CN111726044A - 变频控制方法及变频控制装置、超高速永磁同步电机的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种变频控制方法及变频控制装置、超高速永磁同步电机的控制方法，该变频控制方法应用于变频控制装置，该变频控制装置包括直流斩波电路以及逆变电路，该方法包括获取永磁同步电机的实际频率，根据实际频率与永磁同步电机运行的目标频率计算母线调节电压，根据母线调节电压调节直流斩波电路的两个第一开关器件的导通时间；根据目标频率向逆变电路中的第二开关器件加载控制信号，在变频控制装置的输出频率的一个周期内，每一第二开关器件的开关状态切换一次。该变频控制装置用于实现上述的变频控制方法。本发明可以满足超高速变频设备的控制要求，且第二开关器件的开关频率较低，降低变频控制装置的成本。

Description

变频控制方法及变频控制装置、超高速永磁同步电机的控制 方法

技术领域

本发明涉及电机控制领域，具体的，涉及一种变频控制方法以及实现这种方法的变频控制装置，还涉及一种应用该变频控制方法对超高速永磁同步电机进行控制的超高速永磁同步电机的控制方法。

背景技术

随着机械加工技术的发展，越来越多机床配置超高速电机，由于超高速电机的转速比常规电机的转速高很多，而且功率密度大、转动惯量小、动态响应较快，因而越来越被重视，超高速电机的技术发展也成为研究人员的研究重点。

超高速电机的转速能达到数十几万转/分钟，其最高输出频率可达到2kHz以上。超高速永磁同步电机是一种典型的超高速电机，这种电机通常设置由多个开关管，例如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)，通过多个开关管向超高速永磁同步电机输出驱动信号。为了向超高速永磁同步电机加载的电流呈比较理想的正弦波信号，向各开关管记载的PWM调制信号就需要极高的开关频率，例如，理想的开关频率需达到25kHz以上。

但是，目前普通的绝缘栅双极型晶体管受到开关器件的最高工作频率的限制，几乎无法同时达到这么高的开关频率和功率要求，此外，过高的开关频率容易损坏绝缘栅双极型晶体管。另外，为了向各开关管输出极高频率的PWM信号，需要处理器采用比较复杂的控制算法，也就是对处理器的工作速度提出了极高的要求，但目前普通使用的处理器，例如DSP处理器的运算速度难以到达产生极高频率的PWM信号的要求，难以满足超高速永磁同步电机的快速动态响应的要求，而且处理器在控制的准确性、快速性方面会出现问题。

为了解决上述问题，一些研究人员提出了相应的解决方案，如申请号CN201710169900.2的中国发明专利提出了一种应用于高速电机的驱动控制器，该方案将逆变器中6个普通绝缘栅双极型晶体换成SiC材料的绝缘栅双极型晶体，SiC材料制成的绝缘栅双极型晶体导通电阻低、能够耐受更高的环境温度，降低散热器体积及功率损耗，提高高速电机驱动控制器的效率和功率密度。但是，由于SiC材料的绝缘栅双极型晶体成本非常高，导致这种方案的实现成本高，而且硬件电路的驱动保护电路设计更加复杂。

由于超高速永磁同步电机的转速高且调速范围更宽，如果应用这种方法对电机进行控制，所产生的谐波频率将非常接近电机的基波频率，而且超高速永磁同步电机的供电系统谐波更大，因此此时抑制超高速永磁同步电机供电系统的谐波电流非常困难。因而，现有的这种方案中，PWM变频器将不适用于超高速永磁同步电机的控制。

发明内容

本发明的第一目的是提供一种成本低且采用较低频率的PWM信号控制的变频控制方法。

本发明的第二目的是提供一种实现上述变频控制方法的变频控制装置。

本发明的第三目的是提供一种应用上述变频控制方法的超高速永磁同步电机的控制方法。

为实现本发明的第一目的，本发明提供的变频控制方法应用于变频控制装置，该变频控制装置包括直流斩波电路以及逆变电路；该方法包括：获取永磁同步电机的实际频率，根据实际频率与永磁同步电机运行的目标频率计算母线调节电压，根据母线调节电压调节直流斩波电路的两个第一开关器件的导通时间；根据目标频率向逆变电路中的第二开关器件加载控制信号，在变频控制装置的输出频率的一个周期内，每一第二开关器件的开关状态切换一次。

