CN111697821A - 电荷泵稳定性控制 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电荷泵稳定性控制，在电荷泵的第一停留时间和第二停留时间期间，相应的第一电流和第二电流在电荷泵与连接至电荷泵的端子中之一的电路之间流动。基于来自电荷泵的反馈测量，控制器调整这些第一电流和第二电流。

Description

电荷泵稳定性控制

相关申请

根据35 USC 120，本申请是于2017年7月17日提交的美国申请16/037,362的部分延续，该美国申请16/037,362是于2017年12月21日提交的美国申请第15/850,117号的延续，该美国申请第15/850,117号是于2016年9月14日提交的美国申请第15/126,073号的延续，该美国申请第15/126,073号是根据35 USC 371的于2015年3月11日提交的国际申请第PCT/US2015/019860号的国家阶段，该国际申请第PCT/US2015/019860号根据35 USC 119要求美国临时申请61/953,303的2014年3月14日优先权日的权益和美国临时申请61/953,270的2014年3月14日优先权日的权益，其内容通过引用并入本文。

技术领域

本发明涉及功率转换器，并且特别涉及电荷泵。

背景技术

在许多电路中，可用于驱动电路的功率可能不是电路所需的形式。为了校正这一点，提供将可用的功率转换为符合电路要求的形式的功率转换器是有用的。

一种常见类型的功率转换器是开关模式功率转换器。开关模式功率转换器通过使用开关网络将电抗电路元件切换为不同的电气配置来产生电压。开关电容器功率转换器是一种主要使用电容器来传输能量的开关模式功率转换器。这样的转换器被称为“电荷泵”。所述电容器被称为“泵电容器”。

在操作中，电荷泵在泵状态的序列中从一个泵状态转变至下一个泵状态。每个泵状态的特征在于：其中电荷泵保持在该泵状态的停留时间以及其中电荷泵在泵状态之间的转变时间。对于所有泵状态的停留时间与那些泵状态之间的中介转变时间之和是对于电荷泵的一个循环的周期。

为了正确操作，每个泵电容器应当以零电荷变化开始和结束每个循环。如果情况并非这样，则在电荷呈正非零变化的情况下，电荷将在数个循环的过程中累积在泵电容器上。由于电容器两端的电压与电荷线性地成比例，因此这种电荷积聚/消耗将导致泵电容器两端的电压随时间而漂移。

在许多电荷泵中，开关连接相邻的泵电容器。因此，开关两端的电压取决于相邻的泵电容器两端的电压。如果这些电容器两端的电压不均匀地漂移，则开关两端的电压可能超过其额定值。这可能导致开关过热，从而损坏开关以及电荷泵。

管理泵电容器上的电荷的过程部分地取决于电荷如何到达泵电容器。通常，将电荷放入电容器中存在两种方法：使用电压源或使用电流源。

当使用电压源时，电荷的管理相对简单。存在于电容器处的电荷是电压的线性函数。因此，将电压降至零足以从电容器去除电荷。

当使用电流源时，电荷的管理不是那么简单。这是因为泵电容器上的电荷与电流的积分有关，而不是与电流的瞬时值有关。

在2012年11月8日，通过引用并入本文的专利公开WO 2012/151466公开了电荷泵的配置，其中一个端子连接至调节器。由于其电感器并且由于与所涉及的开关相关联的相关时间尺度，因此就这些电荷泵配置而言，调节器表现得像电流源一样。这使得关于泵电容器中存在多少电荷的管理变得更加具有挑战性。

发明内容

本文所描述的发明主题涉及通过确保电荷泵的每个泵电容器在针对每个循环的相同的条件下开始循环来稳定与电流源或负载耦接的电荷泵。这避免在来自第一循环结束的残留电荷被添加至第二循环开始时所发生的电荷积聚，从而导致电容器的电压随时间漂移。

在一个方面，本发明的特征在于：一种设备，其包括：电荷泵，该电荷泵具有电容器阵列、开关电路、第一端子、连接至电路的第二端子以及控制器。在电荷泵的相应的第一停留时间和第二停留时间期间，第一电流和第二电流在电荷泵与电路之间流动。基于来自电荷泵的反馈测量，控制器调节第一电流和第二电流。

