CN111880170A - 基于arm的lfmcw雷达测距系统 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于ARM的LFMCW雷达测距系统，涉及雷达测距技术领域。所述测距系统包括微处理器模块，所述微处理器模块的控制信号输出端与小数分频器PLL电路的信号输入端连接，所述小数分频器PLL电路的与射频收发电路双向连接，所述射频收发电路的中频差分信号信号输出端与滤波放大电路的信号输出端连接，所述滤波放大电路的信号输出端与所述微处理器模块的中频差分信号输入端连接，所述微处理器的信号输出端与显示模块的信号输入端连接。所述测距系统具有探测精度高、通用性强、可靠性好以及体积小等优点。

Description

基于ARM的LFMCW雷达测距系统
技术领域
本发明涉及雷达测距技术领域，尤其涉及一种基于ARM的LFMCW雷达测距系统。
背景技术
近距离测距技术是一种探测距离从零点几米到几百米的非接触式探测技术，雷达常用的脉冲信号、脉冲压缩信号、频率捷变信号能够实现远距离目标的探测，但对近距离目标探测会出现距离模糊和测距精度低等问题。线性调频连续波(Linear FrequencyModulated Continuous Wave，LFMCW)雷达具有分辨率高、发射功率低、可以消除距离盲区、方向性好等优良性能，被广泛应用在高精度定位要求的工业雷达传感器、飞机高度计和车载雷达传感器中。随着毫米波元器件和探测技术不断发展，LFMCW雷达结合毫米波集成技术能够实现高精度测距，具有连续测距、不受天气影响、大大缩小体积和成本等优点，在汽车雷达、战场雷达、马路测速雷达、液面测高雷达等军事民用雷达领域得到了广泛应用。目前LFMCW雷达系统普遍存在设计成本高、测距精度差等问题。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是如何提供一种探测精度高、通用性强、可靠性好、体积小的基于ARM的LFMCW雷达测距系统。
为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：一种基于ARM的LFMCW雷达测距系统，其特征在于：包括微处理器模块，所述微处理器模块的控制信号输出端与小数分频器PLL电路的信号输入端连接，所述小数分频器PLL电路的与射频收发电路双向连接，所述射频收发电路的中频差分信号信号输出端与滤波放大电路的信号输出端连接，所述滤波放大电路的信号输出端与所述微处理器模块的中频差分信号输入端连接，所述微处理器的信号输出端与显示模块的信号输入端连接；微处理器模块通过接口对PLL电路进行配置，小数分频器PLL电路产生锯齿波作为射频收发电路的压控振荡器调制信号，射频信号经天线辐射出去，同时经过分频输出作为小数分频器PLL电路的参考信号，射频收发电路通过天线发射信号，该信号遇到目标后产生回波，通过接收天线返回射频收发电路，经过混频器与本振信号进行混频，产生含有距离信息的差频信号，然后差频信号经过滤波放大电路进行放大滤波处理，最后由微处理器模块内部的ADC对差频信号进行差分采集，采集信号通过DMA传输，通过DMA中断函数在微处理器模块内部进行信号处理，得出目标距离，距离信息通过接口与外部通信并实时显示出来。
进一步的技术方案在于：所述微处理器模块使用STM32F03型ARM芯片，所述STM32f303通过SPI接口控制所述PLL电路产生锯齿波作为调制信号，PLL电路反馈的锯齿波完成信号作为ADC采样的启动信号，ADC采用差分模式对中频信号采样，采集数据通过DMA传输，STM32f303内部集成浮点运算器，通过DMA中断服务函数对采集的信号进行FFT运算，得出目标距离通过串口与上位机显示。
优选的，所述小数分频器PLL电路使用ADF4158型芯片作为小数N分频频率合成器。
优选的，所述射频收发电路为77GHz射频收发电路。