由上述方案可见，本发明通过频率的单闭环控制来实现母线电压的控制，并且根据母线电压与电机输出频率的关系调节电机的输出频率，即通过调节母线电压来调节电机的输出频率，而不是通过控制加载到各第二开关器件的PWM信号的频率来改变电机的频率，因此，加载到各第二开关器件控制信号的频率较低。这样，本发明不需要采用SiC等材料制成的绝缘栅双极型晶体管来满足极高的开关频率的要求，只需要对母线电压进行调整，就可实现超高速电机数十几万转/分钟的转速。

此外，由于加载到第二开关器件的PWM信号的频率较低，可以降低基波频率处的谐波含量。并且，由于PWM信号的频率低，可以采用普通的处理器产生PWM信号，处理器执行的程序简单，产生PWM信号所需要的时间较短，也就是缩短了处理器的执行时间，提高了处理器的响应速度。

一个优选的方案是，根据实际频率与目标频率计算母线调节电压包括：应用比例积分算法根据实际频率与目标频率计算母线调节电压。

由于比例积分算法是常见并且成熟的算法，通过比例积分算法来计算母线调节电压，一方面降低计算机程序开发的难度，另一方面，处理器运行的程序较为简单，响应速度较快。

进一步的方案是，应用比例积分算法根据实际频率与目标频率计算母线调节电压包括：计算目标频率与实际频率的差值，应用比例积分算法根据差值计算母线调节电压，进一步的，应用比例积分算法根据该差值计算母线计算电压，母线调节电压为母线计算电压与预设调节参数的乘积。

可见，母线调节电压的计算简单，处理器的运算量少，对超高速永磁同步电机进行控制的过程中，处理器的响应速度快，更能有效、精准的对电机的频率进行控制。

更进一步的方案是，根据母线调节电压调节两个第一开关器件的导通时间包括：应用母线调节电压进行电压电流双环控制后获得调制电压，应用调制电压形成加载至两个第一开关器件的脉冲调制信号。

由此可见，计算获得母线调节电压后，根据母线调节电压计算加载到两个第一开关器件的PWM信号，从而控制超高速永磁同步电机的端电压，进而控制电机的转速，使超高速永磁同步电机按照预先设定频率运行。

更进一步的方案是，应用母线调节电压进行电压电流双环控制后获得调制电压包括：应用母线调节电压与母线实际电压进行第一比例积分计算获得目标电流，应用目标电流与实际电流进行第二比例积分计算获得调制电压。

可见，由于电压电流双环控制是常见的电机控制方式，通过电压电流双环控制控制并计算调制电压，使调制电压的计算难度降低。

更进一步的方案是，逆变电路包括三个桥臂，每一桥臂具有两个第二开关器件；加载至第二开关器件的控制信号为六阶梯控制信号。

由此可见，由于加载到三个桥臂上的第二开关器件的控制信号是六阶梯控制信号，能够确保在输出频率的一个周期内，每一个第二开关器件的开关状态只会切换一次，这样，第二开关器件的开关频率大幅度降低，避免使用SiC材料制成的价格高昂的绝缘栅双极型晶体管作为第二开关器件。

更进一步的方案是，在变频控制装置输出频率的一个周期内，每一第二开关器件的导通相位角度均为180°。

这样，在一个周期内，每一个第二开关器件的导通时间与截止时间是相等的，配合六阶梯的控制信号，第二开关器件的通断频率很低，并不会产生高频谐波信号，使用普通的绝缘栅双极型晶体管即可以满足工作的要求。

为实现上是的第二目的，本发明提供的变频控制装置包括直流斩波电路以及逆变电路，直流斩波电路具有两个串联连接的第一开关器件，且直流斩波电路输出的母线调节电压加载到逆变电路的两端；逆变电路具有多个第二开关器件，多个第二开关器件向永磁同步电机输出驱动信号；直流斩波电路用于根据永磁同步电机的实际频率与目标频率所计算获得的母线调节电压调节两个第一开关器件的导通时间；逆变电路用于根据目标频率向第二开关器件加载控制信号，在变频控制装置的输出目标频率的一个周期内，每一第二开关器件的开关状态切换一次。

