CN111884594B - 一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法 - Google Patents
一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法 Download PDFInfo
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 24
- 238000012937 correction Methods 0.000 title claims abstract description 20
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims abstract description 52
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 24
- 238000002955 isolation Methods 0.000 claims description 18
- 230000008447 perception Effects 0.000 claims description 15
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 9
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 5
- 238000003780 insertion Methods 0.000 claims description 4
- 230000037431 insertion Effects 0.000 claims description 4
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 3
- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 3
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
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Abstract
本发明是一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法。本发明属于射频混频器的校正技术领域，本发明对射频混频器中的非理想特性进行数学建模，引入混频器中的非理想特性，对随机解调系统进行数字化建模；设置起始频率和输入信号频率；对系统输出信号进行均匀采样，采样率和采样时间均与随机解调系统相同，得到采样值；构造感知矩阵，实现信号的校正。本发明解决了实际的射频混频器与理想混频器之间的非理想差异使得实际系统的感知矩阵与理想情况下有较大偏差从而导致信号无法重构的问题，能够实现信号的完美重构。
Description
技术领域
本发明涉及射频混频器校正技术领域，是一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法。
背景技术
莱斯大学的Richard Baraniuk和其研究团队2006年提出了随机解调(RandomDemodulation,RD)系统，是一种将压缩感知理论拓展到模拟域的技术和方法，其硬件结构如图1所示，其硬件结构主要包括混频器、滤波器和伪随机序列发生器，其处理流程主要包括混频、低通滤波、均匀采样、信号重构四个步骤。
虽然RD系统的硬件结构非常简单，但是其物理实现时还存在一些技术问题，尤其是当频率达到射频域的时候，硬件特性发生了很大的变化。由图1可知，该系统的核心器件是混频器，而实际的射频混频器和理想的射频混频器相比主要有以下几个非理想特性：RF和LO端口的VSWR、L-R隔离度、L-I隔离度和变频损耗，由于实际的射频混频器存在以上的非理想特性，所以此时对随机解调系统分析时，便不可忽略射频混频器的非理想特性带来的影响，如果不考虑这些影响，便难以获取实际系统的感知矩阵，进而实现脉冲序列的理想重构。
发明内容
本发明为解决实际的射频混频器与理想混频器之间的非理想差异使得信号的理想重构难以实现，从而提出一种用于随机解调系统的射频混频器的分析和校正方法来获取实际系统的感知矩阵，进而实现信号的理想重构，本发明提供了一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法，本发明提供了以下技术方案：
一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法，包括以下步骤：
步骤1：对射频混频器中的非理想特性进行数学建模，引入混频器中的非理想特性，对随机解调系统进行数字化建模；
步骤2：设置起始频率，步进频率以及步进次数，初始化计数变量，感知矩阵的实部和虚部，对被测信号进行滤波；
步骤3：设置输入信号频率为fi幅值为1的正弦信号，输入伪随机序列信号的初始值，并保持伪随机序列信号的初始值不变；