进一步的技术方案在于：所述小数分频器PLL电路产生锯齿波引脚与射频收发电路的输入引脚相连，射频收发电路的射频信号输出引脚与小数分频器PLL电路的参考电压引脚相连，差分信号输出引脚与放大滤波电路的输入端相连。
进一步的技术方案在于：所述滤波放大电路包括一级放大电路、滤波电路以及二级放大电路，所述一级放大电路的信号输入端与所述差分信号模块的信号输出端连接，所述一级放大电路的输出端与滤波电路的输入端连接，所述滤波电路的输出端与二级放大电路的输入端连接，所述二级放大电路的输出端为所述滤波放大电路的信号输出端。
进一步的技术方案在于：所述一级放大电路包括LT1678IS8型运算放大器U7B，所述U7B的5脚与滑动变阻器R26的滑动端连接，所述滑动变阻器R26的一端接地，另一端接3.3V电源；所述U7B的6脚与所述所述U7B的7脚连接，所述U7B的7脚与AD8426ACPZ_R7型运算放大器U8B的7脚连接，所述U8B的10脚经电阻R20与所述U8B的11脚连接，所述U8B的9脚分为三路，第一路经电容C44接地，第二路经电阻R19接地，第三路为IF_Qp输入端，所述U8B的12脚分为三路，第一路经电容C43接地，第二路经电阻R18接地，第三路为IF_Qn输入端，所述U8B的16脚分为两路，第一路接3.3V电源，第二路经电容C42接地，所述U8B的14脚分为两路，第一路经电阻R75接地，第二路与电阻R21的一端连接，所述电阻R21的另一端为所述一级放大电路的信号输出端。
进一步的技术方案在于：所述AD8426的传递函数为：
VOUT＝G×(VIN+-VIN-)+VREF
其中：
Figure BDA0002634111970000031
RG为增益电阻，当电阻为12.4KΩ时，增益为5倍，芯片的参考电压VREF是由电压跟随器来提供的，通过修改滑动变阻器R26的阻值改变参考电压，调节电路性能。
进一步的技术方案在于：所述滤波电路的输入端分为三路，第一路与一级放大电路的输出端连接，第二路与电阻R22的一端连接，第二路与电容C45的一端连接，所述电阻R22的另一端分为两路，第一路与LT1678IS8型运算放大器U10A的同相输入端连接，第二路经电容C46接地，所述电容C45的另一端分为两路，第一路与所述U10A的反相输入端连接，第二路与所述U10A的输出端连接，所述U10A的输出端经电阻R23后分为两路，第一路与电阻R24的一端连接，第二路与电容C47的一端连接，电阻R24的另一端分为两路，第一路经电容C48接地，第二路与LT1678IS8型运算放大器U10B的同相输入端连接，所述电容C47的另一端分为两路，第一路与所述U10B的反相输入端连接，第二路与所述U10B的输出端连接，所述U10B的输出端为所述滤波电路的信号输出端。
进一步的技术方案在于：所述二级放大电路包括ADA4941型差分驱动器U12，所述U12的1脚分为三路，第一路经电阻R37与所述U12的4脚连接，第二路经滑动变阻器R36与所述U12的4脚连接，第三路经电阻R35与所述滤波电路的输出端连接，所述U12的2脚分为三路，第一路经电容C56接地，第二路经电阻R40接地，第三路经电阻R39与3.3V电源连接，所述U12的3脚分为两路，第一路经电容C55接地，第二路与3.3V电源连接，所述U12的8脚分为两路，第一路经电容C54接地，第二路经电阻R38与滑动变阻器R46的滑动端连接，所述滑动变阻器R46的一端接地，另一端与3.3V电源连接，所述U12的6脚和7脚接地，所述U12的4脚与电阻R41的一端连接，所述电阻R41的另一端分为两路，第一路经电容C57接地，第二路为所述二级放大电路的一个信号输出端，所述U12的5脚与电阻R42的一端连接，所述电阻R42的另一端分为两路，第一路经电容C58接地，第二路为所述二级放大电路的另一个信号输出端。