在一些实施方式中，控制器通过控制电荷泵与电路之间的电流来控制电荷泵内的电荷的累积。

在其他实施方式中，控制器调节第一电流和第二电流，以试图使在第一停留时间期间负载与电荷泵之间转移的电荷与在第二停留时间期间负载与电荷泵之间转移的电荷之间的差保持恒定。

实施方式中还有以下实施方式：其中，控制器被配置成在第一停留时间和第二停留时间期间调制开关的占空比。该开关选择性地启动和抑制电路与电荷泵之间的电荷转移。

在其他实施方式中，控制器通过使电流仅在第一停留时间的所选择的部分和第二停留时间的所选择的部分期间流动来调节第一电流和第二电流。

另外的实施方式包括以下实施方式：其中，控制器在调节第一电流和第二电流时使用的来自电荷泵的反馈测量是在第二端子处进行的测量。

另外的实施方式包括以下实施方式：其中，控制器调节第一电流和第二电流，以努力维持恒定的状态间差分。

在其他实施方式中，控制器调节第一电流和第二电流，以努力维持恒定的状态间差分和恒定的状态间总和。

在实施方式中是以下实施方式：其中，控制器调节第一电流和第二电流，以努力维持恒定的状态间差分，并且使电路维持恒定的平均电压。

其他实施方式包括以下实施方式：其中，控制器通过利用与频率谐波地相关的周期信号来调制反馈测量，该频率是包括第一停留时间和第二停留时间的电荷泵循环的持续时间的倒数。这导致调节第一电流和第二电流。

在其他实施方式中，控制器使第一电流在比第一停留时间短的时间期间流动。

另外的实施方式包括以下实施方式：其中，控制器在其中电荷泵另外准备与电路进行电荷转移的停留时间期间实际地抑制电荷泵与电路之间的电荷转移。

在其他实施方式中，控制器使用反馈信号来试图维持恒定的平均电压，并且控制器在使用反馈控制信号来试图维持恒定的平均电压之前，使反馈控制信号在不同时间处偏移不同的量。

在其他实施方式中，控制器使用反馈信号来试图维持恒定的平均电压，并且控制器在反馈控制信号与指示电路中的开关的操作的信号之间引起时变偏移。

在一些实施方式中，控制器接收第一信号和第二信号，第一信号用于为控制器调制将电荷泵连接至电路的开关的占空比以在电荷泵内实现恒定的状态间差分提供基础，第二信号用于为调制占空比以使功率转换器维持恒定的平均电压提供基础。在这样的实施方式中，控制器还包括用于利用周期波形来调制第一信号从而生成经调制的第一信号的调制器，并且控制器使用该经调制的第一信号来创建相对于第二信号的时变偏移。

在其他实施方式中，控制器依赖于反馈信号以维持功率转换器的恒定的平均电压，并且控制器调制从电荷泵接收到的信号以生成时变信号，并将该时变信号叠加在反馈信号上。

在其他实施方式中，控制器引入时变偏移以努力使功率转换器维持恒定的平均电压。在这样的实施方式中，为了调制开关的占空比以努力维持功率转换器的恒定的平均电压，控制器依赖于反馈信号与指示开关的操作的信号之间的差，并且然后将时变偏移引入至该差中。

实施方式中还有以下实施方式：其中，控制器接收第一信号和第二信号。第一信号为控制器调制将电荷泵连接至电路的开关的占空比以在电荷泵内实现恒定的状态间差分提供基础。第二信号为调制占空比以使功率转换器维持恒定的平均电压提供基础。在这些实施方式中，控制器还包括调制器、比较器和加法器。调制器利用周期波形来调制第一信号从而生成经调制的第一信号。加法器通过经调制的第一信号来使第二信号偏移，从而生成偏移信号。比较器将偏移信号与指示开关的操作的信号进行比较，并且基于该比较输出占空比控制信号。

在其他实施方式中，控制器接收第一信号和第二信号。第一信号为控制器调制将电荷泵连接至电路的开关的占空比以在电荷泵内实现恒定的状态间差分提供基础。第二信号为调制占空比以使功率转换器维持恒定的平均电压提供基础。在这些实施方式中，控制器包括调制器、加法器和比较器。调制器利用周期波形来调制第一信号从而生成经调制的第一信号，并且加法器通过经调制的第一信号来使指示开关的操作的信号偏移。比较器将偏移信号与第二信号进行比较，并且基于该比较输出占空比控制信号。

