CN111740663B - 一种抑制三相四开关容错控制系统过渡过程的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种抑制三相四开关容错控制系统过渡过程的方法，该方法采用基于ADRC的双闭环控制模型对PMSM进行控制，实现对故障的被动容错；分别对导通状态和截止状态是否发生故障进行监测，针对导通状态，通过监测电机三相电流突变情况，实现故障监测；针对截止状态，根据电流矢量轨迹斜率法确定是否发生故障；然后根据故障位置将系统切换为容错拓扑结构以及容错驱动方法；同时通过观测器计算故障估计补偿量，将故障估计补偿量与基于ADRC的PMSM双闭环控制模型输出的q轴电流量进行线性叠加，作为总控制量施加到所述三相四开关容错驱动器，实现主动容错控制。本发明能够解决现有容错驱动器在拓扑结构切换过程中存在的过渡过程问题。

Description

一种抑制三相四开关容错控制系统过渡过程的方法

技术领域

本发明属于容错控制技术领域，尤其涉及一种对容错控制中策略切换引起的过渡过程的抑制方法。

背景技术

三相永磁同步电机(PMSM)具有体积小、性能好、结构简单、可靠性高、输出转矩大等特点，在工业、航空航天以及高精度伺服控制行业得到广泛应用。因此，电机在运行时的可靠性至关重要。相比于结构具有高可靠性的三相永磁同步电机本身，其电力电子驱动模块由于在工作中常处于高频通断状态，很易出现意料之外的无法导通或者常通的故障。目前提高驱动器容错能力的方法是设计具有容错能力的三相四开关驱动器，即三相四开关容错驱动器。这种驱动器虽然具有容错能力，但是在故障发生时需要正确诊断出故障位置并且正确切换驱动器的拓扑结构。在切换的过程中，会出现由诊断延迟和拓扑结构改变带来的不稳定过程，该过程会使电机运行状态发生畸变，影响整个系统的稳定性，对电机本身也会造成损坏，限制了容错驱动器的使用。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种抑制三相四开关容错控制系统过渡过程的方法，能够解决现有容错驱动器在拓扑结构切换过程中存在的“过渡过程”问题。

为了解决上述技术问题，本发明是这样实现的：

一种抑制三相四开关容错控制系统过渡过程的方法，该方法采用三相四开关容错驱动器实现永磁同步电机(PMSM)的容错控制；该方法包括以下步骤：

步骤S1、采用基于自抗扰控制器(ADRC)的双闭环控制模型对PMSM进行控制，内环电流环采用PID控制器，外环转速环采用ADRC，利用ADRC的鲁棒性实现对故障的被动容错；

步骤S2、分别对导通状态和截止状态是否发生故障进行监测；当任意状态下出现故障时，均执行步骤S3；否则继续执行步骤S2；

对导通状态下的故障监测为：监测电机三相电流突变情况，当相电流由非零突变为零，认为出现故障；

对截止状态下的故障监测为：将电机三相电流通过克拉克(Clark)变换变为α-β两相电流，并求取两相电流矢量轨迹的斜率，根据电流矢量轨迹斜率法确定是否发生故障；

步骤S3、根据故障位置将系统切换为容错拓扑结构以及容错驱动方法；

步骤S4、通过观测器计算故障估计补偿量，将故障估计补偿量与基于ADRC的PMSM双闭环控制模型输出的q轴电流量进行线性叠加，作为总控制量施加到所述三相四开关容错驱动器，实现主动容错控制。

优选地，步骤S2所述对导通状态下的故障监测具体为：

采用电流传感器采集系统运行状态下的PMSM电流值i_a，i_b以及i_c，设t时刻电机三相电流的瞬时值分别为i_a(t)、i_b(t)和i_c(t)，t+1时刻电机三相电流的瞬时值分别为i_a(t+1)、i_b(t+1)和i_c(t+1)，记电流突变因子为δ，其计算公式为：

