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Abstract

本发明提供一种新型射频宽带高效率整流器，包括晶体管、信号耦合网络、输入匹配网络、输出匹配网络、输入馈电网络、整流输出信号模块和射频输入信号模块，在信号耦合网络中分别并联两个可变电容，并为可变电容提供直流偏压以调整可变电容的电容，使得整流器工作在不同频段；还通过引入FPGA可编程电压源使整流器实现同步状态检测功能，在不同频段都可以达到较高的整流输出效率，从而实现宽带、高效率的整流器。

Description

一种新型射频宽带高效率整流器
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种新型射频宽带高效率整流器。
背景技术
随着5G无线通信技术的迅猛发展，人们对接收机以及发射机提出了很高的要求，尤其是电路系统的小型化和低功耗。对于一些器件来说，在工作时消耗的功率很小，甚至有可能长时间处于静止状态而不会消耗功率，对于此情况下，对这些器件采用外部供电的方法就显得不太划算。基于此人们提出通过整流器将空间中的射频信号转化为直流信号并供电，不但可以满足低功耗器件平时的功率消耗，还可以将未曾利用到的信号转换为有用的直流信号，增强信号的利用率。
对于传统的整流器，人们常常采用肖特基二极管来实现，并通过在整流电路外加匹配网络来实现较高的转换效率。但由于肖特基二极管自身的行为特性，输入高频信号时往往会产生较多的谐波分量，降低整流器的效率，且工作带宽也不高，所以需要寻找一种能够实现较高转换效率的器件，来提升整流器的效率。
对此，人们提出了一种基于传统F类、F-1类功率放大器设计的整流器。由于传统的F类、F-1类功率放大器具有较高的输出效率，因此根据时域对偶原理设计的F类、F-1类整流器，往往都能实现比较高的整流效率，常见的整流器有正极化方法与负极化两种实现方法。但是由于器件自身频率带宽以及谐波分量的影响，根据时域对偶原理设计的F类、F-1类整流器只能在很窄的带宽内实现较高的效率，常见的整流器带宽在100MHz以下。而且由于F类、F-1类整流器反馈回路设计复杂，往往都是采用外置耦合器的方法将输入信号从漏极传输至栅极，不利于整流器电路小型化发展。
发明内容
本发明针对传统整流器效率不高的问题，提出了一种新型射频宽带高效率整流器，根据时域对偶原理将传统F类功率放大器设计成整流器，在晶体管的漏极与栅极之间设计耦合电路，并加入变容二极管，改变不同频段的偏压，从而实现宽带高效率整流器。
本发明的技术方案如下：
一种新型射频宽带高效率整流器，包括晶体管、信号耦合网络、输入匹配网络、输出匹配网络、输入馈电网络、整流输出信号模块和射频输入信号模块；其特征在于，在所述信号耦合网络中分别并联两个可变电容，并为可变电容提供直流偏压以调整可变电容的电容，使得整流器工作在不同频段；
射频信号通过射频输入信号模块输入至输出匹配网络，输出匹配网络将射频信号输入至晶体管的漏极，同时抑制二次谐波与三次谐波进入晶体管的漏极；输出匹配网络还将射频信号经信号耦合网络耦合到输入匹配网络，并通过改变信号耦合网络中并联的两个可变电容的直流偏压，以调整可变电容的电容，使得整流器工作在不同频段；射频信号经输入匹配网络再传输至晶体管的栅极，同时栅极电源VGG为晶体管提供栅极电压，共同控制晶体管的导通与关断，使得整流器工作在F类工作状态，将来自输出匹配网络的射频信号转换成直流信号，从晶体管的漏极输出，实现射频信号的整流；整流器工作期间，通过不断迭代负载牵引技术和源牵引技术，以调整输出匹配网络和输入匹配网络，使得整流器具有最优的整流输出效率。