根据下面的详细描述和附图，本发明的这些特征和其他特征将变得明显，在附图中：

附图说明

图1示出了单相电荷泵；

图2示出了与图1的单相电荷泵的操作相关联的时间线；

图3示出了与图1的单相电荷泵的循环相关联的电路配置；

图4示出了两相电荷泵；

图5示出了与图4的两相电荷泵的循环相关联的电路配置；

图6示出了用于控制图1的电荷泵中的泵状态停留时间的第一控制器；

图7示出了用于控制图1的电荷泵中的泵状态停留时间的第二控制器；

图8示出了图7中的第二反馈电路的实现方式；

图9示出了图7中的第二定时电路的实现方式；

图10示出了用于控制图1的电荷泵中的泵状态停留时间的第三控制器；

图11示出了用于控制负载处的电流的第四控制器；

图12示出了用于控制调节器处的电流的第五控制器；

图13示出了控制开关网络以达到图1中的泵电容器的期望电容的第六控制器；

图14示出了控制开关网络以达到期望的稳定电容的第七控制器；

图15示出了控制状态间差分以确保在电荷泵操作期间跨不同泵状态的电荷平衡的第八控制器；

图16示出了耦接至降压转换器的串-并联电荷泵；

图17示出了当图15的控制系统使第一开关状态和第二开关状态具有相等的持续时间时产生的电感器电流；

图18示出了当图15的控制系统使第一开关状态和第二开关状态具有不相等的持续时间时产生的电感器电流；

图19示出了图15所示的第八反馈电路的一个实施方式的细节；

图20示出了图15所示的第八反馈电路的另一实施方式的细节；以及

图21示出了图19所示的被配置成依赖于与参考电压的比较而不是与差分电压的比较的第八反馈电路。

具体实施方式

图1示出了耦接至负载电路12的电荷泵10的第一示例，该负载电路12被建模为理想电流源I_X。电荷泵10是多级电荷泵，也被称为级联倍增器。尽管电流源I_X被示出为从电荷泵10汲取电流，但是这种区别相当于仅仅符号变化。电流源I_X的重要特征是它不间断地驱动电流的恒定流动。

贯穿本说明书，将参考“电流源”。众所周知，理想的“电流源”是实际上不存在的用于电路分析的抽象概念。然而，对于感兴趣的时间尺度，存在有效地用作电流源的各种装置。示例包括调节器例如线性调节器、取决于负载的DC电动机，以及作为设置通过LED的电流的有源电路的IDAC。因此，贯穿本说明书，“电流源”或“电流负载”应被理解为是指有效地用作电流源的实际装置，包括但不限于本文列举的那些装置。

负载电路12可以被看作汲取或提供非零恒定电流或在两个值(两个值中的一个可以为零)之间交替的脉冲电流。每当通过负载电路12的电流为非零时，就会发生电荷转移。当电流为非零且恒定时，电荷转移将被称为“软充电”或“绝热充电”。

电荷泵10具有第一端子14和第二端子16。一个端子是承载低电流的高压端子。另一端子是承载高电流的低压端子。在本文描述的特定示例中，第二端子16是低压端子。然而，在其他实施方式中，第二端子16是高压端子。

在端子14、16之间是四个相同的泵电容器：外部泵电容器C1、C4和内部泵电容器C2、C3。第一相节点P1与第一泵电容器C1和第三泵电容器C3的负端子耦接，并且第二相节点P2与第二泵电容器C2和第四泵电容器C4的负端子耦接。

第一开关组1和第二开关组2协作以使电荷泵10在第一泵状态18与第二泵状态20之间重新配置泵电容器C1至C4，如图2所示。通过第一开关组1和第二开关组2的操作，电荷泵10在第一端子14处的电压与第二端子16处的电压之间保持变压比M:N。在图1所示的特定电荷泵10中，变压比为5:1。