其中，T是采样周期，令x取值为a,b,c；

当某一相的|δ|>1.2|I_abc|时，判定该相发生故障；|I_abc|是电机三相电流峰值的绝对值。

优选地，步骤S2所述对截止状态下的故障监测具体为：

步骤S2-1：在当前采集周期内，将电机三相电流实际值通过Clark变换变为α-β两相电流，并求取两相电流矢量轨迹的斜率K；

步骤S2-2：设置置信区间

是特征值；针对a相、b相、c相故障检测，

的取值分别为0，

和

针对每一相，如果所述斜率K在区间

内，则设置标志位flag为1，否则标志位flag为0；

步骤S2-3：在临近周期内计算该标志位flag的平均值，记为

如果

大于或等于σ，则诊断结果输出1，否则诊断结果输出0；诊断结果的1表示对应相发生故障，输出0表示对应相无故障。

优选地，所述阈值

其中，

表示设定的几个周期内所解算的

的最大值，

表示设定的几个周期内所解算的

的最小值。

优选地，所述步骤S4中的观测器是对q轴电流和转矩设计的全维状态观测器，故障发生时用q轴电流的观测量与实际量的误差按照设定的增益进行前馈补偿，观测器设计如下：

PMSM电压平衡方程在同步旋转坐标系下表示为：

其中，

其中，u_du_q,i_di_q,ψ_dψ_q,L_dL_q分别是PMSM的定子电压、定子电流、定子磁链以及定子电感在d-q坐标系下的表示，ω是转子角速度，R_a是定子每相电阻，φ是磁链，p是极对数；

电磁转矩表示为：

T_e＝1.5p[φi_q-(L_d-L_q)i_di_q]

PMSM的动力学方程可以表示为：

其中，T_L是负载转矩，B是转子摩擦系数，J是转子转动惯量；

可以得到：

其中，K_t是永磁同步电机的转矩系数；

令d(t)代表所有的干扰，可以得到：

在实际的PMSM控制系统中，与其他系统状态信号相比，扰动转矩在速度环采样周期内变化缓慢，其一阶导数为零。可得：

以ω和d为状态变量，i_q为输入，角速度为输出ω的扩张状态观测器为：

其中，d为估计的扰动影响；

定义补偿量：

其中，K_c为补偿系数；

PMSM处于稳定运行状态下，无故障时，

为零，即无需补偿；当发生故障时，电流i_q发生突变，d的估计值来不及变化，此时

不为零，通过前馈进行补偿，从而保证系统的平稳运行，当故障排除后，

恢复至零。

有益效果：

(1)现有技术只能在故障发生后才能采取措施，本发明采用基于ADRC的PMSM双闭环控制方法，通过增强系统的鲁棒性与抗扰动性能，增强整个系统的稳定性，从被动的角度实现容错。此外，本发明建立了监测回路进行故障监测，能够主动、及时发现故障，并及时触发电路拓扑结构改变至三相四开关容错结构，同时通过观测器估计故障补偿量，以前馈补偿的方式抑制拓扑结构改变带来的过渡过程影响，从而将过渡过程引起的负面影响通过补偿进行消除，保证系统在故障发生后能光滑切换以及平稳过渡。主动+被动的容错机制，大大提升了系统的容错性能。

(2)本发明采用电流突变监测与电流矢量轨迹斜率法相结合的方式监测故障，在诊断方法与诊断速度上进行改进，能及时有效的检测出故障发生的位置，缩短诊断延迟，及时切换至容错拓扑结构，从本质上缩短过渡过程时间。其中，电流突变监测能够补充电流矢量轨迹斜率法无法涵盖的导通状态下的故障监测问题，从而提升了故障监测的全面性。

(3)本发明电流矢量轨迹斜率法进行改进，消除实际电流的波动以及噪声对故障诊断算法的影响，提高诊断的准确度，降低错判误判率，有利于系统的稳定。

附图说明

图1为本发明基于ADRC和故障估计补偿的PMSM双闭环控制原理图；

图2为ADRC结构原理图；

图3为本发明抑制三相四开关容错控制系统过渡过程的方法的原理图；

图4为PMSM驱动器结构原理图；

图5为电流突变法故障诊断过程电流波形；

图6为电流突变法故障诊断结果；

图7为电流矢量轨迹斜率法故障诊断过程电流波形；

图8为电流矢量轨迹斜率法故障诊断结果；

图9为未加补偿前转矩波形；

图10为未加补偿前转速波形；

图11为加了补偿后转矩波形；

图12为加了补偿后转速波形。

具体实施方式

下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。

传统的三相四开关容错控制方法的关注点大多只集中在故障发生后的拓扑结构变换以及驱动策略变换上，但是从正常状态变换为容错状态存在的由故障诊断延迟以及策略切换引起的不稳定过渡过程往往被忽略。该过渡过程不仅对系统的稳定性带来一定干扰，还会对电机本身造成损害。