由上述方案可见，通过频率的单闭环控制来实现母线电压的控制，并且根据母线电压与电机输出频率的关系调节电机的输出频率，也就是通过调节母线电压来调节电机的输出频率，而不是通过控制加载到多个第二开关器件的PWM信号的频率来改变电机的频率，因此，加载到各第二开关器件控制信号的频率较低。这样，不需要采用SiC等材料制成的价格高昂的绝缘栅双极型晶体管来满足极高的开关频率的要求，第二开关器件可以使用普通的绝缘栅双极型晶体管实现。并且，本发明只需要对母线电压进行调整，就可实现超高速电机数十几万转/分钟的转速，且可以避免产生高频谐波信号。

一个优选的方案是，直流斩波电路还包括电感器，电感器的一端连接至两个第一开关器件的连接处。

进一步的方案是，两个第一开关器件串联形成斩波支路；直流斩波电路还包括一个电容器，电容器的两端连接至斩波支路的两端。

可见，电容器对斩波支路的电压有稳压的作用，确保加载到逆变电路的电压的稳定，从而提高超高速永磁同步电机运行的稳定性。

更进一步的方案是，逆变电路具有三个桥臂，每一桥臂具有两个第二开关器件；加载至第二开关器件的控制信号为六阶梯控制信号。

更进一步的方案是，第一开关器件和/或第二开关器件为绝缘栅双极型晶体管。

为实现上是的第三目的，本发明提供的超高速永磁同步电机的控制方法应用上述的变频控制方法对超高速永磁同步电机进行控制，该被控变频设备为永磁同步电机。

附图说明

图1是本发明变频控制装置实施例的电原理图。

图2是电机在恒转矩控制运行过程中端电压和频率的曲线图。

图3是本发明变频控制方法实施例的控制原理框图。

图4是本发明变频控制方法实施例中计算母线调节电压的控制原理框图。

图5是本发明变频控制方法实施例中计算加载至第一开关器件的脉冲调制信号的控制原理框图。

图6是本发明变频控制方法实施例中其中两相线圈的相电压与线电压的波形图。

以下结合附图及实施例对本发明作进一步说明。

具体实施方式

本发明的变频控制方法应用于变频控制装置，该变频控制装置用于对超高速永磁同步电机进行控制。超高速永磁同步电机可以应用在机床等工业设备上。

变频控制装置实施例：

参见图1，本实施例具有直流斩波电路11以及逆变电路12，直流斩波电路11接收直流电压源U_d提供的直流电压，并且具有电感器L1、两个第一开关器件T1、T2，优选的，两个第一开关器件T1、T2串联并构成斩波支路，每一个第一开关器件均与一个二极管并联，例如第一开关器件T1与二极管D1并联，第一开关器件T2与二极管D2并联。直流斩波电路11还具有电容器C1，电容器C1与斩波支路并联，即电容器C1的两端分别连接至斩波支路的两端。

从图1可见，电感器L1的一端连接至直流电压源U_d的正极，电感器L1的另一端连接至两个第一开关器件T1、T2的连接处。优选的，两个第一开关器件T1、T2均为绝缘栅双极型晶体管(IGBT)，且不是SiC材料制成的绝缘栅双极型晶体管。

直流斩波电路11输出的电压加载到逆变电路12的两端，逆变电路12具有三个桥臂，每一个桥臂具有两个串联连接的第二开关器件，例如，第一个桥臂包括第二开关器件T3、T4，第二个桥臂包括第二开关器件T5、T6，第三个桥臂包括第二开关器件T7、T8。并且，每一个第二开关器件均与一个二极管并联，例如第二开关器件T3与二极管D3并联，第二开关器件T4与二极管D4并联，以此类推。

逆变电路12的三个桥臂分别对应于永磁同步电机10的三相线圈，例如由第二开关器件T3、T4组成的第一桥臂对应于永磁同步电机10的a相线圈，由第二开关器件T5、T6组成的第二桥臂对应于永磁同步电机10的b相线圈，由第二开关器件T7、T8组成的第三桥臂对应于永磁同步电机10的c相线圈，每一个桥臂的第二开关器件控制加载到各相线圈的电流信号，从而驱动永磁同步电机10工作。