进一步地，所述整流器具有同步状态检测功能，具体结构为：所述射频输入信号模块还包括输入功率检测装置，用于检测射频输入信号的功率；所述整流输出信号模块还包括输出功率检测装置，用于检测整流器输出信号的功率；所述整流器还包括FPGA可编程电压源，为两个可变电容提供直流偏压，FPGA可编程电压源还连接输入功率检测装置和输出功率检测装置，根据实时检测到的输入功率和输出功率计算整流器的输出效率，当输出效率小于FPGA可编程电压源的预设阈值时，改变可变电容的直流偏压至输出效率大于预设阈值，以保证整流器的输出效率稳定在预设阈值以上。
进一步地，所述输入匹配网络、输出匹配网络和信号耦合网络均采用微带线实现；
进一步地，所述可变电容为变容二极管。
进一步地，所述可变电容的工作状态相同。
进一步地，所述输入馈电网络包括栅极电源VGG和射频扼流圈LGG，射频扼流圈LGG连接输入匹配网络，用于防止射频信号进入栅极电源VGG。
进一步地，所述整流输出信号模块包括负载阻抗RDC和射频扼流圈LDD，负载阻抗RDC接地，射频扼流圈LDD连接晶体管漏极。
本发明的有益效果为：
本发明根据时域对偶原理将传统F类功率放大器设计成整流器，在晶体管的漏极与栅极之间的信号耦合网络中加入两个可变电容，并为可变电容提供直流偏压以调整可变电容的电容，使得整流器工作在不同频段；通过引入FPGA可编程电压源使整流器实现同步状态检测功能，在不同频段都可以达到较高的整流输出效率，从而实现宽带、高效率的整流器。
附图说明
图1为本发明实施例1的新型射频宽带高效率整流器的原理框图；
图2为本发明实施例1的新型射频宽带高效率整流器未加可变电容时的实验测试与仿真效率曲线图；
图3为本发明实施例1的新型射频宽带高效率整流器在不同电容下的效率曲线图；
图4为本发明实施例1的具有同步状态检测功能的新型射频宽带高效率整流器的原理框图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，详述本发明的技术方案。
实施例1
本实施例根据时域对偶原理将传统F类功率放大器设计成新型射频宽带高效率整流器，如图1所示，包括晶体管、信号耦合网络、输入匹配网络、输出匹配网络、输入馈电网络、整流输出信号模块和射频输入信号模块；所述输入匹配网络、输出匹配网络和信号耦合网络均采用微带线实现；
所述射频输入信号模块包括射频信号源VRFin、50Ω负载电阻RL和电容C，用于接受射频信号；
所述输出匹配网络包括的微带线1、微带线2、微带线3和微带线4，微带线1经射频输入信号模块接地，微带线4连接晶体管的漏极，微带线2与微带线4之间的连接线上连接有作为开路枝节的微带线3；
所述信号耦合网络包括依次串联的微带线5、微带线6、微带线7、微带线8、微带线9和微带线10，微带线5连接在输出匹配网络的微带线1与微带线2之间的连接线上，微带线10连接输入匹配网络；并在所述信号耦合网络的微带线7两端分别并联两个变容二极管C1和C2，分别通过VC1与VC2为变容二极管C1和C2提供直流偏压以获得不同的电容值，Lc1与LC2为射频扼流圈，防止射频信号进入直流电源；为了减少电路设计难度，使变容二极管C1和C2的工作状态相同，具有相同的电容值，通过电路仿真与优化，获得不同频段最高整流效率对应的最优电容值，调整VC1与VC2使得变容二极管C1和C2处于仿真得到的最优电容值，进而使得整流器工作在不同频段；
所述输入匹配网络包括微带线11和微带线12，微带线11连接耦合匹配网络，微带线12连接晶体管的栅极；
所述输入馈电网络包括栅极电源VGG和射频扼流圈LGG，射频扼流圈LGG连接在输入匹配网络的微带线7与微带线8之间的连接线上；
所述整流输出信号模块包括50Ω负载阻抗RDC和射频扼流圈LDD，负载阻抗RDC接地，射频扼流圈LDD连接晶体管漏极；