本发明提供了一种抑制三相四开关容错控制系统过渡过程的方法，适用于采用三相四开关容错驱动器实现PMSM容错控制的系统，本发明称为三相四开关容错控制系统。

本发明从不稳定过渡过程入手，从控制模型的设计方面以及故障监测和补偿方面入手，建立了主动+被动的容错机制。在控制模型设计方面，采用基于自抗扰控制器的双闭环控制模型对PMSM进行控制，通过增强系统的鲁棒性与抗扰动性能，增强整个系统的稳定性，能够保证基于三相四开关逆变器的容错控制系统能够在故障发生时进行光滑切换以及平稳过渡，从被动的角度实现容错。在故障监测和补偿方面，通过电流矢量轨迹斜率法和电流突变检测法诊断系统故障发生位置，在故障发生后触发电路拓扑结构改变至三相四开关容错结构，通过观测器估计故障补偿量，以前馈补偿的方式抑制拓扑结构改变带来的过渡过程影响。可见，本发明能够对任意时刻发生故障引起的电路拓扑结构改变带来的过渡过程影响进行抑制。

本发明的对容错控制中策略切换引起的过渡过程的抑制方法包括如下步骤：

步骤S1：采用基于自抗扰控制器(ADRC)的双闭环控制模型对PMSM进行控制，内环电流环采用PID控制器，外环转速环采用ADRC。

图1为本发明抑制三相四开关容错控制系统的结构示意图。ADRC为速度控制器，是外环，其输入为指定转速n*与反馈转速n之差，输出为q路电流的控制量i_q*。针对dq两路电流分别建立PI控制器：I_d控制器和I_q控制器。d路电流i_d*为给定值，q路电流的输入为速度控制器输出与q路电流实测值i_q之差，I_q控制器的输出与故障估计补偿量叠加后形成控制量u_q，与I_d控制器的输出u_d一起输入到容错驱动器。容错驱动器驱动PMSM。dq两路电流的实测值i_d和i_q是通过对三相电流实测值i_abc进行Park变换得到的。

自抗扰控制器如图2所示，包含微分跟踪器(TD)、非线性组合(NLC)以及扩张状态观测器(ESO)三部分。自抗扰控制方法是在传统PID控制方法的基础上结合现代控制控制理论，基于仿真及实验总结而来的控制方法。自抗扰控制器在发扬传统PID优点的同时又能改善其不足，提高系统的快速性和稳定性，增强系统的鲁棒性。

故障诊断模块基于PMSM的电流检测值进行故障判断。基于判断结果通知容错驱动器进行容错切换。

故障估计模块在故障发生时用观测量(前述的故障估计补充量)与实际量的误差按照一定的增益进行前馈补偿，从而减小输出转矩的波动。

步骤S2、故障估计模块的两路监测回路分别对导通状态和截止状态是否发生故障进行监测；当任意状态下出现故障时，均执行步骤S3；否则继续执行步骤S2。本步骤S2流程参见图3。

PMSM及其驱动器的电路原理图如图4所示，同一桥臂上的晶闸管不能同时导通。因此，当某个晶闸管发生故障时，可能处于导通状态或者是截止状态。当晶闸管处于关断周期发生故障时，会在电流过零时表现出来，可以通过电流矢量轨迹斜率法进行诊断。当晶闸管处于导通状态时发生故障，该相电流会由非零值突变至零，带来的后果更为严重，电流矢量轨迹斜率法不再适用，本发明设计了通过监测电流突变情况进行诊断。

那么本发明结合电流突变法和电流矢量轨迹斜率法进行全周期诊断。其中电流突变法用于检测桥臂处于导通周期时发生断路故障，此时电流由非零突变为零；电流矢量轨迹斜率法用于检测桥臂处于关断周期时发生断路故障，此时电流在过零后无法继续反向增加。

a)监测电流突变情况的方法如下：

采用电流传感器采集系统运行状态下的电流值i_a，i_b以及i_c，设t时刻三相电流的瞬时值分别为i_a(t)、i_b(t)和i_c(t)，t+1时刻三相电流的瞬时值分别为i_a(t+1)、i_b(t+1)和i_c(t+1)，记电流突变因子为δ，其计算公式为:

其中，T是采样周期，x＝a,b,c。

当系统无故障运行时，根据正弦电流的变化特征，有:

|δ|≤|I_abc|

其中，|I_abc|是三相电流峰值的绝对值。三相的电流峰值是相同的。

当有故障发生时，电流突变会使|δ|明显大于正常值，定义故障发生判断阈值ε＝1.2|I_abc|，当满足|δ|>ε时(即|δ|>1.2|I_abc|)，表示该相发生故障。

b)电流矢量轨迹斜率法如下：

当系统正常运行时，根据基尔霍夫定律，通过电机的电流满足三相之和为零。根据克拉克(Clark)变换将三相电流(i_a,i_b,i_c)由abc坐标系转换至静止α-β坐标系下，获得两相电流(i_α,i_β)，即

可得：

定义电流矢量轨迹的斜率为：

其中，k,k-1表示第k次及第k-1次的电机定子电流采样。

正常情况下电流矢量轨迹为圆，它的斜率K为变化值；缺相故障发生时，K在半个电流周期中将会是恒定值，称之为特征值。如果a相断路，半个电流周期中i_a＝0，则K＝0。若b相绕组断路，半个电流周期中i_b＝0，则

，同理，当c相断路，半个电流周期中i_c＝0，则

因此，判断K值即可确定故障位置。

针对实际电流存在杂波以及噪声等负面影响，对电流矢量轨迹斜率法改进如下。

步骤S2-1：在当前采集周期内，将电机三相电流实际值通过Clark变换变为α-β两相电流，并求取两相电流矢量轨迹的斜率K。

步骤S2-2：设置置信区间

其中，

是特征值，ε为设定的置信区间大小。针对a相、b相、c相的故障检测，

的取值采用前述分析获得的0，

和

上一步计算所得的电流矢量轨迹斜率值K借助该置信区间进行二值化处理：针对每一相，如果所述斜率K在区间

内，则设置标志位flag为1，否则标志位flag为0。例如对于a相，

则如下斜率K在区间(-ε,ε)内，则设定标志位flag为1，否则为0。该置信区间的设置是考虑到实际采集到的电流信号并非理想的，会出现随机波动，借助置信区间可以提高算法的鲁棒性。其中，ε可以根据电流环的采样周期进行选择，采样周期越小，ε值越小。经过多次实验仿真，这里取ε的值为0.03。

步骤S2-3：尽管设置了置信区间，由于随机干扰噪声的存在，得到的flag值仍然存在少量时刻的随机跃变现象，即无故障时理论上flag应该恒为0，但实际上可能因为噪声的影响导致某些时刻出现flag＝1的非正常现象。为了解决该问题，提出如下所述的临近周期求平均值的方法来解决。这里的临近周期是指包含当前周期的一个时间窗口内多个连续周期的集合。定义变量

其中，i表示第i个采样周期，flag_i表示第i个采样周期时刻的标志位flag的值，n表示进行平均值处理的窗口宽度。

由于噪声带来的影响是随机的且瞬态的，上述操作可以将异常flag值强制限制在正常值的附近。最后设置阈值

其中max{·}是取设定的几个周期内所解算的

的最大值，min{·}是取设定的几个周期内所解算的

的最小值。借助σ对标志位

进行判断，如果

高于σ则诊断结果输出1，

低于σ则诊断结果输出0。至此，输出1表示对应相发生故障，输出0表示对应相无故障。

在MATLAB软件下进行上述两种诊断方法的仿真验证，其结果如图5～图8所示。这里针对a相的上桥臂T₁进行仿真验证，其它位置的故障同理，因此不再赘述。如前所述，故障可能发生在导通周期或者关断周期，突变法可应用于导通周期发生故障，电流矢量轨迹斜率法可应用于关断周期发生故障，现在对这两种情况分别验证。

