CN111769616B - 电池电压监测装置及电池管理系统 - Google Patents

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Abstract

本公开提供了一种电池电压监测装置，用于对电池组的各个电池的电压进行监测，所述电池组包括正负极串联连接的多个电池，电池电压监测装置包括电压转换单元、选通单元和电流补偿单元，其中电流补偿单元可以基于各个电池的电池电压差来独立地生成各个电池的补偿电流。本公开还提供了一种电池管理系统。

Description

电池电压监测装置及电池管理系统
技术领域
本公开涉及电池管理领域，尤其涉及一种电池电压监测装置及电池管理系统。
背景技术
在电池系统中，电池的过度充电及过度放电不仅会降低电池的使用寿命，严重情况还会引发爆炸和火灾的安全事故。
假定单节电池的正负极电压差为V(BAT)，那么高压串联电池组的每一节电池的正负极对地电压分别为n*V(BAT)、(n-1)*V(BAT)、…2*V(BAT)、V(BAT)，因为电池组是由n节电池串联而成，通常V(BAT)＝3.7V左右，n＝2～100，所以，任一节电池的正负极对“地”(AGND)的绝对电压非常高，约10～400V，需要采用耐高压器件进行电压信号采集，耐高压器件通常需要特殊的高压半导体制造工艺和更大的芯片，这都增加了芯片成本。
因为高电压容易导致寄生二极管漏电影响测量精度，如此高的绝对电压也导致采样精度受限。
高电压还会导致可靠性问题，因为采集开关始终暴露在高电压下，容易产生栅极热载流子注入，导致阈值电压失效，或者导致源极和漏极耐压漂移区串通，最后导致系统短路或者采样电路彻底失效的可靠性问题。
发明内容
为了解决上述技术问题中的至少一个，本公开提供了一种电池电压监测装置及电池管理系统。
根据本公开的一个方面，一种电池电压监测装置，用于对电池组的各个电池的电压进行监测，所述电池组包括正负极串联连接的多个电池，所述多个电池为第一电池至第N电池，第一电池的负极作为所述电池组的负极端并且连接至接地端，而第N电池的正极作为所述电池组的正极端，其中N为大于等于2的整数，所述电池电压监测装置包括：
电压转换单元，所述电压转换单元的数量为M个，其中2≤M≤N，M个转换单元分别接收第二电池至第N电池中的每个电池的正极端与负极端之间的电池电压差，所述转换单元包括第一运算放大器、第一P型晶体管、第一跨阻单元和第二跨阻单元，第一跨阻单元的一端接收电池的正极端电压，第一跨阻单元的另一端连接至第一运算放大器的负输入端，第一运算放大器的正输入端接收电池的负极端电压，第一运算放大器的输出端连接第一P型晶体管的栅极，第一跨阻单元的另一端和第二跨阻单元的一端分别连接第一P型晶体管的源极和漏极，第二跨阻单元的另一端连接至接地端，当所述第一P型晶体管导通时，第一电流流经第一跨阻单元、第一P型晶体管和第二跨阻单元，并且通过所述第二跨阻单元的电压来对每个电池的电池电压差进行测量；
选通单元，当测量所述电池组中的第i个电池的正极端与负极端之间的电池电压差时，所述选通单元根据第i个电池对应的电压转换单元以测量第i个电池对应的第二跨阻单元的电压从而测量第i个电池的电池电压差，而其他电池对应的电压转换单元处于关闭状态，其中，1≤i≤N；以及
电流补偿单元，所述电流补偿单元基于电池组中的第i个电池对应的第二跨阻单元的电压来生成第i个电池的补偿电流，并且第i个电池的补偿电流提供至第i个电池对应的第一跨阻单元的所述一端。
根据本公开的另一方面，用于对电池组的各个电池的电压进行监测，所述电池组包括正负极串联连接的多个电池，所述多个电池为第一电池至第N电池，第一电池的负极作为所述电池组的负极端并且连接至接地端，而第N电池的正极作为所述电池组的正极端，其中N为大于等于2的整数，所述电池电压监测装置包括：
电压转换单元，所述电压转换单元的数量为M个，其中2≤M≤N，M个转换单元分别接收第二电池至第N电池中的每个电池的正极端与负极端之间的电池电压差，所述转换单元包括第一运算放大器、第一N型晶体管、第一跨阻单元和第二跨阻单元，第一跨阻单元的一端和第一运算放大器的负输入端接收电池的正极端电压，第一运算放大器的正输入端和第一跨阻单元的另一端接收电池的负极端电压，第一运算放大器的输出端连接第一N型晶体管的栅极，第一跨阻单元的另一端和第二跨阻单元的一端分别连接第一N型晶体管的源极和漏极，第二跨阻单元的另一端连接至接地端，当所述第一N型晶体管导通时，第一电流流经第一跨阻单元、第一N型晶体管和第二跨阻单元，并且通过所述第二跨阻单元的电压来对每个电池的电池电压差进行测量；
选通单元，当测量所述电池组中的第i个电池的正极端与负极端之间的电池电压差时，所述选通单元根据第i个电池对应的电压转换单元以测量第i个电池对应的第二跨阻单元的电压从而测量第i个电池的电池电压差，而其他电池对应的电压转换单元处于关闭状态，其中，1≤i≤N；以及
电流补偿单元，所述电流补偿单元基于电池组中的第i个电池对应的第二跨阻单元的电压来生成第i个电池的补偿电流，并且第i个电池的补偿电流提供至第i个电池对应的第一跨阻单元的所述一端。
根据本公开的一个实施方式，所述第一跨阻单元和第二跨阻单元为电阻、晶体管、或电阻与晶体管的串联单元。
根据本公开的一个实施方式，所述选通单元包括N个开关，所述N个开关中的第i个开关导通，其他开关断开时，所述选通单元采集第i个电池的正极端与负极端之间的电池电压差，并且所述电流补偿单元基于第i个电池的电池电压差以及第N电池的正极端电压来得到第i个电池的补偿电流。
根据本公开的一个实施方式，所述电流镜像电路基于第N电池的正极端电压来输出第i个电池的补偿电流。
根据本公开的一个实施方式，所述电流补偿单元包括第三N型晶体管，所述第三N型晶体管的栅极与第二运算放大器的正输入端连接，所述第三N型晶体管的源极经第四跨阻单元连接接地端，所述第三N型晶体管的漏极接收第N-1电池的补偿电流，
当所述选通单元基于第N电池的电压差来生成第N电池的补偿电流时，使得所述第N电池的补偿电流等于所述第N-1电池的补偿电流。
根据本公开的一个实施方式，所述电流补偿单元包括第三N型晶体管，所述第三N型晶体管的栅极与第二运算放大器的正输入端连接，所述第三N型晶体管的源极经第四跨阻单元连接接地端，所述第三N型晶体管的漏极连接升压电路，所述升压电路用于生成大于第N电池的正极端电压的升压后电压，
当所述选通单元基于第N电池的电压差来生成第N电池的补偿电流时，基于所述升压电路所生成的升压后电压来得到第N电池的补偿电流，其中第N电池的补偿电流提供至第N电池对应的第一跨阻单元的所述一端。
根据本公开的一个实施方式，所述第一运算放大器由第N电池的正极端电压供电，第二电池至第N电池中每个电池所对应的第一运算放大器的输出端经由电阻和电容串联电路连接至该每个电池所对应的第一跨阻单元的所述一端。