采用上述技术方案所产生的有益效果在于：本申请所述测距系统采用ARM+PLL+射频收发器的结构，实现了毫米波LFMCW雷达测距系统。该系统信号调制带宽高达6GHz，并可直接应用在汽车雷达、战场雷达、引信等领域，具有测距精度高、通用性强、体积小等明显优势。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
图1是本发明实施例中LFMCW雷达测距原理示意图；
图2是本发明实施例所述系统的原理框图；
图3是本发明实施例中Muxout上斜坡完成信号波形图；
图4是本发明实施例所述系统中一级放大电路的原理图；
图5是本发明实施例所述系统中滤波电路的原理图；
图6是本发明实施例所述系统中二级放大电路的原理图；
图7是本发明实施例所述系统的软件流程图。
具体实施方式
下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
LFMCW信号有两种常见的调频方式，分别为锯齿波调频和三角波调频，这里以锯齿波LFMCW信号为例简述其测距原理。如图1所示，雷达发射的锯齿波和接收到的锯齿波信号形状相同，只是时间延迟了τ，τ与目标距离R的关系可表示为：
Figure BDA0002634111970000051
其中，c为光速，R为目标距离。
令μ为锯齿波调制斜率，最大调频频偏为B，调制周期为T，则：
Figure BDA0002634111970000052
差频信号：
f0＝μτ (3)
在实际测距中，f0是信号处理系统对差频信号分析处理后的结果，由f0可得出目标距离：
Figure BDA0002634111970000053
由公式(4)可看出，调制周期T越小、最大调频频偏B越大，得到的目标距离越精确。
如图2所示，本发明实施例公开了一种基于ARM的LFMCW雷达测距系统，包括微处理器模块，所述微处理器模块的控制信号输出端与小数分频器PLL电路的信号输入端连接，所述小数分频器PLL电路的与射频收发电路双向连接，所述射频收发电路的中频差分信号信号输出端与滤波放大电路的信号输出端连接，所述滤波放大电路的信号输出端与所述微处理器模块的中频差分信号输入端连接，所述微处理器的信号输出端与显示模块的信号输入端连接。电源模块直接采用5V输入，通过LM3117-3.3芯片转换为3.3V供电电压，这里不再赘述。
所述LFMCW雷达测距系统工作流程如下：首先微处理器模块(使用ARM芯片，当然还可以使用其它芯片)通过SPI对PLL芯片进行配置，小数分频器PLL电路产生锯齿波作为射频收发电路(使用77GHz射频收发芯片，当然还可以使用其它类型的收发芯片)的压控振荡器(VCO)调制信号，射频信号经天线辐射出去，同时经过32分频输出作为PLL芯片的参考信号，77GHz射频收发芯片通过天线发射信号，该信号遇到目标后产生回波，通过接收天线返回雷达，经过混频器与本振信号进行混频，产生含有距离信息的差频信号，然后差频信号经过滤波放大电路进行放大滤波处理，最后由ARM内部ADC对差频信号进行差分采集，采集信号通过DMA传输，通过DMA中断函数在ARM内部进行信号处理，得出目标距离，距离信息可通过RS232串口与外部通信并实时显示出来。
ARM电路模块主要是控制PLL产生锯齿波、控制ADC对中频信号进行采集，并对采集的数据处理。
LFMCW雷达系统是通过对中频信号频谱分析得出目标距离信息，系统信号处理模块通常是由ADC将中频信号数字化处理再由DSP对信号进行FFT变换求出信号频谱。该系统差频信号经滤波放大电路后变成4路I+、I-、Q+、Q-的差频信号形式，若系统用外部ADC对差频信号采集则需用两个高精度带有差分模式的ADC，再对采集到的信号进行数据处理，该方式不仅设计电路复杂，而且不利于微型化设计。系统采用毫米波LFMCW雷达测距原理，为了满足高精度测距需求，ADC的采样率需达到5MHz的要求，并具有差分多路采样功能，鉴于此，系统选择STM32f303芯片作为ARM微控制器。