本实施例是通过控制直流斩波电路11的电压来控制永磁同步电机10的频率。由于电机在恒转矩控制运行过程中，其端电压和频率满足相应的V/f曲线，如图2所示，Us为永磁同步电机10的端电压，f₁是永磁同步电机10的频率。可见，永磁同步电机10的频率与端电压是满足一定的关系的，例如在一定范围内满足线性关系，因此，本实施例通过控制永磁同步电机10的端电压来控制永磁同步电机10的频率，也就是控制永磁同步电机10的转速。并且，为了避免第二开关器件的开关频率过高，本实施例对第二开关器件采用六阶梯的控制信号进行控制，并且在超高速永磁同步电机的输出频率的一个周期内，各第二开关器件的开关状态只会切断一次。

变频控制方法实施例及超高速永磁同步电机的控制方法实施例：

下面结合图3至图6对变频控制方法进行详细的说明。本实施例主要是通过对永磁同步电机10的端电压的控制来实现电机频率的控制，由于电机的端电压是母线电压经过降压后得到的，因此，本实施例通过对母线电压的调节实现对端电压的调节，也就是通过对永磁同步电机10的母线电压的控制来实现电机频率的控制。具体的，母线电压是通过直流斩波电路11进行调节，即对两个第一开关器件T1、T2的导通时间的控制来调节母线电压。

另外，逆变电路12的各个第二开关器件的开关状态切换频率为电机的电频率，在变频控制装置的输出频率的每个周期内，逆变电路12的各个第二开关器件的开关状态只会切换一次，即只导通、关断的状态只会切换一次，对于数十几万转/分钟的电机来说，第二开关器件的工作频率低，因而，不需要使用价格高昂的SiC的绝缘栅双极型晶体管，只是采用普通的绝缘栅双极型晶体管即可以满足要求。

对永磁同步电机10的频率控制是通过对母线电压的调节实现的，利用图2所示的V/f曲线，即端电压与频率的关系来控制电机的频率，虽然是一种较为简单的控制方法，但是这种方法对电机的转速进行开环控制，电机转速的动态特性较差，电机转矩利用率低，同时转速调节的稳定性差。因此，本实施例通过对电机转速的闭环控制来实现对母线电压的控制。如图3所示，通过采集永磁同步电机10三相电流i_a、i_b、i_c并且进行帕克变换、克拉克变换后，对变换后的数值进行频率估算，从而获得永磁同步电机10的实际频率f，然后利用实际频率f与目标频率f^*的差值进行V/f闭环控制，获得母线调节电压

最后依据母线调节电压

进行电压电流双环控制，获得加载到两个第一开关器件T1、T2的脉冲调制信号PWM的波形。

具体的，直流母线电压的控制框图如图4所示。首先，进行频率估算后获得电机的实际频率f。然后，计算目标频率f^*与实际频率f的差值，并对该差值进行比例积分运算，获得母线计算电压Us，最后，根据母线计算电压Us与一个预设调节参数k计算得到母线调节电压

具体的，母线调节电压

的计算可以利用下面的公式实现：

式1中，f^*和f分别为电机的目标频率和电机运行的实际频率，k_p、k_i以及s是比例积分计算的参数。从式1可见，母线调节电压

是母线计算电压Us与预设调节参数k的乘积。

为了使永磁同步电机10稳定地运行，在根据频率指令在完成电机运行频率调节的同时，必须相应地调节直流斩波电路11母线电压的输出电压值，因而需要通过对直流斩波电路11中两个第一开关器件T1、T2的导通时间进行控制，进而控制电机的运行频率。两个第一开关器件T1、T2的控制框图如图5所示，在获取母线调节电压

后，应用获取母线调节电压

与母线的实际电压U_dc进行第一比例积分计算，具体的，计算母线调节电压

与母线的实际电压U_dc的差值，利用该差值进行比例积分计算，从而获得目标电流i^* _L。然后，应用目标电流i^* _L与实际电流i_L进行第二比例积分计算，获得调制电压u_t。其中，实际电流i_L为直流斩波电路11上电感L1的电流。计算获得调制电压u_t后，对调制电压u_t进行调制获得脉冲调制信号PWM的波形，并将脉冲调制信号PWM加载到两个第一开关器件T1、T2上。