根据本公开的一个实施方式，第一跨阻单元的一端与第N电池的正极之间串联有第n滤波电阻，并且第一运算放大器的正输入端与第N电池的负极之间串联有第n-1滤波电阻，其中2≤n≤N，使得第n滤波电阻所形成的电压降等于第n-1滤波电阻所形成的电压降。
根据本公开的另一方面，一种电池管理系统，包括：如上所述的电池电压监测装置，所述电池电压监测装置用于对电池组的各个电池的电压进行监测。
附图说明
附图示出了本公开的示例性实施方式，并与其说明一起用于解释本公开的原理，其中包括了这些附图以提供对本公开的进一步理解，并且附图包括在本说明书中并构成本说明书的一部分。
图1示出了根据本公开的一个实施方式的电池电压监测装置的示意图。
图2示出了根据本公开的一个实施方式的跨导单元的示意图。
图3示出了根据本公开的一个实施方式的电压转换单元的示意图。
图4示出了根据本公开的一个实施方式的控制信号示意图。
图5示出了根据本公开的一个实施方式的电池电压监测装置的示意图。
图6示出了根据本公开的另一实施方式的电流补偿方式的电路图。
图7示出了图6的局部放大图。
图8示出了图6的局部放大图。
图9示出了根据本公开的一个实施方式的电压采集模块示意图。
图10示出了传统运算放大器电路图。
图11示出了根据本公开的一个实施方式的运算放大器电路图。
图12示出了根据本公开的一个实施方式的高输出电阻的电流源供电的运算放大器架构图。
图13示出了根据本公开的一个实施方式的高输出电阻的电流源供电的运算放大器电路图。
图14示出了根据本公开的一个实施方式的P-N双源随器供电的运算放大器架构图。
图15示出了根据本公开的一个实施方式的VSS产生器的电路图。
图16示出了根据本公开的一个实施方式的P-N双源随器供电的运算放大器电路图。
图17示出了根据本公开的一个实施方式的电平转换器的示意图。
图18示出了根据本公开的一个实施方式的N-N双源随器供电的运算放大器架构图。
图19示出了根据本公开的一个实施方式的N型源随器及增益放大器供电的运算放大器架构图。
图20示出了根据本公开的一个实施方式的电压转换单元的示意图。
图21示出了根据本公开的一个实施方式的运算放大器的电路图。
图22示出了根据本公开的一个实施方式的运算放大器的电路图。
图23示出了根据本公开的一个实施方式的电池管理系统示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施方式对本公开作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于解释相关内容，而非对本公开的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本公开相关的部分。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本公开中的实施方式及实施方式中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施方式来详细说明本公开的技术方案。
除非另有说明，否则示出的示例性实施方式/实施例将被理解为提供可以在实践中实施本公开的技术构思的一些方式的各种细节的示例性特征。因此，除非另有说明，否则在不脱离本公开的技术构思的情况下，各种实施方式/实施例的特征可以另外地组合、分离、互换和/或重新布置。
图1提供了一种电池电压监测装置，其用于监测电池组BAT1-BATn的电压。电池组包括正负极串联连接的多个电池，所述多个电池为第一电池BAT1至第N电池BATn，第一电池BAT1的负极作为电池组的负极端并且连接至接地端(AGND)，而第N电池BATn的正极作为电池组的正极端，其中N为大于等于2的整数。
该电池监测装置可以包括电压转换单元100、选通单元200和电流补偿单元300。
电压转换单元的数量为M个，其中2≤M≤N，M个转换单元分别接收第二电池至第N电池中的每个电池的正极端与负极端之间的电池电压，所述转换单元包括第一运算放大器、第一晶体管、第一跨阻单元和第二电阻，第一跨阻单元的一端接收电池的正极端电压，第一跨阻单元的另一端连接至第一运算放大器的负输入端，第一运算放大器的正输入端接收电池的负极端电压，第一运算放大器的输出端连接第一晶体管的栅极，第一跨阻单元的另一端和第二跨阻单元的一端分别连接第一晶体管的源极和漏极，第二跨阻单元的另一端连接至接地端，当所述第一晶体管导通时，第一电流流经第一跨阻单元、第一晶体管和第二跨阻单元，并且通过所述第二跨阻单元的电压来对每个电池的电池电压进行测量。
其中在图1中第一跨阻单元和第二跨阻单元示出为电阻，但是第一跨阻单元和第二跨阻单元也可以为晶体管、或电阻与晶体管的串联单元。例如图2所示，第一跨阻单元和第二跨阻单元可以P型MOSFET与电阻的串联电路、可以为N型MOSFET与电阻的串联电路，也可以为P型MOSFET或N型MOSFET。
下面将以电阻为例进行说明，但是本领域的技术人员应当理解，上面所示的其他方式同样适用于本公开的技术方案。
图3示出了根据本公开一个实施方式的一个电压转换单元100的示意图。以BATn的电压转换单元为例，电压转换单元100可以包括第一运算放大器OTA1、第一晶体管MPBn、第一电阻Rna和第二电阻Rnb。在此第一晶体管MPBn为P型MOSFET。
其中，电池BATn的正极可以连接滤波和ESD防护电阻RF的一端，电阻RF与PINn端连接，滤波电容CF的一端连接电阻RF的一端，电容CF的另一端连接电池BATn的负极(PIN(n-1)端)。
电阻Rna的一端连接PINn端，电阻Rna的另一端连接第一晶体管MPBn的源极，电阻Rna与第一晶体管MPBn的连接节点SFBn连接至第一运算放大器OTA1的负输入端INN。第一晶体管MPBn的漏极连接第二电阻Rnb(采样电阻)的一端，而电阻Rnb的另一端则连接接地端。第一运算放大器OTA1的正输入端INP连接单节电池BATn的负极，也就是与PIN(n-1)端连接，此外第一运算放大器OTA1通过VCC供电。
第二电阻Rnb的电压VRnb作为电池BATn的电压进行输出。
对于第二电池至第N电池均可以采用上述的电压转换单元100。而对于第一电池BAT1(即负极接地的电池)，电池BAT1的正极可以连接滤波和ESD防护电阻RF的一端，电阻RF与PIN1端连接，滤波电容CF的一端连接电阻RF的一端，电容CF的另一端连接电池BAT1的负极(PIN0端)。并且第一电阻R1a和第二电阻R1b串联后两端连接至PIN1端和PIN0端。电阻R1b两端的电压作为电池BAT1的电压进行输出。
在本公开中，将任意一节电池的正负极电压差转换和放大为对参考地的绝对电压，这样可以将转变成低电压，从而避免使用耐高压器件，也更容易被高精度地采集。