首先，STM32f303通过SPI接口控制PLL产生锯齿波作为调制信号，由于PLL芯片是32位寄存器，而SPI只能实现8位的数据传输，所述系统采用STM32f303的I/O端口对PLL进行配置；PLL反馈的锯齿波完成信号作为ADC采样的启动信号，为了提高抑制共模信号的能力，ADC采用差分模式对中频信号采样，采集数据通过DMA传输，STM32f303内部集成浮点运算器(FPU)，通过DMA中断服务函数对采集的信号进行FFT运算，得出目标距离通过串口与上位机显示。本申请通过STM32Cube Mx软件来配置STM32f303双路ADC差分模式，选择ADC1通道1和ADC2通道3为差分输入通道，将两个ADC设置成为双重规则同步模式并打开DMA请求，采集到的差分信号通过DMA传输。
小数分频器锁相环电路设计：
LFMCW雷达测距系统用锯齿波信号作为调制信号，产生锯齿波脉冲调频信号，最常用的方法是用直接数字频率合成器(DDS)产生锯齿波信号，该方法外围电路结构简单，但是输出频率不能太高，相位量化噪声和幅度量化噪声会导致输出很高的噪声电平。锁相环(PLL)作为时钟发生器，锁相环频率合成器具有精度高、低功耗、微型化等特点在通信领域应用广泛，由于传统的PLL不能同时兼顾低相位噪声和小频率步进，因此采用小数分频锁相环频率合成锯齿波。ADF4158型芯片是一种能够产生6.1GHz频率的小数N分频频率合成器，可以在这个赫兹下产生次赫兹频率分辨率，PLL产生锯齿波的方法解决了DDS产生LFMCW斜坡信号需要补偿VCO调谐特性非线性度的缺点，便于控制和生成锯齿波信号，频率稳定性高，分辨率高。在设计时，只需配置PLL的相应寄存器，并下载到芯片，无需ARM其他指令即可自动的产生锯齿波信号。ADF4158内部有8个32位寄存器，其编程模式是配置8个寄存器相应位，并按照R7，R6，R5，R4，R2，R2，R1，R0下载顺序以实现对其进行控制，产生需要的波形。
ADA4941还有一个重要功能就是产生斜坡完成信号并通过MUXOUT管脚输出高电平信号，为了激活其功能配置寄存器R0的DB[30:27]＝1111，寄存器R5的DB[25:21]＝00011，MUXOUT输出斜坡完成信号如图3所示，可以看出，在每一个锯齿波电压完成时，MUXOUT引脚都会输出一个高电平脉冲信号。所述系统设定的锯齿波调频周期为2ms，那么可将MUXOUT输出信号作为单片机STM32f303内部ADC启动信号，确保每次采样数据在一个完整的回波周期，此外，为保证采集的信号都是中差频信号，可将采样时刻延后MUXOUT输出信号一定时间，在实际操作中，设定的延后时间为200us。
77GHz射频收发电路设计
系统射频收发电路包括压控振荡器(VCO)、中频信号放大器和混频器。本系统通过PLL产生锯齿波作为调制信号，信号经VCO变77GHz射频信号，射频信号一路经32分频作为PLL的参考信号，另一路经过发射天线发射，发射信号遇到目标后反射经接收天线接收，接收信号通过LNA放大，并与发射信号经混频器混频得到中频信号，中频信号再经滤波放大电路传送到数据处理模块。电路引脚关系如下：锁相环PLL产生锯齿波引脚CP与射频芯片输入引脚相连，射频信号div引脚与PLL参考电压RFIN引脚相连，差分信号输出引脚与放大滤波电路相连。
滤波放大电路设计：
77GHz射频收发芯片接收到的目标回波信号与本地振荡器进行混频得到中频回波信号，该信号是以四路差分信号的形式输出，分别为I+、I-、Q+、Q-。由于STM32f303内部只能进行FFT变换，为了得到高精度的目标距离，ADC需采集到高质量的差分信号，为此需在ADC采集中频信号前需对信号进行放大滤波，滤波放大电路设计包括两级放大电路和一级滤波电路。