其中，微带线1的电长度为λ/8，特征阻抗为75Ω；微带线2的电长度为λ/6，特征阻抗为50Ω；微带线3的电长度为λ/4，特征阻抗为50Ω；微带线4的电长度为λ/4，特征阻抗为47Ω；微带线5的电长度为λ/4，特征阻抗为125Ω；微带线6的电长度为λ/4，特征阻抗为75Ω；微带线7的电长度为λ/6，特征阻抗为25Ω；微带线8的电长度为λ/12，特征阻抗为30Ω；微带线9的电长度为λ/8，特征阻抗为10Ω；微带线10的电长度为λ/8，特征阻抗为50Ω；微带线11的电长度为λ/4，特征阻抗为75Ω；微带线12的电长度为λ/6，特征阻抗为75Ω；
射频信号通过射频输入信号模块输入至输出匹配网络，输出匹配网络将5％的射频信号输入至晶体管的漏极，同时抑制二次谐波与三次谐波进入晶体管的漏极；输出匹配网络将剩余95％的射频信号经信号耦合网络耦合到输入匹配网络，并通过改变信号耦合网络中并联的两个可变电容的直流偏压，以调整可变电容的电容，使得整流器工作在不同频段；射频信号经输入匹配网络再传输至晶体管的栅极，同时栅极电源VGG为晶体管提供栅极电压，控制晶体管的导通与关断，使得整流器工作在F类工作状态，将来自输出匹配网络的射频信号转换成直流信号，从晶体管的漏极输出；整流器工作期间，通过不断迭代负载牵引技术和源牵引技术，以调整输出匹配网络和输入匹配网络，使得整流器具有最优的整流输出效率。
对于整流器电路来说，由于时间对偶原则，在功率放大器的输出端和整流器的输入端有
vRec(t)＝vPA(-t)
iRec(t)＝-iPA(-t) (1)
其中，vPA(t)和iPA(t)代表功率放大器工作时漏极的电压与电流，vRec(t)和iRec(t)代表整流器工作时漏极上的电压与电流。
对于工作在F类工作状态的功率放大器，有
Figure BDA0002582877480000051
Figure BDA0002582877480000052
其中，vPA，iPA为功率放大器工作时通过漏极的电压与电流，Vmax为漏极电压，Ron为功放工作时的输入电阻，Imax为峰值电流，θ为导通角。
对于由传统F类功率放大器设计而成的整流器来说，根据时域对偶原则，其漏极电压与电流分别为
Figure BDA0002582877480000053
Figure BDA0002582877480000054
其中，vRec，iRec为整流器工作通过漏极的电压与电流，Vmax为整流器漏极最大峰值电压，RDC为工作时的负载电阻，Imax为整流器漏极峰值电流，θ为导通角。当整流器输出功率PRec与功放漏极功率PPA近似相等时，实现将功率放大器通过时间对偶到了整流器上。
本实施例所得整流器的转换效率为
Figure BDA0002582877480000061
其中，VDC为整流器的输出电压，RDC为整流器的输出负载，PRec为整流器的直流输出功率，Pin为整流器的输入射频信号功率，ηPA，Dr(f)为整流器对应的功率放大器在工作频率f下的漏极输出效率，
Figure BDA0002582877480000062
为整流器对应的功率放大器在工作频率f下的漏极输入功率，其中，
Figure BDA0002582877480000063
为整流器在工作频率f的直流输出电流的共轭，VDD(f)为整流器在工作频率f的直流输出电压。
根据公式6，当未加可变电容时，通过测试RDC两端的直流电压VDC，得到整流器的直流输出功率PRec，根据直流输出功率PRec与测试得到的输入信号功率Pin，计算得到整流器的仿真效率曲线，与整流器的实验测试效率对比，如图2所示，可以看出宽带整流器在2.65～2.95GHz内的效率超过了60％，相比于传统的整流器，在相对带宽与效率上都有了相当大的提升，整流器带宽为300MHz，相对于传统的整流器100MHz的带宽有了很大的提升；此外，还测试了整流器在不同电容下的效率曲线，C1、C2、C3和C4的电容分别为1.7μF、2.5μF、3.2μF和7.5μF，如图3所示，得到不同电容下整流器的带宽与最高效率，见表1，