第一运算放大器OTA1分别与MPB2、…、MPB(n-1)、MPBn组成多个负反馈环路，每个负反馈环路将对应的单节电池的两端电压差转换为一个对“地”电压。任一个负反馈回路如图3所示。
电阻Rna的高端连接到芯片管脚PINn，PINn端通过电阻RF连接到第n节电池BATn的正极，BATn的正极对参考地的电压为VBATn，在没有电流过电阻第n个RF时，即VPINn＝VBATn。电阻Rna的低端即SFBn节点连接至第一运算放大器OTA1的负输入端INN。
第一运算放大器OTA1的正输入端INP连接到芯片管脚PIN(n-1)，PIN(n-1)端通过电阻RF连接到第n-1电池BAT(n-1)的正极，在没有电流过第n-1电池的电阻RF时，VPIN(n-1)＝VBAT(n-1)，VBAT(n-1)为BAT(n-1)的正极对参考地的电压。
根据负反馈原理，假定第一运算放大器OTA1的电压增益足够大且输入失调电压为0(理想情况)，则VSFBn＝VPIN(n-1)。那么电阻Rna两端电压差VRna＝VPINn-VPIN(n-1)，流过电阻Rna的电流Isn＝[VPINn-VPIN(n-1)]/Rna。因为电阻Rna的高端连接至PINn端，PINn端再通过电阻RF连接至BATn的正极，因此流过该电阻RF的电流大小也等于Isn，即[VPIN(n)-VPIN(n-1)]/Rna。
那么该电阻RF两端电压差VRFn＝RF*[VPINn-VPIN(n-1)]/Rna。
该电路结构中，在转换和采集第N电池的两端电压差时，其他各节电池的电压转换单元处于关闭状态，也就是说其他各节电池对应的第一运算放大器OTA1和MPB都是处于关断状态，这样与PIN(n-1)连接的第n-1个电阻RF流过的电流为0，则VRF(n-1)＝0。
根据上面的描述，Isn＝[VPINn-VPIN(n-1)]/Rna＝[VBATn-VBAT(n-1)]/(Rna+RF)，[VBATn-VBAT(n-1)]等于第N节电池的正负极的电压差V(BATn)。电阻Rna相当于电压转换成电流的采样电阻。
电流Isn流进P型源随器的MPBn的源极端SFBn，从MPBn的漏极端流出，流进电阻Rnb，电阻Rnb的高端连接至MPBn的漏极，电阻Rnb的低端连接至系参考地(AGND)。电阻Rnb两端电压差(即电阻Rnb的高端对“地”电压)为：VRnb＝Isn*Rnb＝Rnb*[VBATn-VBAT(n-1)]/(Rna+RF)＝V(BATn)*Rnb/(Rna+RF)。
通过上式，可以看出电阻Rnb的作用是将电流Isn转换成相对参考地的电压，从而使得第N节电池的两端的电压差转换成相对参考地的电压。
本公开的选通单元200可以包括N个开关sw1、sw2、……、swn，其中N个开关sw1、sw2、……、swn输入相应的N个电压VR1b、VR2b、……、VRnb。当测量电池组中的第i个电池的正极端与负极端之间的电池电压时，选通单元根据第i个电池对应的电压转换单元以测量第i个电池对应的第二电阻的电压从而测量第i个电池的电池电压，而其他电池对应的电压转换单元处于关闭状态，其中，1≤i≤N。其中开关sw1、sw2、……、swn通过控制信号Φsw来进行控制。图3中示出了控制信号Φsw的示意性波形图。当为高电平时则打开相应的开关。
本公开的电流补偿单元300基于电池组中的第i个电池对应的第二电阻的电压来生成第i个电池的补偿电流，并且第i个电池的补偿电流提供至第i个电池对应的第一电阻的所述一端。电流补偿单元300通过接收来自选通单元200中所选择的N个电压VR1b、VR2b、……、VRnb中的一个电池的电压，并且根据该电压，电流补偿单元300对该电压对应的电池的电流Isn进行补偿。
从式VRnb＝V(BATn)*Rnb/(Rna+RF)可以看出，第N节电池两端的电压差经过转换放大后，相对参考地的电压VR(n)b与电阻RF有关，而RF电阻的取值与实际应用场景有关，取值范围较大，通常为100ohm～10k ohm。Rna通常约为100k ohm，Rnb＝0.5*Rna＝50k ohm，当Rna>>RF，那么VR(n)b可以表示为VRnb＝V(BATn)*Rnb/(Rna+RF)＝V(BATn)*(1-RF/Rna)*Rnb/Rna，那么，因为RF的不确定而引入的电压转换和放大误差为RF/Rna，误差约为0.2％-20％。所以，需要对流经RF的电流进行补偿，使得最终流经RF的总电流为0，从而使得RF两端的电压差为0，则VRnb＝V(BATn)*Rnb/Rna，以此转换和放大后的对参考地的电压与RF无关，消除了转换和放大误差。
另外，从图3的电压转换单元的任一子单元可以得知：当Φsw2为高电平时，BAT2的第一运算放大器OTA1和晶体管MPB2打开，开始工作，消耗电流，对第2节电池BAT2两端的电压差进行对参考地的转换和放大,输出VR2b，……、当Φsw(n-1)为高电平时，第(n-1)节电池BAT(n-1)的第一运算放大器OTA1和MPB(n-1)打开，开始工作，消耗电流，对第(n-1)节电池BAT(n-1)两端的电压差进行对参考地的转换和放大,输出VR(n-1)b。当Φswn为高电平时，第N节电池BATn的第一运算放大器OTA1和MPBn打开，开始工作，消耗电流，对第N节电池BATn两端的电压差进行对参考地的转换和放大，输出VRnb。
在一个完整的整个电压转换和放大周期中，即经过n个Φ1高电平的时间里，也即从Φsw1高电平至Φswn的高电平时间里，从ΦC1B高电平至ΦCnB的高电平时间里，图1中的高压串联电池组的电压转换单元的整体电路的从每一节电池消耗的电荷分别为：
Q(BAT1)＝(Is1+Is2+…+Isn)*tH(Φ1),
Q(BAT2)＝(Is2+…+Isn)*tH(Φ1),
Q(BAT(n-1))＝(Is(n-1)+Is(n))*tH(Φ1),
Q(BATn)＝Is(n)*tH(Φ1)。
tH(Φ1)为电压采样时钟的高电平持续时间。所以在被电压转换和放大周期内，每个电池被电压转换单元消耗的电荷是不平衡的，从上面可以看出，第1节电池消耗的电荷是第N节电池的n倍，通常Is1＝Is2＝……＝Isn。因为各个电池电荷消耗的不平衡，随着充放电循环的增加，各单体电池的电压逐渐分化，就会出现放电过程中个别电池相比其他电池提前放电至欠压状态，或者出现充电过程中个别电池相比其他电池提前充满，从而使整个电池组使用寿命将大大缩减。
为了解决因RF引入的转换和放大误差，以及电池间不均衡的问题，因此在本公开中采用了如图1所述的电流补偿单元300。
在图1所示的电流补偿单元300中，电流补偿单元基于电池组中的第i个电池对应的第二电阻的电压来生成第i个电池的补偿电流，并且第i个电池的补偿电流提供至第i个电池对应的第一电阻的所述一端。需要注意的是，本公开中的每个电池的补偿电流是根据每个电池的相对参考地的电压而得到。因此，通过本公开的补偿电流将更加准确。