步骤4：对系统输出信号进行均匀采样，采样率和采样时间均与随机解调系统相同，得到采样值；
步骤5：将采样值加入到感知矩阵的虚部的第i列中，得到感知矩阵Θ的虚部Θim；
步骤6：设置输入信号为频率为fi，幅值为1的余弦信号，输入伪随机序列信号的初始值，并保持伪随机序列信号的初始值不变，重复步骤3至步骤6中，得到感知矩阵Θ的实部Θre；
步骤7：根据获得的感知矩阵实部Θre和虚部Θim，构造感知矩阵，实现信号的校正。
优选地，所述步骤1具体为：射频混频器中的非理想特性包括LO和RF端口的驻波、LO-RF隔离度以及LO-IF隔离度，基于射频混频器中的非理想特性进行数学建模；
基于RF端口的驻波造成的输入信号能量的衰减，确定输入到混频器中的被测信号，通过下式表示输入到混频器中的被测信号：
XRF(f)＝rRF(f)X(f)
其中，XRF(f)为输入到混频器中的被测信号，rRF(f)为为混频器RF端口信号反射后输出和输入的比值，，X(f)为被测信号
基于LO端口的非理想特性使，混频序列的波形发生畸变，根据LO-RF端口的隔离度，确定从LO端口馈通到RF端口的混频信号，通过下式表示从LO端口馈通到RF端口的混频信号PLR(f)：
PLR(f)＝wLR(f)P′(f)
其中，wLR(f)为混频器LO端口到RF端口的馈通程度，P′(f)为混频序列；
当馈通到RF端口的混频信号被前端的射频器件反射后会再次进入到混频器中，确定输入到混频器RF端口中信号，通过下式表示输入到混频器RF端口中信号ZRF：
ZRF＝XRF(f)+rS(f)PLR(f)
其中，ZRF为最终输入到混频器RF端口中信号，rS(f)为前端的射频器件反射后输出和输入的比值。
插入损耗影响频域特性，确定混频后的信号，通过下式表示混频后的信号ZD(f)：
ZD(f)＝d(f)[ZRF(f)*P′(f)]
其中，d(f)为混频器的变频损耗；
进行混频后，IF端口输出的信号中存在由于LO-IF隔离度导致的馈通信号，混频器的IF端口中存在混频序列的信号，确定混频的最终输出信号，通过下式表示混频的最终输出信号Z(f)：
Z(f)＝ZD(f)+wLI(f)P′(f)
＝d(f)[ZRF(f)*P′(f)]+wLI(f)P′(f)
＝d(f){[XRF(f)+rS(f)PLR(f)]*P′(f)}+wLI(f)P′(f)
＝d(f)rRF(f)X(f)*P′(f)+d(f)rS(f)wLR(f)P′(f)*P′(f)+wLI(f)P′(f)
其中，wLI(f)为LO端口到IF端口的馈通程度。
优选地，所述步骤2具体为：
设置起始频率f1，步进频率df以及步进次数N，初始化计数变量i、感知矩阵Θ的实部Θre和虚部Θim；
当实际的滤波器单位脉冲响应为h′(t)时，实际的滤波器频域为H′(f)，混频后的信号在经过低通滤波器后滤波，通过下式表示经过低通滤波器后的信号Y(f)：
其中，f0为被测信号x(t)的基波频率；
对Y(f)进行IFT变换，通过下式表示Y(f)进行IFT变换的结果y(t)：
其中，αk为被测信号的在稀疏域的系数，ψk为稀疏基函数；
经过d(f)rS(f)wLR(f)的衰减忽略不计，对y(t)进行简化，通过下式表示简化后的y(t)：
其中，y′(t)为经过随机解调系统后的信号。
优选地，根据获得的感知矩阵实部Θre和虚部Θim，构造感知矩阵，通过下式表示感知矩阵Θ：
Θ＝Θre+jΘim。
本发明具有以下有益效果：
本发明解决了实际的射频混频器与理想混频器之间的非理想差异使得实际系统的感知矩阵与理想情况下有较大偏差从而导致信号无法重构的问题。用这种方法实验，只需要保证被测信号和伪随机序列混频时所用的伪随机序列，与构造感知矩阵时所用的伪随机序列相同即可，并不需要知道混频器的实际特性，由于感知矩阵是从实际系统中直接获取的，更符合实际系统的特性。因此，能够实现信号的完美重构。
附图说明
图1为随机解调系统结构图；
图2为混频器示意图；
图3为理论计算得到的感知矩阵；
图4为校正后得到的感知矩阵灰度图；
图5为校正后所获得的感知矩阵误差；
图6为时域中理论情况和本方法校正情况下的重构信号对比图；
图7为频域中理论情况和本方法校正情况下的重构信号对比图。
具体实施方式
以下结合具体实施例，对本发明进行了详细说明。
具体实施例一：
步骤1：对射频混频器中的非理想特性进行数学建模，引入混频器中的非理想特性，对随机解调系统进行数字化建模；
步骤2：设置起始频率，步进频率以及步进次数，初始化计数变量，感知矩阵的实部和虚部，对被测信号进行滤波；
步骤3：设置输入信号频率为fi幅值为1的正弦信号，输入伪随机序列信号的初始值，并保持伪随机序列信号的初始值不变；
步骤4：对系统输出信号进行均匀采样，采样率和采样时间均与随机解调系统相同，得到采样值；
步骤5：将采样值加入到感知矩阵的虚部的第i列中，得到感知矩阵Θ的虚部Θim；
步骤6：设置输入信号为频率为fi，幅值为1的余弦信号，输入伪随机序列信号的初始值，并保持伪随机序列信号的初始值不变，重复步骤3至步骤6中，得到感知矩阵Θ的实部Θre；