表1整流器在不同电容下的带宽与最高效率
电容值(μF) 带宽(MHz) 最高效率(％)
1.7 135 74
2.5 152 81
3.2 207 84
7.5 155 73
可以看出，通过改变变容二极管的电容，可以使整流器工作在不同的频带，并且当电容值从1.7μF调整为2.5μF、3.2μF和7.5μF时，整流器在2.15～3.1GHz内均具有优异的整流输出效率。
进一步地，在图1所示整流器结构的基础上做改进，得到具有同步状态检测功能的整流器，原理框图如图4所示：相比于图1，所述射频输入信号模块还包括输入功率检测装置，用于检测射频输入信号的功率；所述整流输出信号模块还包括输出功率检测装置，用于检测整流器输出信号的功率；所述整流器还包括FPGA可编程电压源，为两个可变电容提供直流偏压，其中存有变容二极管的电容为1.7μF～7.5μF时对应的直流偏压范围，即整流器工作在2.15～3.1GHz频段时，变容二极管的直流偏压范围；FPGA可编程电压源连接输入功率检测装置和输出功率检测装置，根据实时检测到的输入功率和输出功率计算整流器的输出效率，当输出效率小于FPGA可编程电压源的预设阈值60％时，在上述直流偏压范围内改变变容二极管的直流偏压至输出效率大于预设阈值60％，以保证整流器的输出效率稳定在60％以上，提升射频信号的利用率。

Claims (5)

1.一种新型射频宽带高效率整流器，包括晶体管、信号耦合网络、输入匹配网络、输出匹配网络、输入馈电网络、整流输出信号模块和射频输入信号模块；其特征在于，在所述信号耦合网络中分别并联两个可变电容，并为可变电容提供直流偏压以调整可变电容的电容，使得整流器工作在不同频段；
射频信号通过射频输入信号模块输入至输出匹配网络，输出匹配网络将射频信号输入至晶体管的漏极，同时抑制二次谐波与三次谐波进入晶体管的漏极；输出匹配网络还将射频信号经信号耦合网络耦合到输入匹配网络，并通过改变信号耦合网络中并联的两个可变电容的直流偏压，以调整可变电容的电容，使得整流器工作在不同频段；射频信号经输入匹配网络再传输至晶体管的栅极，同时栅极电源VGG为晶体管提供栅极电压，共同控制晶体管的导通与关断，使得整流器工作在F类工作状态，将来自输出匹配网络的射频信号转换成直流信号，从晶体管的漏极输出，实现射频信号的整流。
2.根据权利要求1所述新型射频宽带高效率整流器，其特征在于，所述射频输入信号模块还包括输入功率检测装置，用于检测射频输入信号的功率；所述整流输出信号模块还包括输出功率检测装置，用于检测整流器输出信号的功率；所述整流器还包括FPGA可编程电压源，为两个可变电容提供直流偏压，FPGA可编程电压源还连接输入功率检测装置和输出功率检测装置，根据实时检测到的输入功率和输出功率计算整流器的输出效率，当输出效率小于FPGA可编程电压源的预设阈值时，改变可变电容的直流偏压至输出效率大于预设阈值，以保证整流器的输出效率稳定在预设阈值以上。
3.根据权利要求1、2所述新型射频宽带高效率整流器，其特征在于，所述输入匹配网络、输出匹配网络和信号耦合网络均采用微带线实现。
4.根据权利要求1、2所述新型射频宽带高效率整流器，其特征在于，所述可变电容为变容二极管。
5.根据权利要求1、2所述新型射频宽带高效率整流器，其特征在于，所述可变电容的工作状态相同。
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