电流补偿单元包括第二运算放大器、第二N型晶体管及N-1个电流镜像电路，第二运算放大器的正输入端连接选通单元的输出以接收第i个电池的电池电压差，其中1≤i≤N-1，并且第二运算放大器的输出端连接第二晶体管的栅极，第二晶体管的源极连接第三电阻的一端，并且第三电阻的另一端连接接地端，第二晶体管与第三电阻的连接节点连接至第二运算放大器的负输入端，第二晶体管的漏极连接电流镜像电路，并且根据第i个电池的电池电压差来使得N-1个电流镜像电路输出第i个电池的补偿电流。
电流补偿单元包括第三N型晶体管，第三N型晶体管的栅极与第二运算放大器的正输入端连接，第三N型晶体管的源极经第四电阻连接接地端，第三N型晶体管的漏极接收第N-1电池的补偿电流，当选通单元基于第N电池的电压差来生成第N电池的补偿电流时，使得第N电池的补偿电流等于第N-1电池的补偿电流。
电流补偿单元包括第三N型晶体管，第三N型晶体管的栅极与第二运算放大器的正输入端连接，第三N型晶体管的源极经第四电阻连接接地端，第三N型晶体管的漏极连接升压电路，升压电路用于生成大于第N电池的正极端电压的升压后电压，当选通单元基于第N电池的电压差来生成第N电池的补偿电流时，基于升压电路所生成的升压后电压来得到第N电池的补偿电流，其中第N电池的补偿电流提供至第N电池对应的第一电阻的第一端。
串联电池组中的各节电池的正负极电压差经过转换和放大后的对参考地的电压分别为VR1b、VR2b、VR3b、……、VR(n-1)b、VRnb，此N个电压被送入如图所示的由Φsw采样控制信号控制的多选一的选通单元200，选通单元200的输出电压为Vcomp，Φsw是由Φsw1～Φswn的一组时钟控制信号构成，高电平时打开对应的选通开关sw1～swn，则Vcomp＝VRnb，n＝1～N，N为电池串联的总节数。
Vcomp输入至第二运算放大器OTA2的正输入端，第二运算放大器OTA2与N型源随器MNBC0组成负反馈环路，MNBC0与MNBCn，MNBCC是相同类型和宽长比尺寸的N型MOSFET,MNBC0与MNBCn，MNBCC的栅极都连接至第二运算放大器OTA2的输出端，电阻R2c＝R3c＝R1c。
第二运算放大器OTA2与N型源随器MNBC0形成负反馈环路，假定第二运算放大器OTA2的电压增益足够大，以及输入失调电压为0(理想情况)，那么Vs0＝Vcomp，Icp0＝Vs0/R1c＝Vcomp/R1c，电路设计中，选取R1c＝R1b＝R2b＝……＝R(n-1)b＝Rnb，则当Φsw1为高电平，Φsw1～Φswn为低电平，sw1导通，sw2～swn关断，则Vcomp＝VR1b，并且R1c＝R1b，则Icp0＝Vcomp/R1c＝VR1b/R1b＝Is1，Icp0流进P型MOS管MPC0和MPCB0,形成补偿基准电流。
在电流补偿单元中，MPC0&MPCB0与MPC1&MPCB1,MPC2&MPCB2，……MPC(n-1)&MPCB(n-1)通过开关swcb1/swca1～swcb(n-1)/swca(n-1)连接形成电流镜，且P型MOS管MPC0、MPC1、……、MPC(n-1)的源极都直接接到VCC，即串联电池组的最高电压端，BATn的正极，VCC＝VBATn，VBATn为最高一节电池的正极对参考地的电压，也即串联电池组的最高端对参考地的电压的VCC。
时序信号ΦC1&ΦC1B、……、ΦC(n-1)&ΦC1B(n-1)分别控制开关swca1&swcb1、……、swca(n-1)&swcb(n-1)的导通和关断，时序如图4所示。
当Φsw1＝1(高电平)，ΦC1＝0(低电平)，ΦC1B＝1(高电平)，且ΦC2～ΦC(n-1)＝1，ΦC2B～ΦC(n-1)B＝0时，swca1关断，swcb1导通，swca2～swca(n-1)导通，swcb2～swcb(n-1)关断，MPC0&MPCB0与MPC1&MPCB1形成电流镜像，则Icp0＝Icp1。Icp1从VCC端流进PMOS管MPC1&MPCB1，再流进管脚PIN1，即电阻RF的左端，因为信号Φsw1＝1，Vcomp＝VR1b,则Icp1＝Icp0＝Vcomp/R1c＝VR1b/R1c，又因为R1c＝R1b，则Icp0＝Is1。
也就是说，流进电阻R1b的电流Is1可以直接由从串联电池组的最高电压点VCC产生的镜像电流Icp1得到补偿，也就无需由BAT1供电，同时流经电阻RF的电流也就为0，因为电阻RF串联在电池BAT1的正极和电阻R1b的高端。
同理，可以得到，当Φsw(n-1)＝1(高电平)，ΦC(n-1)＝0(低电平)，ΦC(n-1)B＝1(高电平)，ΦC1～ΦC(n-2)＝1，ΦC1B～ΦC(n-2)B＝0时，因为信号Φsw(n-1)＝1时，Vcomp＝VR(n-1)b，swca(n-1)关断，swcb(n-1)导通，swca1～swca(n-2)导通，swcb1～swcb(n-2)关断，那么MPC0&MPCB0与MPC(n-1)&MPCB(n-1)形成电流镜像，则Icp(n-1)＝Icp0＝Is(n-1)。
也就是说流进电阻R(n-1)b的电流Is(n-1)可以直接由从串联电池组的最高电压点VCC产生的镜像电流Icp(n-1)得到补偿，也就无需由BAT(n-1)供电，同时流经第n-1个RF的电流也就为0。
通过由Φsw1～Φsw(n-1)的一组时钟控制选通开关sw1～sw(n-1)，使采样选通单元的输出电压Vcomp可以一一对应地选择输出VR1b～VR(n-1)b，Vcomp＝VR1b～VRnb，因为补偿基准电流Icp0＝Vcomp/Rc0,
而Vcomp被选通单元动态选择输出为VR1b～VR(n-1)b，所以，当对参考地转换和放大不同电池两端电压差时，补偿基准电流Icp0也跟随着对应电池的电压差而变化，从而使得Icp0准确地等于Is1～Is(n-1)，从而实现准确地动态补偿，从而使得在转换第1至第n-1电池时，电压转换单元不从BAT1～BAT(n-1)吸收电流，也就是说，没有电流流经第1至第n-1个电阻RF，也就消除了第1至第n-1电阻RF带来的转换和放大误差，因为对应每一节电池的补偿电流都是从VCC流出，而VCC使串联电池组的最高正极，从VCC流出的电流完全经过了从BAT1至BATn的每一节电池，所以也彻底消除了BAT1～BAT(n-1)的消耗电流不均衡的问题。
在以上通过Φsw1＝1、ΦC1＝1、ΦC1B＝0到Φsw(n-1)＝1、ΦC(n-1)＝1、ΦC(n-1)B＝0，对电压进行相对于参考地转换和放大过程中，Icp0～Icp(n-1)都是基于VCC产生，流进管脚PIN1～PIN(n-1)，即流进电阻R1b～R(n-1)b的高端，电流只从高电压往低电压流动，管脚PIN1～PIN(n-1)的电压都比VCC小，PIN(n-1)的电压VPIN(n-1)比VCC低最高一节电池的两端电压差，即VCC-VPIN(n-1)＝V(BATn)，大约3.7V左右。