可见，本实施例对直流斩波电路11的母线电压的调节，是通过改变加载到两个第一开关器件T1、T2的脉冲调制信号PWM，也就是改变两个第一开关器件T1、T2的导通时间实现的。其中，母线实际电压U_dc也就是电容器C1两端的电压，母线实际电压U_dc同时也是加载到逆变电路12两端的电压。当母线实际电压U_dc被调节后，逆变电路12两端的电压被同步调节，因此，永磁同步电机10的转速得以调节，从而实现了对永磁同步电机10的频率调节。

本实施例对逆变电路12的六个第二开关器件的控制，是采用六阶梯控制信号的方式进行控制。由于逆变电路按照SVPWM线性区进行调制时，其电压利用率不高，因而为了扩大永磁同步电机10的调速范围，提高母线电压的利用率，采用六阶梯控制信号的方式进行调制、控制。具体的，参见图3，在获取目标频率f^*后，根据目标频率f^*计算得到对应的目标相角ω^*，并且使用目标相角ω^*进行六阶梯信号调制。

本实施例中，在变频控制装置的输出频率的一个周期内，每一第二开关器件T3、T4、T5、T6、T8、T8的导通相位角度均为180°，因此，6个基本电压矢量(除零矢量外)分别旋转60°进行切换，得到相应的相电压、线电压的输出波形如图6所示。

例如，将变频控制装置的输出频率的一个周期平均划分为六个阶段，每一个阶段对应于的相位角度为60°。每一个阶段对于六个第二开关器件的控制方式，采用三位数字表示，例如，六个阶段的控制方式分别“100”、“110”、“010”、“011”“001”、“101”。其中，从左向右的第一个数字表示第一个桥臂的两个第二开关器件T3、T4的通断状态，第二个数字表示第二个桥臂的两个第二开关器件T5、T6的通断状态，第三个数字表示第三个桥臂的两个第二开关器件T7、T8的通断状态。另外，数字“1”表示两个第二开关器件中，上桥臂的开关器件导通，下桥臂的开关器件关断，数字“0”表示两个第二开关器件中，上桥臂的开关器件关断，下桥臂的开关器件导通。

在第一个阶段，三个桥臂的控制方式为“100”，即第一个桥臂的两个第二开关器件T3、T4的通断状态为“1”，也就是第二开关器件T3导通，第二开关器件T4关断；第二个桥臂的两个第二开关器件T5、T6的通断状态为“0”，也就是第二开关器件T5关断，第二开关器件T6导通；第三个桥臂的两个第二开关器件T7、T8的通断状态为“0”，也就是第二开关器件T7关断，第二开关器件T8导通。

第二个阶段，三个桥臂的控制方式为“110”，即第一个桥臂的两个第二开关器件T3、T4的通断状态为“1”，也就是第二开关器件T3导通，第二开关器件T4关断；第二个桥臂的两个第二开关器件T5、T6的通断状态为“1”，也就是第二开关器件T5导通，第二开关器件T6关断；第三个桥臂的两个第二开关器件T7、T8的通断状态为“0”，也就是第二开关器件T7关断，第二开关器件T8导通，以此类推。

图6的最上方的波形图是a相线圈的相电压U_a0的波形，中间的波形图是b相线圈的相电压U_b0的波形，最下方的波形图是a相线圈与b相线圈的线电压U_ab的波形。

由于线电压U_ab是偶函数，根据傅里叶分析，可得线电压U_ab是为：

式2中，U_dc为母线的实际电压。根据式2，可得式1中的预设调节参数

可见，应用本实施例的控制方法控制超高速永磁同步电机，使得永磁同步电机的频率由直流斩波电路11对母线电压的调节实现控制，永磁同步电机的幅值由逆变电路12进行控制，并且，母线电压的控制采用频率的单闭环控制实现。相比起传统的电机控制方法，本实施例所采用的变频控制装置增加了直流斩波电路，但由于逆变电路的各个第二开关器件不需要被加载极高的开关频率的控制信号，不仅保护了第二开关器件，而且还降低了电机的控制成本，还降低了变频控制装置所产生的谐波含量。此外，本实施例的控制方法简单，处理器执行的程序并不复杂，缩短了处理器的执行时间，提高了频率调节的响应速度。

另外，本发明的变频控制方法以及变频控制装置除了可以应用在超高速永磁同步电机的控制外，还适用于所有高频逆变的系统的控制上，即上述变频控制方法的被控变频设备除了是超高速永磁同步电机外，还可以是其他的变频设备。

