为所述第二主开关信号上升沿前的死区时间，所述第二死区时间为所述第一主开关信号上升沿前的死区时间。
5.如权利要求1所述的桥式电路，其特征在于，其中当所述第二桥臂的第一端和第二端之间包括多个串联耦接的第二主开关时，每个所述第二主开关均并联一个第二辅助模块，每个所述第二辅助模块包括一个第二箝位电容和一个第二辅助开关管，所述电压采样电路采样所述第二桥臂中的各个第二箝位电容两端的电压，并输出对应的多个第二电压采样信号，所述控制电路接收所述多个第二电压采样信号，并根据所述多个第二电压采样信号产生多个第二辅助开关信号以分别控制各个所述第二辅助开关管，其中当某一第二电压采样信号在所述多个第二电压采样信号中为最大或排在前n时，所述控制电路控制该第二电压采样信号对应的第二辅助模块中的第二辅助开关管在所述第二死区时间内开通一第二预设时长，所述第二预设时长小于或等于所述第二死区时间，所述n为大于或等于2的自然数。
6.如权利要求1所述的桥式电路，其特征在于，还包括：
第三桥臂，包括第一端、第二端和控制端，所述第三桥臂的第一端与所述第一桥臂的第一端耦接，所述第三桥臂的第一端和第二端之间包括一个第三主开关或者多个串联耦接的第三主开关，所述第三桥臂的控制端接收所述第二主开关信号以控制所述多个第三主开关；以及
第四桥臂，包括第一端、第二端和控制端，所述第四桥臂的第二端与所述第二桥臂的第二端耦接，所述第四桥臂的第一端和第二端之间包括一个第四主开关或者多个串联耦接的第四主开关，所述第四桥臂的控制端接收所述第一主开关信号以控制所述多个第四主开关；其中
当所述第三桥臂的第一端和第二端之间包括多个串联耦接的第三主开关时，每个所述第三主开关均并联一个第三辅助模块，每个所述第三辅助模块包括一个第三箝位电容和一个第三辅助开关管，所述电压采样电路采样所述第三桥臂中的各个第三箝位电容两端的电压，并输出对应的多个第三电压采样信号，所述控制电路接收所述多个第三电压采样信号，并根据所述多个第三电压采样信号产生多个第三辅助开关信号以分别控制各个所述第三辅助开关管，其中当某一第三电压采样信号在所述多个第三电压采样信号中为最大或排在前p时，所述控制电路控制该第三电压采样信号对应的第三辅助模块中的第三辅助开关管在所述第二死区时间内开通一第三预设时长，所述第三预设时长小于或等于所述第二死区时间，所述p为大于或等于2的自然数；或者
当所述第四桥臂的第一端和第二端之间包括多个串联耦接的第四主开关时，每个所述第四主开关均并联一个第四辅助模块，每个所述第四辅助模块包括一个第四箝位电容和一个第四辅助开关管，所述电压采样电路采样所述第四桥臂中的各个第四箝位电容两端的电压，并输出对应的多个第四电压采样信号，所述控制电路接收所述多个第四电压采样信号，并根据所述多个第四电压采样信号产生多个第四辅助开关信号以分别控制各个所述第四辅助开关管，其中当某一第四电压采样信号在所述多个第四电压采样信号中为最大或排在前q时，所述控制电路控制该第四电压采样信号对应的第四辅助模块中的第四辅助开关管在所述第一死区时间内开通一第四预设时长，所述第四预设时长小于或等于所述第一死区时间，所述q为大于或等于2的自然数。
7.如权利要求1所述的桥式电路，其特征在于，所述控制电路包括：
多个子控制器，每个子控制器用于接收对应的第一电压采样信号；以及
主控制器，所述主控制器接收所述多个子控制器传输过来的所述多个第一电压采样信号，并对所述多个第一电压采样信号按大小进行排序，所述主控制器给在所有第一电压采样信号中为最大或排在前m的所述第一电压采样信号对应的子控制器发送开通指令，给其余子控制器发送关断指令，接收到开通指令的子控制器产生相应的第一辅助开关信号以控制对应的第一辅助开关管开通，接收到关断指令的子控制器产生相应的第一辅助开关信号以控制对应的第一辅助开关管关断，其中所述m为大于或等于2的自然数。
8.一种开关串联的桥式电路的控制方法，其特征在于，所述桥式电路包括耦接于一公共端的第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括多个串联耦接的第一主开关，其中每个所述第一主开关均并联一个辅助模块，每个所述辅助模块包括一个箝位电容和一个辅助开关管，所述第二桥臂包括至少一个第二主开关，所述第一桥臂接收一第一主开关信号用于控制所述多个第一主开关，所述第二桥臂接收一第二主开关信号用于所述至少一个第二主开关，其中在一个开关周期内，所述第一主开关信号与所述第二主开关信号之间包括第一死区时间和第二死区时间，所述控制方法包括：
采样所有所述箝位电容两端的电压并输出对应的所有电压采样信号；
按大小对所述所有电压采样信号进行排序后得到排序结果；以及
根据排序结果选择性控制其中至少一个辅助开关管在所述第一死区时间内导通一预设时长，所述预设时长等于或小于所述第一死区时间。
9.如权利要求8所述的控制方法，其特征在于，其中所述至少一个辅助开关管利用所述第一死区时间内的续流电流对其对应的所述箝位电容放电。