在操作中，电荷泵10执行一系列的电荷泵循环。每个电荷泵循环具有第一泵状态18和第二泵状态20，如图2所示。为了从第一泵状态18转变至第二泵状态20，第一开关组1中的开关断开并且第二开关组2中的开关闭合。相反地，为了从第二泵状态20转变至第一泵状态18，第一开关组1中的开关闭合并且第二开关组2中的开关断开。

图2示出了开关的配置为“Config X/Y”，其中X和Y是分别指示在第一开关组1中的开关和第二开关组2中的开关的布置的二进制变量。二进制零指示在特定开关组中的开关是断开的，并且二进制一指示在特定开关组中的开关是闭合的。

在第一泵状态18期间，在第一开关组1中的开关全部闭合，并且在第二开关组2中的开关全部断开。第一泵状态18包括第一泵状态重新分布间隔18A和第一泵状态稳态间隔18B。

第一泵状态18以第二开关组2中的开关的断开且第一开关组1中的开关的闭合开始。这开始了以电荷的快速重新分布为特征的第一泵状态重新分布间隔18A。在短暂的时间段内，与这种电荷分布相关联的电流与通过负载电路12的电流相关联地减小(dwarf)。

最终，与电荷重新分布相关联的电流逐渐消失，并且电荷泵10稳定在第一泵状态稳态间隔18B中。在第一泵状态稳态间隔18B期间，通过电荷泵10的电流由通过电路12的电流支配。花费在第一泵状态稳态间隔18B上的时间与花费在第一泵状态重新分布间隔18A上的时间之和为第一停留时间。

在第二泵状态20期间，第一开关组1中的开关全部断开，并且第二开关组2中的开关全部闭合。第二泵状态20包括第二泵状态重新分布间隔20A和第二泵状态稳态间隔20B。

第二泵状态20已第二开关组2中的开关的闭合且第一开关组1中的开关的断开开始。这开始了以电荷的快速重新分布为特征的第二泵状态重新分布间隔20A。在短暂的时间段内，与这种电荷分布相关联的电流与通过电路12的电流相关联地减小。

最终，与电荷重新分布相关联的电流逐渐消失，并且电荷泵10稳定在第二泵状态稳态间隔20B中。在第二泵状态稳态间隔20B期间，通过电荷泵10的电流还是由通过负载电路12的电流支配。花费在第二泵状态稳态间隔20B上的时间与花费在第二泵状态重新分布间隔20A上的时间之和为第二停留时间。

在第一泵状态18与第二泵状态20之间转变的过程中，第一相节点P1处的电压在地与第二端子16处的电压之间交替。同时，第二相节点P2处的电压与第一相节点P1处的电压异相180度。

在第一泵状态18与第二泵状态20之间存在空载时间间隔21，在该空载时间间隔21期间，第一开关组1中的开关和第二开关组2中的开关均断开。尽管原则上不需要，但是由于开关不会瞬间转变，因此该空载时间间隔有实际的必要性。因此，有必要提供余量以避免使第一开关组1中的开关和第二开关组2中的开关同时闭合的不良结果。

为了避免必须引入仅模糊对操作原理的理解的复杂性，图3示出了在第一泵状态18和第二泵状态20两者下通过泵电容器C1至C4的电流，假设在两个泵状态下为瞬时电荷重新分布、无空载时间、以及在第二端子16处具有相同的非零电流I_X。

在图3中，花费在第一泵状态重新分布间隔18A上的时间为t1a；花费在第一泵状态稳态间隔18B上的时间为t1b；花费在第二泵状态重新分布间隔20A上的时间为t2a；并且花费在第二泵状态稳态间隔20B上的时间为t2b。最后，一个循环的总长度为tsw。因此，第一停留时间为t1a+t1b；并且第二停留时间为t2a+t2b。瞬时电荷重新分布的假设通过将t1a和t2a设置为零来体现，从而导致tsw等于t1b+t2b。

在第一泵状态的稳态间隔18B期间，外部泵电容器C1、C4承载具有大小为0.4I_X的电流，而内部泵电容器C2、C3承载具有为由外部泵电容器C1、C4所承载的大小的一半的电流。这是因为内部泵电容器C2、C3是串联的，而外部泵电容器C1、C4是单独的。