最后需要强调的是，本发明不限于上述实施方式，如上述公式1中各个参数的具体数值的变化等，这些改变也应该包括在本发明权利要求的保护范围内。

Claims (14)

1.变频控制方法，应用于变频控制装置，该变频控制装置包括直流斩波电路以及逆变电路；

其特征在于，该方法包括：

获取被控变频设备的实际频率，根据所述实际频率与被控变频设备的目标频率计算母线调节电压，根据所述母线调节电压调节所述直流斩波电路的两个第一开关器件的导通时间；

根据所述目标频率向所述逆变电路中的第二开关器件加载控制信号，在该变频控制装置的输出频率的一个周期内，每一所述第二开关器件的开关状态切换一次。

2.根据权利要求1所述的变频控制方法，其特征在于：

根据所述实际频率与所述目标频率计算所述母线调节电压包括：应用比例积分算法根据所述实际频率与所述目标频率计算所述母线调节电压。

3.根据权利要求2所述的变频控制方法，其特征在于：

应用比例积分算法根据所述实际频率与所述目标频率计算所述母线调节电压包括：计算所述目标频率与所述实际频率的差值，应用比例积分算法根据所述差值计算所述母线调节电压。

4.根据权利要求3所述的变频控制方法，其特征在于：

应用比例积分算法根据所述差值计算所述母线调节电压包括：应用比例积分算法根据所述差值计算母线计算电压，所述母线调节电压为所述母线计算电压与预设调节参数的乘积。

5.根据权利要求1至4任一项所述的变频控制方法，其特征在于：

根据所述母线调节电压调节两个所述第一开关器件的导通时间包括：应用所述母线调节电压进行电压电流双环控制后获得调制电压，应用所述调制电压形成加载至两个所述第一开关器件的脉冲调制信号。

6.根据权利要求5所述的变频控制方法，其特征在于：

应用所述母线调节电压进行电压电流双环控制后获得调制电压包括：应用所述母线调节电压与母线实际电压进行第一比例积分计算获得目标电流，应用所述目标电流与实际电流进行第二比例积分计算获得所述调制电压。

7.根据权利要求1至4任一项所述的变频控制方法，其特征在于：

所述逆变电路包括三个桥臂，每一所述桥臂具有两个所述第二开关器件；

加载至所述第二开关器件的控制信号为六阶梯控制信号。

8.根据权利要求7所述的变频控制方法，其特征在于：

在变频控制装置的所述输出频率的一个周期内，每一所述第二开关器件的导通相位角度均为180°。

9.超高速永磁同步电机的控制方法，其特征在于：

应用如权利要求1至8任一项所述的变频控制方法对永磁同步电机进行控制，其中，所述被控变频设备为永磁同步电机。

10.变频控制装置，其特征在于，包括：

直流斩波电路以及逆变电路，所述直流斩波电路具有两个串联连接的第一开关器件，且所述直流斩波电路输出的母线调节电压加载到所述逆变电路的两端；

所述逆变电路具有多个第二开关器件，多个所述第二开关器件向被控变频设备输出驱动信号；

所述直流斩波电路用于根据所述被控变频设备的实际频率与目标频率所计算获得的所述母线调节电压调节两个所述第一开关器件的导通时间；

所述逆变电路用于根据所述目标频率向所述第二开关器件加载控制信号，在所述变频控制装置的输出频率的一个周期内，每一所述第二开关器件的开关状态切换一次。

11.根据权利要求10所述的变频控制装置，其特征在于：

所述直流斩波电路还包括电感器，所述电感器的一端连接至两个所述第一开关器件的连接处。

12.根据权利要求10或11所述的变频控制装置，其特征在于：

两个所述第一开关器件串联形成斩波支路；

所述直流斩波电路还包括一个电容器，所述电容器的两端连接至所述斩波支路的两端。

13.根据权利要求10或11所述的变频控制装置，其特征在于：

所述逆变电路具有三个桥臂，每一所述桥臂具有两个所述第二开关器件；

加载至所述第二开关器件的控制信号为六阶梯控制信号。

14.根据权利要求10或11所述的变频控制装置，其特征在于：

所述第一开关器件和/或所述第二开关器件为绝缘栅双极型晶体管。

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