这里产生了一个问题，如何补偿流过第n个电阻RF的电流，消除第n个电阻RF带来的转换和放大误差。
即当Φswn＝1(高电平)时，第n个第一运算放大器OTA1和MPBn打开，对第N节电池BATn两端的电压差进行对参考地转换和放大，输出VRnb。
因为图中第n个电阻RF左端连接至第n个电池的正极，即VBATn，也就是VCC，而VCC是系统相对于参考地的最高电压，在图1所示的电路结构中，无法产生一个补偿电流Icpn流进第n个滤波RF电阻的右端，也就是PINn端。
为了消除了第n个电阻RF带来的误差，如图1所示，通过引入MNBCn和R2c，MNBC0与MNBCn的沟道宽长比相同，MNBCn与MNBC0的栅极都连接至第二运算放大器OTA2的输出端，电阻R2C＝R1C，那么Vs0＝Vsn，并且Vs0＝VCOMP，当Φswn＝1(高电平)时，第n个选通开关swn导通，Vcomp＝VRnb，所以Icn＝Vsn/R2c＝Vcomp/R2C＝VRnb/Rnb＝Isn。
此外，当Φswn＝1(高电平)时，电池电流补偿单元中的ΦBATn＝1(高电平)，开关swt1导通，补偿电流Icn流入PIN(n-1)管脚，即第n-1个电阻RF的右端。Isn流入进第n个电阻RF的右端，Icn＝Isn，RF(n)＝RF(n-1)＝RF,所以，Icn*RF(n-1)＝Isn*RF(n)。这样第n个电阻RF的两端电压差等于第n-1个滤波电阻RF的两端电压差。
VPINn-VPIN(n-1)＝VBATn-VBAT(n-1)＝V(BATn)，V(BATn)为第N节电池两端电压，这样VRnb＝V(BATn)*Rna/Rnb，从而消除了第n个电阻RF(n)带来的转换和放大误差。
通过上述分析可以得知，基于图1所示的动态电流补偿单元，消除了BAT1～BATn的电阻RF带来的对参考地的转换和放大电池两端电压时的误差，也消除了从BAT1～BAT(n-1)消耗的电流不均衡的问题。即，
Q(BAT1)＝(Is1+Is2+…+Isn+Icn)*tH(Φ1),
Q(BAT2)＝(Is1+Is2+…+Isn+Icn)*tH(Φ1),
Q(BAT(n-1))＝(Is1+Is2+…+Isn+Icn)*tH(Φ1),
在当前电路结构中，由于VCC为电池组的最高电压，产生一个电流流进第n个电阻RF的右端，即芯片管脚PINn，从而无法补偿Isn，从而使得BAT1～BAT(n-1)比BATn在一个完整电压转换和放大周期内，多消耗了Icn*tH(Φ1)的电荷量，但是相比没有动态补偿的方案，已经大大地减少了。
为了进一步消除BATn的少消耗的电荷量Icn*tH(Φ1)，本公开中采用一个升压电路，例如升压电荷泵和电感型booster转换器，产生一个比最高电压VCC更高的电压，用于输出一个补偿电流Icpn流进芯片管脚PIN(n),补偿Isn带来的第N节电池的不平衡电荷量Icn*tH(Φ1)。
例如如图5所示，当Φswn＝1(高电平)时，电池电流补偿单元中的ΦBATn＝1(高电平)，开关swt1导通，晶体管MNBBn导通，通过升压电路生成升压后的电压并且生成补偿电流Icpn，Icpn流入管脚PINn，即第n个电阻RF的右端。Isn流入进第n个电阻RF的右端，Icpn＝Isn。
根据本公开的进一步实施方式，本公开的电池电压监测装置还包括电压采集电路，其中该电压采集电路包括N型晶体管MNBCC、电阻R3C、N型晶体管MNBB1和P型晶体管MPCBB。其中MNBC0与MNBCn、MNBCC是相同类型和宽长比尺寸的N型MOSFET,MNBC0与MNBCn、MNBCC的栅极都连接至第二运算放大器OTA2的输出端，电阻R2c＝R3c＝R1c。当对第i个电池的电压差进行采样时，MPCBB、MNBB1和MNBCC导通，并且流经第i个电池的补偿电流IcpB，通过该补偿电流在电阻R3c上形成的电压由电压采集模块采集后得到第i个电池的电压差，并且后续还可以设有ADC转换器等，从而通过输出信号Dout完成对电压的采集。
图6示出了根据本公开的另一实施方式的电流补偿方式的电路图。图7和图8示出了图6的局部放大图。
电池组中的各节电池的正负极电压差经过转换和放大后的对地电压分别为VR1b、VR2b、VR3b、...、VR(n-1)b、VR(n)b，这些电压被送入如图所示的由ΦSW采样时钟信号控制的多选一的采样选通单元，采样选通单元的输出电压为VCOMP，ΦSW是由ΦSW1～ΦSW(n)的一组时钟控制信号构成，高电平时打开对应的选通开关sw1～sw(n)，则VCOMP＝VR(n)b，其中n＝1:N，N为串联电池的总节数。
VCOMP输入至运算放大器OTA2的正输入端，OTA2与N型源随器MNBC0、RC0组成负反馈环路，MNBC0至MNBC(n)、MNBCC1为相同类型和宽长比尺寸的N型MOSFET,MNBC0至MNBCn、MNBCC1的栅极都连接至OTA2的输出端。其中，电阻RC1＝RC2＝RC3＝RCn。假定运算放大器OTA2的电压增益足够大及输入失调电压为0(理想情况)，Vs0＝VCOMP，这样Icp0＝Vs0/RC1＝VCOMP/RC1，选取RC1＝R1b＝R2b＝…＝R(n-1)b＝Rnb,，则当Φsw1为高电平，Φsw2～Φswn为低电平，sw1导通，sw2～swn关断，则VCOMP＝VR1b，并且因为RC1＝R1b，则Icp0＝VCOMP/RC1＝VR1b/R1b＝Is1，ICP0流进PMOS管MPC0和MPCB0,形成补偿基准电流。
在图8的电流补偿单元中，开关swcb1/swca1分别由ΦC1&ΦC1B控制，当ΦC1＝1(高电平)，ΦC1B＝0(低电平)时，开关swcb1导通，开关swca1关断，MPC0&MPCB0与MPC1&MPCB1通过开关swcb1/swca1连接形成电流镜像，那么Icp0＝Icp1＝VCOMP/RC1＝VR1b/R1b＝Is1。P型MOS管MPC0与MPC1的源极都直接接到VCC，即串联电池组的最高电压端，即BAT(n)的正极,VCC＝VBAT(n)，VBAT(n)为最高一节电池的正极对“地”电压，也即串联电池组的最高端对“地”电压的VCC。
Icp1从VCC端流进P型MOS管MPC1&MPCB1，再流进管脚PIN1,即滤波电阻RF的左端，也就是说，流进采样电阻R1b的电流Is1可以直接由从串联电池组的最高电压点VCC产生的镜像电流Icp1得到补偿，也就无需由BAT1供电，同时因为RF串联在BAT1的正极和电阻R1b的高端，所以流经RF的电流也就为0。
时序信号ΦC2&ΦC2B～ΦC(n)&ΦC1B(n)分别控制开关MNNBB2～MNBB(n)的栅极，时序如图4所示。当Φsw2＝1，第2个选通开关打开，VCOMP＝VR2b，VCOMP/RC2＝Ic2，VR2b/R2b＝Is2，因为VCOMP＝VR2b，RC2＝R2b，则Ic2＝Is2。