步骤7：根据获得的感知矩阵实部Θre和虚部Θim，构造感知矩阵，实现信号的校正。
优选地，所述步骤1具体为：射频混频器中的非理想特性包括LO和RF端口的驻波、LO-RF隔离度以及LO-IF隔离度，基于射频混频器中的非理想特性进行数学建模；
基于RF端口的驻波造成的输入信号能量的衰减，确定输入到混频器中的被测信号，通过下式表示输入到混频器中的被测信号：
XRF(f)＝rRF(f)X(f)
其中，XRF(f)为输入到混频器中的被测信号，rRF(f)为混频器RF端口信号反射后输出和输入的比值，X(f)为被测信号；
基于LO端口的非理想特性使，混频序列的波形发生畸变，根据LO-RF端口的隔离度，确定从LO端口馈通到RF端口的混频信号，通过下式表示从LO端口馈通到RF端口的混频信号PLR(f)：
PLR(f)＝wLR(f)P′(f)
其中，wLR(f)为混频器LO端口到RF端口的馈通程度，P′(f)为混频序列；
当馈通到RF端口的混频信号被前端的射频器件反射后会再次进入到混频器中，确定输入到混频器RF端口中信号，通过下式表示输入到混频器RF端口中信号ZRF：
ZRF＝XRF(f)+rS(f)PLR(f)
其中，ZRF为最终输入到混频器RF端口中信号，rS(f)为前端的射频器件反射后输出和输入的比值。
插入损耗影响频域特性，确定混频后的信号，通过下式表示混频后的信号ZD(f)：
ZD(f)＝d(f)[ZRF(f)*P′(f)]
其中，d(f)为混频器的变频损耗；
进行混频后，IF端口输出的信号中存在由于LO-IF隔离度导致的馈通信号，混频器的IF端口中存在混频序列的信号，确定混频的最终输出信号，通过下式表示混频的最终输出信号Z(f)：
Z(f)＝ZD(f)+wLI(f)P′(f)
＝d(f)[ZRF(f)*P′(f)]+wLI(f)P′(f)
＝d(f){[XLR(f)+rS(f)PLR(f)]*P′(f)}+wLI(f)P′(f)
＝d(f)rRF(f)X(f)*P′(f)+d(f)rS(f)wLR(f)P′(f)*P′(f)+wLI(f)P′(f)
其中，wLI(f)为LO端口到IF端口的馈通程度。
优选地，所述步骤2具体为：
设置起始频率f1，步进频率df以及步进次数N，初始化计数变量i、感知矩阵Θ的实部Θre和虚部Θim；
当实际的滤波器单位脉冲响应为h′(t)时，实际的滤波器频域为H′(f)，混频后的信号在经过低通滤波器后滤波，通过下式表示经过低通滤波器后的信号Y(f)：
其中，f0为被测信号x(t)的基波频率；
对Y(f)进行IFT变换，通过下式表示Y(f)进行IFT变换的结果y(t)：
其中，αk为被测信号的在稀疏域的系数，ψk为稀疏基函数，
经过d(f)rS(f)wLR(f)的衰减忽略不计，对y(t)进行简化，通过下式表示简化后的y(t)：
其中，y′(t)为经过随机解调系统后的信号。
优选地，根据获得的感知矩阵实部Θre和虚部Θim，构造感知矩阵，通过下式表示感知矩阵Θ：
Θ＝Θre+jΘim。
具体实施例二：
步骤1：对射频混频器中的非理想特性进行数学建模，如图2所示，在RD系统中的混频器需要考虑的非理想特性主要包括LO和RF端口的驻波、LO-RF隔离度以及LO-IF隔离度等，前者会造成输入信号的衰减，后两者会使得输入的被测信号以及输出的IF信号中含有混频函数的信号成分。其中，rRF(f)混频器RF端口信号反射后输出和输入的比值；wLR(f)表示混频器LO端口到RF端口的馈通程度；rS(f)为前端的射频器件反射后输出和输入的比值；d(f)表示混频器的变频损耗；wLI(f)表示LO端口到IF端口的馈通程度。
步骤2：引入混频器中的非理想特性，对随机解调系统进行数字化建模
首先考虑RF端口的驻波造成的输入信号能量的衰减，因此真正输入到混频器中的被测信号可以表示为：
XRF(f)＝rRF(f)X(f)
同样的LO端口的非理想特性使该混频序列的波形发生严重的畸变，发生波形畸变的混频序列表示为p′(t)，其频谱为P′(f)。
考虑LO-RF端口的隔离度，从LO端口馈通到RF端口的混频信号可以表示为：
PLR(f)＝wLR(f)P′(f)
而馈通到RF端口的混频信号被前端的射频器件反射后会再次进入到混频器中，因此输到混频器RF端口中信号可以表示为：
ZRF＝XRF(f)+rS(f)PLR(f)
由于插入损耗也会影响频域特性，混频后的信号可以表示为：
ZD(f)＝d(f)[ZRF(f)*P′(f)]
在混频之后，IF端口输出的信号中还会存在一部分由于LO-IF隔离度导致的馈通信号。混频器的IF端口中将会有一部分混频序列的信号。因此混频最终输出可以表述为：
Z(f)＝ZD(f)+wLI(f)P′(f)
＝d(f)[ZRF(f)*P′(f)]+wLI(f)P′(f)
＝d(f){[XLR(f)+rS(f)PLR(f)]*P′(f)}+wLI(f)P′(f)
＝d(f)rRF(f)X(f)*P′(f)+d(f)rS(f)wLR(f)P′(f)*P′(f)+wLI(f)P′(f)
步骤3：对被测信号进行滤波
假设实际的滤波器单位脉冲响应可表示为h′(t)，其频域可表示为H′(f)。混频后的信号在经过低通滤波器后可表示为：