本申请设计的LFMCW系统为了满足微型化和工作功率低等特点，如果同时对四路差分信号放大滤波处理，不仅增加系统设计难度，而且增加系统产品的大小，功率和成本增大，所以本申请对差分信号转化成单端信号进行放大滤波处理。一级放大电路如图4所示，该电路主要作用是将差分信号转化成单端信号同时对信号进行放大处理。
如图4所示，所述一级放大电路包括LT1678IS8型运算放大器U7B，所述U7B的5脚与滑动变阻器R26的滑动端连接，所述滑动变阻器R26的一端接地，另一端接3.3V电源；所述U7B的6脚与所述所述U7B的7脚连接，所述U7B的7脚与AD8426ACPZ_R7型运算放大器U8B的7脚连接，所述U8B的10脚经电阻R20与所述U8B的11脚连接，所述U8B的9脚分为三路，第一路经电容C44接地，第二路经电阻R19接地，第三路为IF_Qp输入端，所述U8B的12脚分为三路，第一路经电容C43接地，第二路经电阻R18接地，第三路为IF_Qn输入端，所述U8B的16脚分为两路，第一路接3.3V电源，第二路经电容C42接地，所述U8B的14脚分为两路，第一路经电阻R75接地，第二路与电阻R21的一端连接，所述电阻R21的另一端为所述一级放大电路的信号输出端。
AD8426ACPZ是一种轨至轨输出仪表放大器，仅需要一个外部电路来调节功率，而且满足对差分信号放大转化成单端信号功能。
AD8426传递函数为：
VOUT＝G×(VIN+-VIN-)+VREF (5)
其中：
Figure BDA0002634111970000091
RG为增益电阻，当电阻为12.4KΩ时，增益为5倍。芯片的参考电压VREF是由电压跟随器来提供的，通过修改滑动变阻器R26的阻值改变参考电压，调节电路性能。
图5为滤波电路,该电路由两级一阶有源低通滤波器组成，中频信号经过滤波电路后有效的滤除高频噪声，系统可以采集到高质量的中频信号，实现高精度测距功能。如图5所示，所述滤波电路的输入端分为三路，第一路与一级放大电路的输出端连接，第二路与电阻R22的一端连接，第二路与电容C45的一端连接，所述电阻R22的另一端分为两路，第一路与LT1678IS8型运算放大器U10A的同相输入端连接，第二路经电容C46接地，所述电容C45的另一端分为两路，第一路与所述U10A的反相输入端连接，第二路与所述U10A的输出端连接，所述U10A的输出端经电阻R23后分为两路，第一路与电阻R24的一端连接，第二路与电容C47的一端连接，电阻R24的另一端分为两路，第一路经电容C48接地，第二路与LT1678IS8型运算放大器U10B的同相输入端连接，所述电容C47的另一端分为两路，第一路与所述U10B的反相输入端连接，第二路与所述U10B的输出端连接，所述U10B的输出端为所述滤波电路的信号输出端。
图6为二级放大电路，该电路主要功能是单端信号转差分信号并对信号放大驱动ADC差分采样。ADA4941是一种低功耗、低噪声差分驱动器，其输出的差分信号具有低失真、高信噪比的特点，可驱动高精度差分ADC。经测试放大倍数可达10倍，同时将中频单端信号转化成差分信号。如图6所示，所述二级放大电路包括ADA4941型差分驱动器U12，所述U12的1脚分为三路，第一路经电阻R37与所述U12的4脚连接，第二路经滑动变阻器R36与所述U12的4脚连接，第三路经电阻R35与所述滤波电路的输出端连接，所述U12的2脚分为三路，第一路经电容C56接地，第二路经电阻R40接地，第三路经电阻R39与3.3V电源连接，所述U12的3脚分为两路，第一路经电容C55接地，第二路与3.3V电源连接，所述U12的8脚分为两路，第一路经电容C54接地，第二路经电阻R38与滑动变阻器R46的滑动端连接，所述滑动变阻器R46的一端接地，另一端与3.3V电源连接，所述U12的6脚和7脚接地，所述U12的4脚与电阻R41的一端连接，所述电阻R41的另一端分为两路，第一路经电容C57接地，第二路为所述二级放大电路的一个信号输出端，所述U12的5脚与电阻R42的一端连接，所述电阻R42的另一端分为两路，第一路经电容C58接地，第二路为所述二级放大电路的另一个信号输出端。