10.如权利要求8所述的控制方法，其特征在于，其中当某一电压采样信号在所述所有电压采样信号中为最大或排在前m时，控制该电压采样信号对应的辅助开关管开通，控制其余第一电压采样信号对应的辅助开关管关断，所述m为大于或等于2的自然数。
11.如权利要求8所述的控制方法，其特征在于，其中所述桥式电路在所述公共端输出一输出电流和一输出电压，当所述输出电流滞后于所述输出电压时，所述第一死区时间为所述第一主开关信号上升沿前的死区时间，所述第二死区时间为所述第二主开关信号上升沿前的死区时间，当所述输出电流超前于所述输出电压时，所述第一死区时间为所述第二主开关信号上升沿前的死区时间，所述第二死区时间为所述第一主开关信号上升沿前的死区时间。
12.一种开关串联的谐振电路的控制方法，其特征在于，所述谐振电路包括开关串联的桥式电路、谐振网络、变压器和整流电路，所述桥式电路包括耦接于一公共端的第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括多个串联耦接的第一主开关，其中每个所述第一主开关均并联一个辅助模块，每个所述辅助模块包括一个箝位电容和一个辅助开关管，所述第二桥臂包括至少一个第二主开关，所述第一桥臂接收一第一主开关信号用于控制所述多个第一主开关，所述第二桥臂接收一第二主开关信号用于控制所述至少一个第二主开关，所述谐振电路的一个工作周期包括第一时间段、第二时间段、第一死区时间、第二死区时间，所述控制方法包括：
第一时间段内，控制所述多个第一主开关关断，所述至少一个第二主开关导通，所有辅助开关管均关断；
第一死区时间内，控制所述多个第一主开关和所述至少一个第二主开关均关断，并控制所述第一桥臂内至少一个辅助模块内的辅助开关管开通一预设时长，所述至少一个辅助模块内的箝位电容被续流电流放电，所述预设时长小于或等于所述第一死区时间；
第二时间段内，控制所述多个第一主开关导通，所述至少一个第二主开关关断，所述辅助开关管均关断，控制所述谐振电路进入正常谐振工作状态；以及
第二死区时间内，控制所述多个第一主开关和所述至少一个第二主开关均关断，所述辅助开关管均关断。
13.如权利要求12所述的谐振电路，其特征在于，所述控制方法还包括：
利用一控制电路对所有所述箝位电容两端的电压进行排序，并控制其中电压最高的一个或多个所述箝位电容对应的辅助开关管开通所述预设时长。
14.一种器件串联的逆变电路的控制方法，其特征在于，所述逆变电路包括：开关串联的桥式电路和滤波电感，所述开关串联的桥式电路包括耦接于一公共端的第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括多个串联耦接的第一主开关，其中每个所述第一主开关均并联一个辅助模块，每个所述辅助模块包括一个箝位电容和一个辅助开关管，所述第二桥臂包括至少一个第二主开关，所述第二桥臂接收一第一主开关信号用于控制所述多个第一主开关，所述第二桥臂接收一第二主开关信号用于所述至少一个第二主开关，所述逆变电路的一个输出周期包括充电阶段、放电阶段和电压稳定阶段，或所述逆变电路的一个输出周期包括充电阶段和放电阶段，其中，一个输出周期包括多个开关周期，在一个所述开关周期内，包括第一时间段、第二时间段、第一死区时间和第二死区时间，所述控制方法包括：
在第一时间段内，控制所述多个第一主开关关断，所述至少一个第二主开关导通，所有辅助开关管均关断；
在第一死区时间内，控制所述多个第一开关和所述至少一个第二主开关均关断，其中在放电阶段，或者在放电阶段和稳定阶段，控制至少一个辅助模块内的辅助开关管开通一预设时长，所述至少一个辅助模块内的箝位电容被所述滤波电感电流放电，所述预设时长小于或等于第一死区时间长度；
在第二时间段内，控制所述多个第一主开关导通，所述至少一个第二主开关关断，所有辅助开关管均关断，控制所述逆变电路处于正常逆变工作状态；以及
在第二死区时间内，控制所述多个第一主开关和所述至少一个第二主开关均关断，所有辅助开关管均关断。
15.如权利要求14所述的谐振电路，其特征在于，所述控制方法还包括：
利用一控制电路对所有所述箝位电容两端的电压进行排序，并控制其中电压最高的一个或多个所述箝位电容对应的辅助开关管开通所述预设时长。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113067491A (zh) * 2021-03-15 2021-07-02 沈阳工业大学 一种交直流电感线圈能量释放装置及其控制方法
CN114362545A (zh) * 2022-01-18 2022-04-15 山东大学 无线电能传输系统零电压开关的实现方法、系统及其应用
CN115459618A (zh) * 2022-09-20 2022-12-09 浙江大学 一种开关串联的桥式电路及dc/ac变换电路的空载控制方法
CN116667630A (zh) * 2023-05-30 2023-08-29 国网安徽省电力有限公司电力科学研究院 多模块串联的谐振回路谐振电流控制策略和电力电子开关