Y(f)＝Z(f)H′(f)
＝d(f)rRF(f)X(f)*P′(f)H′(f)+d(f)rS(f)wLR(f)P′(f)*P′(f)H′(f)+wLI(f)P′(f)H′(f)
又由于x(t)为多频点信号，则X(f)可表示为：
则式Y(f)可改写为：
其中f0为被测信号x(t)的基波频率。
将上式进行IFT变换可得：
由于P′(f)的频谱类似于白噪声，在第二项中P′(f)*P′(f)依旧类似于噪声且经过d(f)rS(f)wLR(f)的衰减可以忽略不计，第三项可以看作是叠加在混频后的信号上的噪声，因而我们主要考虑第一项的影响，上式可写为：
步骤4：设置起始频率f1，步进频率df以及步进次数N，初始化计数变量i，感知矩阵Θ的实部Θre和虚部Θim。
步骤5：设置输入信号频率为fi幅值为1的正弦信号xi(t)＝sin(2πfit)，伪随机序列信号的初始值，并保持不变；
步骤6：对系统输出信号进行均匀采样，采样率和采样时间都与之前进行实际实验时设置一样，获得采样值yi[m]，m＝1,2,...,M；
步骤7：将yi[m]加入到Θim的第i列中；
步骤8：计数变量i＝i+1，如果i≤N，fi+1＝fi+df，重复步骤五至步骤七。这样我们就得到了感知矩阵Θ的虚部Θim。
步骤9：设置输入信号为频率为fi，幅值为1的余弦信号xi(t)＝cos(2πfit)，伪随机序列信号的初始值，并保持不变；重复步骤五至步骤八中的操作，即可得到感知矩阵Θ的实部Θre。
步骤10：通过步骤五至步骤九中获得的感知矩阵实部Θre和虚部Θim构造感知矩阵Θ＝Θre+jΘim。
为了验证该方法的有效性，进行以下实验来验证。
射频混频器的建模采用mini-Circuits公司的ZX05-42MH+混频器为例进行分析，设置仿真参数如下：奈奎斯特频率为2GHz，信号最大频率不超过1GHz，观测时间为10μs，频点个数为10个。图3是通过理论计算获得的感知矩阵的模值图；图4使用本方法校正后得到的感知矩阵的模值图，其中参数设置如下：起始频率0GHz，步进频率0.1MHz，步进次数1000次；图5是理论计算和本方法校正后得到的感知矩阵之间的误差，可以看出在仿真中两者的最大差值为0.6，可以认为当系统使用非理想射频器件的情况下，理论计算所获得感知矩阵式错误的，而校正获得的感知矩阵是正确的，即本发明可以准确得到实际系统的感知矩阵。
图6和图7分别是时域和频域中理论情况和本方法校正情况下的重构信号对比，可以看出在使用了本发明的校正方法后的信号重构结果与原始被测信号一致，而未进行补偿的重构信号则发生很大的畸变，证明了本发明的有效性。
以上所述仅是一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法的优选实施方式，一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于该思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本领域的技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和变化，这些改进和变化也应视为本发明的保护范围。
Claims (3)
1.一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法，其特征是：包括以下步骤：
步骤1：对射频混频器中的非理想特性进行数学建模，引入混频器中的非理想特性，对随机解调系统进行数字化建模；
所述步骤1具体为：射频混频器中的非理想特性包括LO和RF端口的驻波、LO-RF隔离度以及LO-IF隔离度，基于射频混频器中的非理想特性进行数学建模；
基于RF端口的驻波造成的输入信号能量的衰减，确定输入到混频器中的被测信号，通过下式表示输入到混频器中的被测信号：
XRF(f)＝rRF(f)X(f)
其中，XRF(f)为输入到混频器中的被测信号，rRF(f)为混频器RF端口信号反射后输出和输入的比值，X(f)为被测信号；
基于LO端口的非理想特性使，混频序列的波形发生畸变，根据LO-RF端口的隔离度，确定从LO端口馈通到RF端口的混频信号，通过下式表示从LO端口馈通到RF端口的混频信号PLR(f)：
PLR(f)＝wLR(f)P′(f)
其中，wLR(f)为混频器LO端口到RF端口的馈通程度，P′(f)为混频序列；
当馈通到RF端口的混频信号被前端的射频器件反射后会再次进入到混频器中，确定输入到混频器RF端口中信号，通过下式表示输入到混频器RF端口中信号ZRF：
ZRF＝XRF(f)+rS(f)PLR(f)
其中，ZRF为最终输入到混频器RF端口中信号，rS(f)为前端的射频器件反射后输出和输入的比值；
插入损耗影响频域特性，确定混频后的信号，通过下式表示混频后的信号ZD(f)：
ZD(f)＝d(f)[ZRF(f)*P′(f)]
其中，d(f)为混频器的变频损耗；
进行混频后，IF端口输出的信号中存在由于LO-IF隔离度导致的馈通信号，混频器的IF端口中存在混频序列的信号，确定混频的最终输出信号，通过下式表示混频的最终输出信号Z(f)：