图5和图6是对电流突变法进行验证。首先模拟故障发生在t＝0.052时刻，从图5中可以看出，故障发生后a相电流I瞬间跌为零。通过突变法进行故障诊断，其结果如图6所示。低电平输出为正常，高电平输出为检测到故障。可以看出，突变法在故障发生后的0.06ms后完成故障诊断。

图7和图8是对电流矢量轨迹斜率法进行验证。首先模拟故障发生在t＝0.048时刻，此时T₁还处于关断状态。从图7中可以看出，在t＝0.0502时刻后无法再反向增加，此时电流矢量轨迹斜率K为定值0，通过故障诊断模块进行诊断，其结果如图8所示。低电平输出为正常，高电平输出为检测到故障。可以看出，突变法在故障发生后的0.05ms后完成故障诊断。

基于以上仿真结果，可以证明基于电流突变监测法和电流矢量轨迹斜率法的故障诊断方法能及时有效检测出故障的发生，诊断延迟低。

步骤S3、根据故障位置将系统切换为容错拓扑结构以及容错驱动方法。

在已知故障位置的情况下，根据故障位置将系统切换为容错拓扑结构以及容错驱动方法可以参考现有技术实施。例如，可以参考文献：2010年，安群涛，题目为“容错三相四开关逆变器控制策略”。

步骤S4、通过观测器计算故障估计补偿量。将故障估计补偿量与基于ADRC的PMSM双闭环控制模型输出的q轴电流量进行线性叠加，作为总控制量施加到所述三相四开关容错驱动器，实现主动容错控制。

故障估计补偿值基于观测器获取，其具体过程如下：

观测器是对q轴电流和转矩设计的全维状态观测器，故障发生时用观测量与实际量的误差按照一定的增益进行前馈补偿，从而减小输出转矩的波动。

PMSM电压平衡方程在同步旋转坐标系(d-q坐标系)下可以表示为：

其中，

其中，u_du_q,i_di_q,ψ_dψ_q,L_dL_q分别是PMSM的定子电压、定子电流、定子磁链以及定子电感在d-q坐标系下的表示，ω是转子角速度，R_a是定子每相电阻，φ是磁链，p是极对数。

电磁转矩可以表示为：

T_e＝1.5p[φi_q-(L_d-L_q)i_di_q]

PMSM的动力学方程可以表示为：

其中，T_L是负载转矩，B是转子摩擦系数，J是转子转动惯量。

可以得到：

其中，K_t是永磁同步电机的转矩系数。

令d(t)代表所有的干扰，可以得到：

在实际的PMSM控制系统中，与其他系统状态信号相比，扰动转矩在速度环采样周期内变化缓慢，其一阶导数为零。可得:

以ω和d为状态变量，i_q为输入，角速度为输出ω的扩张状态观测器为：

其中，d就是估计的扰动影响。

定义补偿量：

其中，K_c为补偿系数。

上述补偿量是q轴电流观测值与实际值的差值，观测值是观测器依据系统实际参数计算出的系统正常情况下的q轴电流。因此，电机处于稳定运行状态下，无故障时，

为零，即无需补偿，当发生故障时，电流i_q发生突变，d的估计值来不及变化，此时

不为零，通过前馈进行补偿，从而保证系统的平稳运行，当故障排除后，

恢复至零。

通过补偿，系统重新达到稳态，补偿量恢复至零，系统完成平稳过渡。

为了验证本发明所提出方法的有效性，基于图1所示的永磁同步电机双闭环控制原理框图，在MATLAB软件中搭建仿真框图进行验证。永磁同步电机(PMSM)的参数为：R_a＝2.9Ω,φ＝0.0908Wb,L_a＝20.13mH,p＝4,K_t＝0.545,J＝0.445Kg·cm²。得到的仿真结果如图9～图12所示。图9和图10分别是未加入补偿时过渡过程的转矩T和转速n波形，其中，n为实际转序，n*为指定转速。可以看出，由于故障发生以及拓扑结构的改变，使转矩和转速都发生了剧烈波动，对系统稳定性带来严重后果。加入故障估计补偿以后，仿真结果如图11和图12所示。可以看出，通过补偿过渡过程的转矩及转速波动明显受到抑制，整个过程更加平滑，从而提高了系统的稳定性。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种抑制三相四开关容错控制系统过渡过程的方法，该方法采用三相四开关容错驱动器实现永磁同步电机(PMSM)的容错控制；其特征在于，该方法包括以下步骤：