系统软件设计
该系统程序设计主要包括锁相环ADF4158的配置、斜坡完成信号标志位的读取、ADC差分采样的初始化、采样数据的FFT变换以及距离信息的串口发送。系统软件设计流程图如图7所示，初始化好各个模块后，由于每个周期差分信号初始位置都存在尖峰噪声，为了使测量精度更高，ADC采集差分信号需跳过尖峰噪声，系统延时200us后启动ADC差分模式，双路差分ADC采集到差分信号通过DMA传输，当传输位数与设置的位数相等时后产生DMA中断，程序DMA中断服务函数中对数据进行处理，由于差分ADC采集到的差分信号存放到一个32位的数组中，需将I/Q信号分别提取出来，对信号进行相同的信号处理。
系统ADC采集到的差分数据很多情况下并不能采集到整数个周期，系统采集到的信号从周期中切断，此时时间不连续的原始信号做FFT变换会出现信号剧烈变化，测量出的信号频率不是很精准，此时FFT获得信号频率不是原始信号的频率，而是改变过的频率，也就是所谓的频谱泄漏。因此对采集到的差频信号进行FFT前需对信号进行加窗处理，ARM内部没有加窗指令，我们只需要用函数模拟hanning窗即可，利用for循环对数组运算对应相乘实现点乘运算。
综上，本申请所述测距系统采用ARM+PLL+射频收发器的结构，实现了毫米波LFMCW雷达测距系统。该系统信号调制带宽高达6GHz，并可直接应用在汽车雷达、战场雷达、引信等领域，具有测距精度高、通用性强、体积小等明显优势。

Claims (10)

1.一种基于ARM的LFMCW雷达测距系统，其特征在于：包括微处理器模块，所述微处理器模块的控制信号输出端与小数分频器PLL电路的信号输入端连接，所述小数分频器PLL电路的与射频收发电路双向连接，所述射频收发电路的中频差分信号信号输出端与滤波放大电路的信号输出端连接，所述滤波放大电路的信号输出端与所述微处理器模块的中频差分信号输入端连接，所述微处理器的信号输出端与显示模块的信号输入端连接；微处理器模块通过接口对PLL电路进行配置，小数分频器PLL电路产生锯齿波作为射频收发电路的压控振荡器调制信号，射频信号经天线辐射出去，同时经过分频输出作为小数分频器PLL电路的参考信号，射频收发电路通过天线发射信号，该信号遇到目标后产生回波，通过接收天线返回射频收发电路，经过混频器与本振信号进行混频，产生含有距离信息的差频信号，然后差频信号经过滤波放大电路进行放大滤波处理，最后由微处理器模块内部的ADC对差频信号进行差分采集，采集信号通过DMA传输，通过DMA中断函数在微处理器模块内部进行信号处理，得出目标距离，距离信息通过接口与外部通信并实时显示出来。
2.如权利要求1所述的基于ARM的LFMCW雷达测距系统，其特征在于：所述微处理器模块使用STM32F03型ARM芯片，所述STM32f303通过SPI接口控制所述PLL电路产生锯齿波作为调制信号，PLL电路反馈的锯齿波完成信号作为ADC采样的启动信号，ADC采用差分模式对中频信号采样，采集数据通过DMA传输，STM32f303内部集成浮点运算器，通过DMA中断服务函数对采集的信号进行FFT运算，得出目标距离通过串口与上位机显示。
3.如权利要求1所述的基于ARM的LFMCW雷达测距系统，其特征在于：所述小数分频器PLL电路使用ADF4158型芯片作为小数N分频频率合成器。
4.如权利要求1所述的基于ARM的LFMCW雷达测距系统，其特征在于：所述射频收发电路为77GHz射频收发电路。
5.如权利要求1所述的基于ARM的LFMCW雷达测距系统，其特征在于：所述小数分频器PLL电路产生锯齿波引脚与射频收发电路的输入引脚相连，射频收发电路的射频信号输出引脚与小数分频器PLL电路的参考电压引脚相连，差分信号输出引脚与放大滤波电路的输入端相连。