因为ΦC2＝1(高电平)，ΦC2B＝0(低电平)，ΦC3～ΦC(n)＝0，ΦC2B～ΦC(n)B＝1，MNNBB2导通，MNNBB3～MNBB(n)关断，Ic2通过MNNBB2流进第一滤波电阻RF(连接至BAT2负极的滤波电阻RF)的右端，那么该滤波电阻RF两端的电压降为V(RF1)＝Ic2*RF，流进第2个滤波电阻RF(连接至BAT2正极的滤波电阻RF)的右端的电流为Is2，那么第2个滤波电阻RF两端的电压降为V(RF2)＝Is2*RF。
因为Ic2＝Is2，那么V(RF1)＝V(RF2)，此时R2a两端的电压差为VBAT2-V(RF2)-(VBAT1-V(RF1))＝(VBAT2-VBAT1)+(V(RF1)-V(RF2))＝(VBAT2-VBAT1)。其中，(VBAT2-VBAT1)为第2节电池的两端电压。这样流进采样电阻R2b的电流Is2可以直接由Ic2得到补偿，Is2在第2个滤波电阻RF产生的电压降被Ic2在第1个滤波电阻RF产生的电压降相抵消，从而RF的电压降不对电池电压采样产生任何影响。
同样的道理，Is3在第3个滤波电阻RF产生的电压降被Ic3在第3个滤波电阻RF产生的电压降相抵消，……。同样地，当对第n个滤波电阻RF产生的电压降进行抵消时，也可以采用如上所述的升压电路的方式。在此不再赘述。
图9示出了根据本公开的一个示例的电压采集模块的电路示意图。其中在该电压采集模块中通过如图4所示的控制信号Φ1、Φ2以及Φ1的延迟信号Φ1d、Φ1dB来对图中的晶体管进行控制，从而通过电阻Csp和Csn的充放电来实现电压的采集。通过图9所示的电压采集模块，从而可以实现高精度的采样保持。
在实际应用中，与各节电池对应的电压转换单元中的第一运算放大器OTA1也需要消耗电流，所以，如果第n个电压转换单元从第N节电池BAT(n)供电，就会产生类似Isn导致的各节电池消耗的电荷不均衡的问题，
为了解决因为第一运算放大器OTA1消耗的电流而引起的电池不均衡问题，本公开中的第一运算放大器OTA1均由电池组的最高电压VCC供电。
图10示出了传统的运算放大器OTA1的电路示意图。在图9所示的电路中，运算放大器OTA1的输出端经由电阻和电容串联电路连接至接地端。这样需要使用耐高压的金属电容。
而在本公开的一个示例中，第二电池至第N电池中每个电池所对应的第一运算放大器的输出端经由电阻和电容串联电路连接至该每个电池所对应的第一电阻的所述一端。
如图11所示，运算放大器OTA1的输出端经由电阻和电容串联电路连接至PINn端。通过将补偿电容C1和补偿电阻R1连接至PINn端，而不连接至接地端，这样可以避免使用耐高压金属电容，从而可以降低成本。
但是，补偿电阻R1而与芯片管脚外部的滤除电池电压波动的电阻和电容网络RF和CF串联，其中RF和CF组成的低通滤波网络是用来防止ESD(静电放电)击穿芯片内部电路，滤除电池电压波动，RF和CF的值的大小取决于应用场景的电学环境的恶劣程度，RF取值范围通常是100ohm到10k ohm，CF取值范围通常是100nF到10uF，因为RF取值的大范围变化，从而导致补偿的零点随着RF变化，因为补偿的零点约等于1/[C1*(RF+R1)]。
因此，在本公开的进一步示例中，为了解决因RF和CF组成的低通滤波网络与补偿电阻R1串联而引入的补偿零点随RF漂移的问题，提出了进一步的解决方案。
图12给出了高输出电阻的电流源供电的OTA1架构图，而图11给出了高输出电阻的电流源供电的运算放大器OTA1的电路示意图。
在图12和13所示的方案中，运算放大器核心电路无需采用高压管设计，匹配更好，芯片面积更小，补偿电容也无需采用高压电容，也不存在因RF和CF组成的低通滤波网络与补偿电阻R1串联而引入的补偿零点随RF漂移的问题。
如图12所示，第一运算放大器OTA1的供电端VPP经由电流源IBP连接至VCC，并且第一运算放大器OTA1的接地端VPN经由电流源IBN连接接地端。在IBN＝IBP的情况下，可以实现第一运算放大器OTA1不直接从电池采样端PIN(n)吸收电流，从而消除了各节电池消耗电流不平衡，以及保证第一运算放大器OTA1采集的当前节的电池电压完全准确。
根据本公开的进一步实施例，还提供了一种P-N源随器供电的第一运算放大器。电平转换器基于第i个电池的电池电压差来生成第一控制信号和第二控制信号，其中第i个电池相应的第一运算放大器的供电端连接N型MOSFET的源极，该N型MOSFET的漏极连接至第N电池的正极端电压，并且第i个电池相应的第一运算放大器的接地端连接至P型MOSFET的源极，并且该P型MOSFET的漏极连接至接地电压，第一控制信号连接至N型MOSFET的栅极，而第二控制信号连接至P型MOSFET的栅极。
图14给出了该实施例的架构图。如图14所示，电平转换器包括输入端可以得到第i个电池(i为第2电池至第N电池中的任一个)的电池电压差。该电平转换器生成第一控制信号VNG和第二控制信号VPG。第一控制信号VNG输出至N型MOSFET MNhvBufH，第二控制信号VPG输出至P型MOSFET MPhvBufH。N型MOSFET MNhvBufH的源极连接第一运算放大器OTA1的供电端VPP，N型MOSFET MNhvBufH的漏极连接至电压VCC，P型MOSFET MPhvBufH的源极连接至第一运算放大器OTA1的接地端VPN，P型MOSFET MPhvBufH的漏极连接至接地电压产生器(VSS产生器)的输出端。
图15示出了根据本公开的一个示例的VSS产生器的电路图。其中，该VSS产生器基于第1电池的电池电压并且通过时钟信号来生成VSS电压。此外，在图15中示出了图14中架构图的具体电路的一个示例。图16示出了根据本公开的一个实施方式的P-N双源随器供电的运算放大器电路图。
图17中示出了电平转换器的三种实现方式。对于图17的左侧视图，VNG-VPG＝V(DZ1)，其中，V(DZ1)为齐纳二极管DZ1的反向击穿电压，通常为6V左右。对于图17的中间视图而言，VNG-VPG＝VH(或VM)-VL，其中，VH(或VM)和VL为外部偏置电压。对于图17的右侧视图而言，VNG-VPG＝V(DZ1)，其中，V(DZ1)为齐纳二极管DZ1的反向击穿电压，通常为6V左右。
对于图14所示的电路中的第一运算放大器的供电电压VPP和VPN而言，VPP-VPN＝[VNG-VGS(MNhvBufH)]-[VPG+VSG(MPhvBufH)]
＝(VNG-VPG)-[VGS(MNhvBufH)+VSG(MPhvBufH)]
通常，VGS(MNhvBufH)≈1V,VSG(MPhvBufH)≈1V，其中VGS(MNhvBufH)为NMOS晶体管MNhvBufH的栅极(G)电压和源极(S)电压的电压差，VSG(MPhvBufH)为PMOS晶体管MPhvBufH的栅极(G)电压和源极(S)电压的电压差。这样VPP-VPN＝(VNG-VPG)-2V≈4V。相较于通过VCC为运算放大器供电的方式，通过图14及图17所示的方式，可以有效地降低运算放大器的供电电压，从而避免使用耐高压的运算放大器。