Z(f)＝ZD(f)+wLI(f)P′(f)
＝d(f)[ZRF(f)*P′(f)]+wLI(f)P′(f)
＝d(f){[XRF(f)+rS(f)PLR(f)]*P′(f)}+wLI(f)P′(f)
＝d(f)rRF(f)X(f)*P′(f)+d(f)rS(f)wLR(f)P′(f)*P′(f)
+wLI(f)P′(f)
其中，wLI(f)为LO端口到IF端口的馈通程度；
步骤2：设置起始频率，步进频率以及步进次数，初始化计数变量，感知矩阵的实部和虚部，对被测信号进行滤波；
步骤3：设置输入信号频率为fi幅值为1的正弦信号，输入伪随机序列信号的初始值，并保持伪随机序列信号的初始值不变；
步骤4：对系统输出信号进行均匀采样，采样率和采样时间均与随机解调系统相同，得到采样值；
步骤5：将采样值加入到感知矩阵的虚部的第i列中，得到感知矩阵Θ的虚部Θim；
步骤6：设置输入信号为频率为fi，幅值为1的余弦信号，输入伪随机序列信号的初始值，并保持伪随机序列信号的初始值不变，重复步骤3至步骤6中，得到感知矩阵Θ的实部Θre；
步骤7：根据获得的感知矩阵实部Θre和虚部Θim，构造感知矩阵，实现信号的校正。
2.根据权利要求1所述的一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法，其特征是：所述步骤2具体为：
设置起始频率f1，步进频率df以及步进次数N，初始化计数变量i、感知矩阵Θ的实部Θre和虚部Θim；
当实际的滤波器单位脉冲响应为h′(t)时，实际的滤波器频域为H′(f)，混频后的信号在经过低通滤波器后滤波，通过下式表示经过低通滤波器后的信号Y(f)：
其中，f0为被测信号x(t)的基波频率；
对Y(f)进行IFT变换，通过下式表示Y(f)进行IFT变换的结果y(t)：
其中，αk为被测信号的在稀疏域的系数，ψk为稀疏基函数；
经过d(f)rS(f)wLR(f)的衰减忽略不计，对y(t)进行简化，通过下式表示简化后的y(t)：
其中，y′(t)为经过随机解调系统后的信号。
3.根据权利要求1所述的一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法，其特征是：根据获得的感知矩阵实部Θre和虚部Θim，构造感知矩阵，通过下式表示感知矩阵Θ：
Θ＝Θre+jΘim。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202010528779.XA CN111884594B (zh) | 2020-06-11 | 2020-06-11 | 一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法 |
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|---|---|---|---|
| CN202010528779.XA CN111884594B (zh) | 2020-06-11 | 2020-06-11 | 一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN111884594A CN111884594A (zh) | 2020-11-03 |
| CN111884594B true CN111884594B (zh) | 2024-02-13 |
Family
ID=73156840
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202010528779.XA Active CN111884594B (zh) | 2020-06-11 | 2020-06-11 | 一种用于随机解调系统的射频混频器的校正方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN111884594B (zh) |
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| CN104104394A (zh) * | 2014-06-13 | 2014-10-15 | 哈尔滨工业大学 | 基于mls序列获取随机解调系统感知矩阵的信号重构方法及系统 |
| US9197283B1 (en) * | 2014-12-18 | 2015-11-24 | Raytheon Company | Reconfigurable wideband channelized receiver |
-
2020
- 2020-06-11 CN CN202010528779.XA patent/CN111884594B/zh active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN111884594A (zh) | 2020-11-03 |
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