6.如权利要求1所述的基于ARM的LFMCW雷达测距系统，其特征在于：所述滤波放大电路包括一级放大电路、滤波电路以及二级放大电路，所述一级放大电路的信号输入端与所述差分信号模块的信号输出端连接，所述一级放大电路的输出端与滤波电路的输入端连接，所述滤波电路的输出端与二级放大电路的输入端连接，所述二级放大电路的输出端为所述滤波放大电路的信号输出端。
7.如权利要求6所述的基于ARM的LFMCW雷达测距系统，其特征在于：所述一级放大电路包括LT1678IS8型运算放大器U7B，所述U7B的5脚与滑动变阻器R26的滑动端连接，所述滑动变阻器R26的一端接地，另一端接3.3V电源；所述U7B的6脚与所述所述U7B的7脚连接，所述U7B的7脚与AD8426ACPZ_R7型运算放大器U8B的7脚连接，所述U8B的10脚经电阻R20与所述U8B的11脚连接，所述U8B的9脚分为三路，第一路经电容C44接地，第二路经电阻R19接地，第三路为IF_Qp输入端，所述U8B的12脚分为三路，第一路经电容C43接地，第二路经电阻R18接地，第三路为IF_Qn输入端，所述U8B的16脚分为两路，第一路接3.3V电源，第二路经电容C42接地，所述U8B的14脚分为两路，第一路经电阻R75接地，第二路与电阻R21的一端连接，所述电阻R21的另一端为所述一级放大电路的信号输出端。
8.如权利要求7所述的基于ARM的LFMCW雷达测距系统，其特征在于：所述AD8426的传递函数为：
VOUT＝G×(VIN+-VIN-)+VREF
其中：
Figure FDA0002634111960000021
RG为增益电阻，当电阻为12.4KΩ时，增益为5倍，芯片的参考电压VREF是由电压跟随器来提供的，通过修改滑动变阻器R26的阻值改变参考电压，调节电路性能。
9.如权利要求6所述的基于ARM的LFMCW雷达测距系统，其特征在于：所述滤波电路的输入端分为三路，第一路与一级放大电路的输出端连接，第二路与电阻R22的一端连接，第二路与电容C45的一端连接，所述电阻R22的另一端分为两路，第一路与LT1678IS8型运算放大器U10A的同相输入端连接，第二路经电容C46接地，所述电容C45的另一端分为两路，第一路与所述U10A的反相输入端连接，第二路与所述U10A的输出端连接，所述U10A的输出端经电阻R23后分为两路，第一路与电阻R24的一端连接，第二路与电容C47的一端连接，电阻R24的另一端分为两路，第一路经电容C48接地，第二路与LT1678IS8型运算放大器U10B的同相输入端连接，所述电容C47的另一端分为两路，第一路与所述U10B的反相输入端连接，第二路与所述U10B的输出端连接，所述U10B的输出端为所述滤波电路的信号输出端。
10.如权利要求6所述的基于ARM的LFMCW雷达测距系统，其特征在于，所述二级放大电路包括ADA4941型差分驱动器U12，所述U12的1脚分为三路，第一路经电阻R37与所述U12的4脚连接，第二路经滑动变阻器R36与所述U12的4脚连接，第三路经电阻R35与所述滤波电路的输出端连接，所述U12的2脚分为三路，第一路经电容C56接地，第二路经电阻R40接地，第三路经电阻R39与3.3V电源连接，所述U12的3脚分为两路，第一路经电容C55接地，第二路与3.3V电源连接，所述U12的8脚分为两路，第一路经电容C54接地，第二路经电阻R38与滑动变阻器R46的滑动端连接，所述滑动变阻器R46的一端接地，另一端与3.3V电源连接，所述U12的6脚和7脚接地，所述U12的4脚与电阻R41的一端连接，所述电阻R41的另一端分为两路，第一路经电容C57接地，第二路为所述二级放大电路的一个信号输出端，所述U12的5脚与电阻R42的一端连接，所述电阻R42的另一端分为两路，第一路经电容C58接地，第二路为所述二级放大电路的另一个信号输出端。
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