图18中提供了一种N-N双源跟随器供电的第一运算放大器OTA1的架构图。电平转换器基于第i个电池的电池电压差来生成第一控制信号和第二控制信号，其中第i个电池相应的第一运算放大器的供电端连接第一N型MOSFET的源极，第一N型MOSFET的漏极连接至第N电池的正极端电压，第一控制信号连接至N型MOSFET的栅极，以及，第i个电池相应的第一运算放大器的接地端连接至第二N型MOSFET的源极然后经由电流源接地，第二N型MOSFET的漏极连接至第N电池的正极端电压，而第二控制信号连接至第二N型MOSFET的栅极。
VPP-VPN＝[VNG-VGS(MNhvBufH)]-[VPG-VGS(MNhvBufL)]
＝(VNG-VPG)-[VGS(MNhvBufH)-VGS(MNhvBufL)]
通常，VGS(MNhvBufH)≈VGS(MNhvBufL)，其中VGS(MNhvBufH)为NMOS晶体管MNhvBufH的栅极(G)电压和源极(S)电压的电压差，VSG(MPhvBufH)为PMOS晶体管MPhvBufH的栅极(G)电压和源极(S)电压的电压差。这样，VPP-VPN＝(VNG-VPG)-0V＝VNG-VPG≈6V。在图18所示的方式中，同样可以有效地降低运算放大器的供电电压，从而避免使用耐高压的运算放大器。
图19中示出了一种N型源跟随器和单位增益放大器供电的第一运算放大器OTA1的架构图。电平转换器基于第i个电池的电池电压差来生成第一控制信号和第二控制信号，其中第i个电池相应的第一运算放大器的供电端连接第一N型MOSFET的源极，第一N型MOSFET的漏极连接至第N电池的正极端电压，第一控制信号连接至N型MOSFET的栅极，第i个电池相应的第一运算放大器的接地端连接至增益放大器的输出端，所述增益放大器的正输入端连接至第二控制信号，所述增益放大器的负输入端连接至所述增益放大器的输出来形成负反馈环路，并且所述增益放大器的供电端连接至第N电池的正极端电压且接地端接地。
在图19所示的方式中，VPP-VPN＝[VNG-VGS(MNhvBufH)]-VPG，VGS(MNhvBufH)为NMOS晶体管MNhvBufH的栅极(G)电压和源极(S)电压的电压差，并且VGS(MNhvBufH)≈1V。这样VPP-VPN＝VNG-1V-VPG，VPN＝VPG是因为VPN为单位增益的负反馈电压缓冲器的输出。在图19所示的方式中，同样可以有效地降低运算放大器的供电电压，从而避免使用耐高压的运算放大器。
在上面的示例中，参照第一运算放大器OTA1的输出连接的第一晶体管为P型晶体管为例进行了说明。
第一运算放大器OTA1的输出电压，也就是MPB的栅极电压，是对地(AGND)的高电压，VOUTn＝VBATn-VGS[MPBn]，VBAT(n)为第n节电池的正极对地电压，相当于n节电池的串联电压，通常为n*3.7V，VGS[MPB(n)]为MPB的源漏电压。这样第一运算放大器OTA1的内部电流镜和电流源负载就需要采用耐高压MOSFET进行电路设计，耐高压MOSFET通常占用的芯片面积比较大，同时，因为MOSFET一直暴露在高电压下工作，栅极热载流子注入的长期累积效应也很容易导致阈值电压偏移或者源漏串通的可靠性问题。
如图20所示，为了解决这个问题，第一运算放大器OTA1驱动的P型源极跟随器MPB替换为N型源极跟随器(N型MOSFET)，则第一运算放大器OTA1的输出电压VOUTn＝VRnb+VGS[MNBn]，VR(n)b通常为0.5倍单节电池电压，通常为0.5*3.7V，MNB的源漏电压VGS[MNBn]通常为1～1.5V，所以VOUTn为对地的低电压，从而避免第一运算放大器OTA1内部的电流源负载和电流镜采用耐高压的MOSFET进行设计。对于其他部分的设计，再此不再赘述，可以参照上面的描述。
此外，图21和图22示出了图20所示的方式下可以采用的运算放大器的电路图。但是需要注意的是，之前所描述的运算放大器同样适用于图20所示的方式。
如图23所示，根据本公开的另一实施方式，提供了一种电池管理系统。其中电池管理电路对外连接充电器及负载，电池电压监测电路独立地监测电池组中的每节电池的电压情况。电池电压监测电路的具体实现可以参照上面的表述，在此不再赘述。该电池管理系统可以通过控制运算单元来进行通道选择以检测某节的电池电压情况，并且得到该电池电压后进行模数转换并且控制运算单元来进行处理，此外通信单元可以将控制运算单元的信息提供至外部也可以从外部接收信息。
根据本公开的上述技术内容，至少可以解决以下技术问题。
本公开提出了一种高精度电池电压监测电路，能够精确地采集高压串联应用中每一节电池的实时电压，对多节串联电池的电压进行过充或过放的监控保护，确保及时发现电池的过度充放电、和电池断线的异常情况。
本公开提出了一种对各电压采集模块进行独立的电流补偿方案，创新地解决了最高一节电池的电流补偿问题，同时，很好地消除了串联电池包中因电压采集和转换电路而引起的各节电池电流消耗不平衡的情况，避免了电池组长期使用后的各节电池电压不均衡现象，延长了电池组的使用寿命。
因为采用高精度的动态的电流补偿方案，实现了采集到每一节的电池电压完全是真实的电池电压，而不是经过抗ESD和电池滤波电阻RF降压后的电压，因为采用了电流补偿，所以流经电阻RF的电流为0，所以RF的电压降为0，所以电压转换单元的输入电压完全等于电池电压。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例/方式”、“一些实施例/方式”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例/方式或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本申请的至少一个实施例/方式或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例/方式或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例/方式或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例/方式或示例以及不同实施例/方式或示例的特征进行结合和组合。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
本领域的技术人员应当理解，上述实施方式仅仅是为了清楚地说明本公开，而并非是对本公开的范围进行限定。对于所属领域的技术人员而言，在上述公开的基础上还可以做出其它变化或变型，并且这些变化或变型仍处于本公开的范围内。

Claims (10)