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114583750B (zh) * 2022-03-08 2024-04-16 兰州理工大学 自适应遗传算法的mmc-mg并网微源功率协调优化方法
EP4432538A1 (en) * 2023-03-13 2024-09-18 Hitachi Energy Ltd Apparatus having series-connected switching devices and related method

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0812055A2 (en) * 1996-06-03 1997-12-10 Kabushiki Kaisha Toshiba Multi-Level Inverter
CN101707443A (zh) * 2009-11-20 2010-05-12 中国电力科学研究院 一种新型电力电子变压器
CN102281014A (zh) * 2011-08-29 2011-12-14 浙江大学 一种具有处理直流故障功能的多电平换流器
CN104201910A (zh) * 2014-09-12 2014-12-10 东南大学 适用于vsc-hvdc的三相模块化多电平换流器的子模块电容电压平衡控制方法
US8971058B2 (en) * 2012-08-23 2015-03-03 Allis Electric Co., Ltd. High-efficiency high step-up ratio direct current converter with interleaved soft-switching mechanism
CN105576671A (zh) * 2016-03-04 2016-05-11 国网黑龙江省电力有限公司哈尔滨供电公司 基于模块化多电平换流器的无功补偿装置及无功补偿方法
CN106411120A (zh) * 2016-11-21 2017-02-15 华中科技大学 一种开关组件及其应用、控制方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DK2100366T3 (en) * 2006-12-08 2017-10-16 Siemens Ag Creating an equilibrium in active power of the phase modules of a converter
GB2534348A (en) * 2014-11-21 2016-07-27 Reinhausen Maschf Scheubeck Active Snubber

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0812055A2 (en) * 1996-06-03 1997-12-10 Kabushiki Kaisha Toshiba Multi-Level Inverter
CN101707443A (zh) * 2009-11-20 2010-05-12 中国电力科学研究院 一种新型电力电子变压器
CN102281014A (zh) * 2011-08-29 2011-12-14 浙江大学 一种具有处理直流故障功能的多电平换流器
US8971058B2 (en) * 2012-08-23 2015-03-03 Allis Electric Co., Ltd. High-efficiency high step-up ratio direct current converter with interleaved soft-switching mechanism
CN104201910A (zh) * 2014-09-12 2014-12-10 东南大学 适用于vsc-hvdc的三相模块化多电平换流器的子模块电容电压平衡控制方法
CN105576671A (zh) * 2016-03-04 2016-05-11 国网黑龙江省电力有限公司哈尔滨供电公司 基于模块化多电平换流器的无功补偿装置及无功补偿方法
CN106411120A (zh) * 2016-11-21 2017-02-15 华中科技大学 一种开关组件及其应用、控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
SERGIO BUSQUETS-MONGE,等: ""Enhanced DC-Link Capacitor Voltage Balancing Control of DC-AC Multilevel Multileg Converters"", 《IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS》 *

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113067491A (zh) * 2021-03-15 2021-07-02 沈阳工业大学 一种交直流电感线圈能量释放装置及其控制方法
CN113067491B (zh) * 2021-03-15 2022-03-22 沈阳工业大学 一种交直流电感线圈能量释放装置及其控制方法
CN114362545A (zh) * 2022-01-18 2022-04-15 山东大学 无线电能传输系统零电压开关的实现方法、系统及其应用
CN114362545B (zh) * 2022-01-18 2024-01-09 山东大学 无线电能传输系统零电压开关的实现方法、系统及其应用
CN115459618A (zh) * 2022-09-20 2022-12-09 浙江大学 一种开关串联的桥式电路及dc/ac变换电路的空载控制方法
CN116667630A (zh) * 2023-05-30 2023-08-29 国网安徽省电力有限公司电力科学研究院 多模块串联的谐振回路谐振电流控制策略和电力电子开关
CN116667630B (zh) * 2023-05-30 2024-01-30 国网安徽省电力有限公司电力科学研究院 多模块串联的谐振回路谐振电流控制策略和电力电子开关

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