步骤S1、采用基于自抗扰控制器(ADRC)的双闭环控制模型对PMSM进行控制，内环电流环采用PID控制器，外环转速环采用ADRC，利用ADRC的鲁棒性实现对故障的被动容错；

步骤S2、分别对导通状态和截止状态是否发生故障进行监测；当任意状态下出现故障时，均执行步骤S3；否则继续执行步骤S2；

对导通状态下的故障监测为：监测电机三相电流突变情况，当相电流由非零突变为零，认为出现故障；

对截止状态下的故障监测为：将电机三相电流通过克拉克(Clark)变换变为α-β两相电流，并求取两相电流矢量轨迹的斜率，根据电流矢量轨迹斜率法确定是否发生故障；

步骤S3、根据故障位置将系统切换为容错拓扑结构以及容错驱动方法；

步骤S4、通过观测器计算故障估计补偿量，将故障估计补偿量与基于ADRC的PMSM双闭环控制模型输出的q轴电流控制量进行线性叠加，作为总控制量施加到所述三相四开关容错驱动器，实现主动容错控制。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤S2所述对导通状态下的故障监测具体为：

采用电流传感器采集系统运行状态下的PMSM电流值i_a，i_b以及i_c，设t时刻电机三相电流的瞬时值分别为i_a(t)、i_b(t)和i_c(t)，t+1时刻电机三相电流的瞬时值分别为i_a(t+1)、i_b(t+1)和i_c(t+1)，记电流突变因子为δ，其计算公式为：

其中，T是采样周期，令x取值为a,b,c；

当某一相的电流突变因子绝对值|δ|>1.2|I_abc|时，判定该相发生故障；|I_abc|是电机三相电流峰值的绝对值。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤S2所述对截止状态下的故障监测具体为：

步骤S2-1：在当前采集周期内，将电机三相电流实际值通过Clark变换变为α-β两相电流，并求取两相电流矢量轨迹的斜率K；

步骤S2-2：设置置信区间

是特征值，ε为设定的置信区间大小；针对a相、b相、c相故障检测，

的取值分别为0，

和

针对每一相，如果所述斜率K在区间

内，则设置标志位flag为1，否则标志位flag为0；

步骤S2-3：在临近周期内计算该标志位flag的平均值，记为

如果

大于或等于阈值σ，则诊断结果输出1，否则诊断结果输出0；诊断结果的1表示对应相发生故障，输出0表示对应相无故障。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述阈值

其中，

表示设定的几个周期内所解算的

的最大值，

表示设定的几个周期内所解算的

的最小值。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤S4中的观测器是对q轴电流和转矩设计的全维状态观测器，故障发生时用q轴电流的观测量与实际量的误差按照设定的增益进行前馈补偿，观测器设计如下：

PMSM电压平衡方程在同步旋转坐标系下表示为：

其中，

其中，u_du_q,i_di_q,ψ_dψ_q,L_dL_q分别是PMSM的定子电压、定子电流、定子磁链以及定子电感在d-q坐标系下的表示，ω是转子角速度，R_a是定子每相电阻，φ是磁链，p是极对数；

电磁转矩表示为：

T_e＝1.5p[φi_q-(L_d-L_q)i_di_q]

PMSM的动力学方程表示为：

其中，T_L是负载转矩，B是转子摩擦系数，J是转子转动惯量；

可以得到：

其中，K_t是永磁同步电机的转矩系数；

令d(t)代表所有的干扰，可以得到：

在实际的PMSM控制系统中，与其他系统状态信号相比，扰动转矩在速度环采样周期内变化缓慢，其一阶导数为零，可得：

以ω和d为状态变量，i_q为输入，角速度为输出ω的扩张状态观测器为：

其中，d为估计的扰动影响；

定义补偿量：

其中，K_c为补偿系数；

PMSM处于稳定运行状态下，无故障时，

为零，即无需补偿；当发生故障时，电流i_q发生突变，d的估计值来不及变化，此时

不为零，通过前馈进行补偿，从而保证系统的平稳运行，当故障排除后，

恢复至零。

Images