1.一种电池电压监测装置，用于对电池组的各个电池的电压进行监测，所述电池组包括正负极串联连接的多个电池，所述多个电池为第一电池至第N电池，第一电池的负极作为所述电池组的负极端并且连接至参考地，而第N电池的正极作为所述电池组的正极端，其中N为大于等于2的整数，其特征在于，所述电池电压监测装置包括：
电压转换单元，所述电压转换单元的数量为M个，其中2≤M≤N，M个转换单元分别接收第二电池至第N电池中的每个电池的正极端与负极端之间的电池电压差，所述M个转换单元分别包括第一运算放大器、第一P型晶体管、第一跨阻单元和第二跨阻单元，第一跨阻单元的一端接收相应电池的正极端的电压，第一跨阻单元的另一端连接至第一运算放大器的负输入端，第一运算放大器的正输入端接收相应电池的负极端电压，第一运算放大器的输出端连接第一P型晶体管的栅极，第一跨阻单元的另一端和第二跨阻单元的一端分别连接第一P型晶体管的源极和漏极，第二跨阻单元的另一端连接至参考地，当所述第一P型晶体管导通时，第一电流流经第一跨阻单元、第一P型晶体管和第二跨阻单元，并且通过所述第二跨阻单元的电压来对所述每个电池的电池电压差进行测量；
选通单元，当测量所述电池组中的第i个电池的正极端与负极端之间的电池电压差时，所述选通单元根据第i个电池对应的电压转换单元以测量第i个电池对应的第二跨阻单元的电压从而测量第i个电池的电池电压差，而其他电池对应的电压转换单元处于关闭状态，其中，1≤i≤N；以及
电流补偿单元，所述电流补偿单元基于电池组中的第i个电池对应的第二跨阻单元的电压来生成第i个电池的补偿电流，并且第i个电池的补偿电流提供至第i个电池对应的第一跨阻单元的所述一端，
其中，在对第二电池至第N电池中的每个电池的电池电压进行测量时，通过被测电池所对应的电压转换单元将被测电池的正极端与负极端的电池电压差转换为对参考地的绝对电压，其中通过将所述电池电压差施加至所述第一跨阻单元的两端，并且根据所述电池电压差及所述第一跨阻单元的电阻生成所述第一电流，所述第二跨阻单元根据其电阻和所述第一电流来生成所述第二跨阻单元的电压。
2.一种电池电压监测装置，用于对电池组的各个电池的电压进行监测，所述电池组包括正负极串联连接的多个电池，所述多个电池为第一电池至第N电池，第一电池的负极作为所述电池组的负极端并且连接至参考地，而第N电池的正极作为所述电池组的正极端，其中N为大于等于2的整数，其特征在于，所述电池电压监测装置包括：
电压转换单元，所述电压转换单元的数量为M个，其中2≤M≤N，M个转换单元分别接收第二电池至第N电池中的每个电池的正极端与负极端之间的电池电压差，所述M个转换单元分别包括第一运算放大器、第一N型晶体管、第一跨阻单元和第二跨阻单元，第一跨阻单元的一端和第一运算放大器的负输入端接收相应电池的正极端的电压，第一运算放大器的正输入端和第一跨阻单元的另一端接收相应电池的负极端电压，第一运算放大器的输出端连接第一N型晶体管的栅极，第一跨阻单元的另一端和第二跨阻单元的一端分别连接第一N型晶体管的源极和漏极，第二跨阻单元的另一端连接至参考地，当所述第一N型晶体管导通时，第一电流流经第一跨阻单元、第一N型晶体管和第二跨阻单元，并且通过所述第二跨阻单元的电压来对所述每个电池的电池电压差进行测量；
选通单元，当测量所述电池组中的第i个电池的正极端与负极端之间的电池电压差时，所述选通单元根据第i个电池对应的电压转换单元以测量第i个电池对应的第二跨阻单元的电压从而测量第i个电池的电池电压差，而其他电池对应的电压转换单元处于关闭状态，其中，1≤i≤N；以及
电流补偿单元，所述电流补偿单元基于电池组中的第i个电池对应的第二跨阻单元的电压来生成第i个电池的补偿电流，并且第i个电池的补偿电流提供至第i个电池对应的第一跨阻单元的所述一端，
其中，在对第二电池至第N电池中的每个电池的电池电压进行测量时，通过被测电池所对应的电压转换单元将被测电池的正极端与负极端的电池电压差转换为对参考地的绝对电压，其中通过将所述电池电压差施加至所述第一跨阻单元的两端，并且根据所述电池电压差及所述第一跨阻单元的电阻生成所述第一电流，所述第二跨阻单元根据其电阻和所述第一电流来生成所述第二跨阻单元的电压。
3.如权利要求1或2所述的电池电压监测装置，其特征在于，所述第一跨阻单元和第二跨阻单元为电阻、晶体管、或电阻与晶体管的串联单元。
4.如权利要求3所述的电池电压监测装置，其特征在于，
所述选通单元包括N个开关，所述N个开关中的第i个开关导通，其他开关断开时，所述选通单元采集第i个电池的正极端与负极端之间的电池电压差，并且所述电流补偿单元基于第i个电池的电池电压差以及第N电池的正极端电压来得到第i个电池的补偿电流。
5.如权利要求3所述的电池电压监测装置，其特征在于，所述电流补偿单元包括第二运算放大器、第二N型晶体管及N-1个电流镜像电路，所述第二运算放大器的正输入端连接所述选通单元的输出以接收第i个电池的电池电压差，其中1≤i≤N-1，并且所述第二运算放大器的输出端连接第二晶体管的栅极，第二晶体管的源极连接第三跨阻单元的一端，并且第三跨阻单元的另一端连接参考地，第二晶体管与第三跨阻单元的连接节点连接至第二运算放大器的负输入端，第二晶体管的漏极连接电流镜像电路，并且根据第i个电池的电池电压差来使得电流镜像电路输出第i个电池的补偿电流。
6.如权利要求5所述的电池电压监测装置，其特征在于，所述电流镜像电路基于第N电池的正极端电压来输出第i个电池的补偿电流。
7.如权利要求5所述的电池电压监测装置，其特征在于，所述电流补偿单元包括第三N型晶体管，所述第三N型晶体管的栅极与第二运算放大器的正输入端连接，所述第三N型晶体管的源极经第四跨阻单元连接参考地，所述第三N型晶体管的漏极连接升压电路，所述升压电路用于生成大于第N电池的正极端电压的升压后电压，
当所述选通单元基于第N电池的电压差来生成第N电池的补偿电流时，基于所述升压电路所生成的升压后电压来得到第N电池的补偿电流，其中第N电池的补偿电流提供至第N电池对应的第一跨阻单元的所述一端。
8.如权利要求3所述的电池电压监测装置，其特征在于，
所述第一运算放大器由第N电池的正极端电压供电，第二电池至第N电池中每个电池所对应的第一运算放大器的输出端经由电阻和电容串联电路连接至该每个电池所对应的第一跨阻单元的所述一端。
9.如权利要求3所述的电池电压监测装置，其特征在于，所述第一跨阻单元的一端与第N电池的正极之间串联有第n滤波电阻，并且所述第一运算放大器的正输入端与第N电池的负极之间串联有第n-1滤波电阻，其中2≤n≤N，使得所述第n滤波电阻所形成的电压降等于所述第n-1滤波电阻所形成的电压降。
10.一种电池管理系统，其特征在于，包括：如权利要求1至9中任一项所述的电池电压监测装置，所述电池电压监测装置用于对电池组的各个电池的电压进行监测。
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