在第二泵状态的稳态间隔20B期间，每个外部泵电容器C1、C4分别与内部泵电容器C2、C3中之一串联地放置。因此，每个泵电容器C1至C4承载具有大小为0.5I_X的电流。注意，内部泵电容器C2、C3始终与另一泵电容器串联，而外部泵电容器C1、C4仅在一个泵状态期间与另一泵电容器串联。

在其中电荷立即重新分布的限制情况下，电流源可以在第一泵状态重新分布间隔18A和第二泵状态重新分布间隔20A期间被去除，如图3中那样。被重新分布的电荷的量取决于在泵状态改变之前泵电容器C1至C4两端的电压。

通常，期望在特定循环的过程中，存储在任意泵电容器C1至C4中的电荷的净变化为零。否则，存在于泵电容器C1至C4中的电荷的水平往往在数个循环内变化。这种变化可能最终导致不稳定性。

由于转移的电荷量是电流与电流流动的时间量的乘积，由此随后可以通过控制电荷泵10花费在循环的任意部分上的时间量来控制在该循环的那部分中转移至泵电容器C1至C4的电荷量。这提供了用于确保在电荷泵10的一个循环期间在每个泵电容器C1至C4处的净电荷变化为零的方法。

如果将上面的约束应用于电荷泵10中的每个不同的电容器电流，则可以生成线性方程组，在该线性方程组中，花费在每个泵状态上的时间是未知数。对于那个方程组的解将是用于每个泵状态18、20的避免不稳定性的停留时间。

在该示例中为了避免不稳定性，假设瞬时电荷重新分布，第一停留时间应当为(3/5)tsw，并且第二停留时间应当为(2/5)tsw。这导致在第一泵状态重新分布间隔18A期间等量的电荷从内部泵电容器C2、C3转移至第一泵电容器C1和转移至第四泵电容器C4；并且导致在第二泵状态重新分布间隔20A期间的零重新分布电荷。

下面以表格形式示出了针对各种变压比M:N的解决方案：

尽管不能保证每个拓扑都将有解，但是在如图1中那样的电荷泵的情况下存在解。由于在第一泵状态重新分布间隔18A和第二泵状态重新分布间隔20A期间电流流动的对称性，因此针对其中就正整数k而言变压比为2k:1的情况的解，第一停留时间和第二停留时间将是相等的。另外，当M为奇数并且N为1时，第一停留时间为tsw(M+1)/2M，而第二停留时间为tsw(M-1)/2M。

在两相电荷泵10例如图4所示的电荷泵10的情况下，第一泵状态重新分布间隔18A中的电流和第二泵状态重新分布间隔20A中的电流本质上是对称的，如图5所示。因此，与图1所示的单相电荷泵10中不同，第一泵状态停留时间和第二泵状态停留时间是相等的，即使两个电荷泵都具有相同的变压比M:N。

通常，在如图4中那样的电荷泵的情况下，第一泵状态停留时间和第二泵状态停留时间对于任意变压比k:1都将是相等的，其中k为正整数。就稳定性而论，这种本质上的对称性为两相电荷泵提供了优于单相电荷泵的有利条件。

然而，基于线性电路理论的原理的分析是基于电路的理想化。事实上，例如，由于图1的各种泵电容器C1至C4的电容的差异、(例如，通过晶体管开关和/或信号迹线)电路电阻的差异或泵状态持续时间的不精确定时，可能难以管理泵电容器C1至C4中的电荷积聚/消耗。

一种用于管理电荷积聚/消耗的方法是使用反馈来控制停留时间。图6示出了用于执行这样的控制的设备。

为了便于讨论，图6将电荷泵10示出为被划分成电容器阵列26和开关电路28。电容器阵列26包括泵电容器C1至C4，并且开关电路28包括第一开关组1和第二开关组2。

第一控制器100针对每个泵状态识别合适的停留时间，并将其存储在第一停留时间缓冲器32和第二停留时间缓冲器34中。在适当的时间处，包括用于保持时间的时钟的第一定时电路36A读取停留时间缓冲器32、34，并且使开关电路28中的开关在适当的时间处进行转变。

为了确定正确的停留时间的值，第一控制器100包括第一反馈电路38A。通常，反馈电路将具有测量变量和响应于该测量变量而要被操纵以达到某个设定点的操纵变量。对于第一反馈电路38A，操纵变量是一对停留时间，并且测量变量包括在第二端子16处测量的电压。可选地，针对第一反馈电路38A的测量变量包括从电荷泵10内因此图6内的虚线获得的测量。这样的测量的示例包括第一开关组1中的开关两端的电压和第二开关组2中的开关两端的电压或泵电容器C1至C4两端的电压。

在一个实施方式中，第一反馈电路38A基于在循环的序列内获取的测量来确定停留时间值。基于历史值来选择第一控制器100的操纵变量。合适的第一控制器100是PID(比例积分微分)控制器。

图6所示的第一控制器100的优点在于电荷泵10的频率是固定的。图7所示的另一实施方式的特征在于第二控制器101，该第二控制器101被配置成仅基于在当前循环期间所获得的测量来确定停留时间值。这允许在逐循环的基础上确定停留时间值。因此，当使用第二控制器101时，电荷泵10的循环长度可以变化。

第二控制器101包括类似于图6中所描述的第一定时电路36A的第二定时电路36B。然而，第二反馈电路38B被实现为依赖于比较电压的阈值逻辑电路。

第二定时电路36B向开关电路28提供状态控制信号。在正常操作期间，第二定时电路36B使用标称第一停留时间和第二停留时间来引起第一泵状态18与第二泵状态20之间的转变。标称停留时间可以基于假设理想电路元件的电路分析。

第二定时电路36B还包括第一偏斜输入44和第二偏斜输入46，以从第二反馈电路38B接收相应的第一偏斜信号48和第二偏斜信号50。第二反馈电路38B断定第一偏斜信号48和第二偏斜信号50中之一，以过早地迫使电荷泵10改变泵状态。第二反馈电路38B基于来自一个或更多个源的反馈做出决定，以断定第一偏斜信号48和第二偏斜信号50中之一。这种反馈包括在第一端子14、第二端子16、开关电路28内部、以及电容器阵列26内部中的一个或更多个处进行的电参数的测量。

如果第二反馈电路38B没有断定偏斜信号48、50中之一，则第二定时电路36B使电荷泵10根据标称第一停留时间和第二停留时间在其第一泵状态18与第二泵状态20之间转变。如果，当电荷泵10处于第一泵状态18时，第二反馈电路38B将断定的第一偏斜信号48呈现至第一偏斜输入44，则第二定时电路36B立即使电荷泵10从第一泵状态18转变至第二泵状态20。反之，如果，当电荷泵10处于第二泵状态20时，第二反馈电路38B将断定的第二偏斜信号50呈现至第二偏斜输入46，则第二定时电路36B立即使电荷泵10从第二泵状态20转变至第一泵状态18。

第二控制器101的优点在于，其在逐循环的基础上立即做出反应。这意味着可以使电容器阵列26内的电容器更快地稳定。事实上，由于第二控制器101通过过早地终止电荷泵状态18、20来操作，因此频率的概念没有被很好的限定。

注意，缩短第一停留时间同时保持第二停留时间恒定通常将导致存在于第二端子16处的电压纹波的向上漂移和/或电压纹波的向下偏移的幅度的减小。因此，在一个示例中，当第二反馈电路38B检测到第二端子16处的平均电压的向下漂移或第二端子16处的电压纹波的过度向下偏移时，第二反馈电路38B将断定的第一偏斜信号48呈现至第一偏斜输入44，从而截断第一泵状态18并缩短第一停留时间。

反之，在另一示例中，在检测到第二端子16处的纹波的向上漂移和/或过度向上偏移时，第二反馈电路38B将断定的第二偏斜信号50呈现至第二偏斜输入46，从而截断第二泵状态20并缩短第二停留时间。

如上面提到的，第二反馈电路38B接收从一个或更多个位置的电参数的测量。然而，如果没有某种方式来使第二反馈电路38B知道测量值是否正常，那么这些测量将毫无意义。为了对此进行补救，期望提供这些电参数的期望值。

可以以多种方式得到被提供至第二反馈电路38B的阈值。一种方式是通过对对应于电荷泵10的理想电路进行分析。另一种方式是通过对物理电荷泵10进行模拟。这些技术之一可以用来提供第二端子16处的平均电压的期望值(例如，为存在于第一端子14处的电压的倍数)和关于该平均值的电压纹波的期望最大值和最小值。第二反馈电路38B在设置断定偏斜信号48、50的阈值时使用这样的预先计算的值。可以使用类似的逻辑来实现结合图6讨论的第一反馈电路38A。

图8示出了图7中所示的限制峰值而不限制谷值的第二反馈电路38B的实现方式。所示出的反馈电路38B分别使用第一峰值检测器和第二峰值检测器感测在第一泵状态18和第二泵状态20期间的在第二端子16处的峰值电压。第一峰值检测器包括第一电压缓冲器和第一二极管D1。第二峰值检测器包括第二电压缓冲器和第二二极管D2。第一峰值检测器将第一泵状态18期间的峰值电压存储在第一峰值存储电容器C1中。第二峰值检测器将第二泵状态20期间的峰值电压存储在第二峰值存储电容器C2中。

然后，可以通过同时闭合第一开关S1a和第二开关S2a将在第一峰值存储电容器C1和第二峰值存储电容器C2上所存储的峰值电压连接至相应的第一峰值电压比较器的输入和第二峰值电压比较器的输入。这对在先前的第一泵状态18和第二泵状态20期间存储在第一峰值存储电容器C1和第二峰值存储电容器C2上的峰值电压进行比较。

如果第一泵状态18期间的峰值电压超过第二泵状态20期间的峰值电压为第一阈值V1，则第一峰值电压比较器断定第一偏斜信号48。反之，如果第二泵状态20期间的峰值电压超过第一泵状态18的峰值电压为第二阈值V2，则第二峰值电压比较器断定第二偏斜信号50。

图8所示的实施方式依赖于泵状态之间的差分电压，以决定应当断定第一偏斜信号48和第二偏斜信号50中的哪一个。特别地，第一峰值电压比较器和第二峰值电压比较器中的每一个都使用在第一泵状态与第二泵状态期间发生的电压之间的差来决定是否断定其相应的偏斜信号48、50。

替选实施方式依赖于在泵状态期间测量的电压的绝对值，而不是依赖于在第一泵状态和第二泵状态期间测量的电压之间的差。这样的实施方式仅需要一个峰值电压比较器，相反，该峰值电压比较器的输入连接至参考电压。因此，在这样的实施方式中，其余比较器是否断定其偏斜信号48、50不再取决于与第一泵状态和第二泵状态相关联的电压之间的差。相反，比较器基于在相关泵状态期间测量的电压的绝对值是否超过特定参考值来断定其对应的偏斜信号48、50。这样的配置更能简单实现并提供足够的控制。实现的简单性部分地起因于消除比较器并且消除另外是必须的采样保持电路的能力。

来自第二反馈电路38B的第一偏斜信号48和第二偏斜信号50到达第二定时电路36B，在图9中示出了第二定时电路36B的实现方式。第二定时电路36B使用这些第一偏斜信号48和第二偏斜信号50来生成控制第一开关组1和第二开关组2的非交叠信号。在所示出的实施方式中，在两个泵状态18与20之间不存在间隔。第一泵状态18在从第二泵状态20转变时开始，反之亦然第二泵状态20在从第一泵状态18转变时开始。

在操作中，图9所示的电路通过闭合第一开关S4来开始第一泵状态18。这将第一定时电容器C4重置为低。同时，第一SR锁存器U4处于重置状态。在第一泵状态18期间，断开的第二开关S3允许第一偏置电流I3对第二定时电容器C3进行充电。最终，第一偏置电流I3将在第二定时电容器C3中沉积足够的电荷，以使其电压超过在第一电压比较器的输入处的第一电压阈值V3。当这种情况发生时，第一电压比较器输出逻辑高。这转而设置第二SR锁存器U3，从而终止第一泵状态18。因此，在缺少断定的第一偏斜信号48的情况下，第一泵状态18的停留时间取决于第一偏置电流I3、第二定时电容器C3的电容以及第一电压阈值V3。

在终止第一泵状态18时，第二泵状态20开始。第二泵状态20期间的操作类似于上面描述的针对第一泵状态18的操作。

在第二泵状态20开始时，第一开关S4断开，从而允许第二偏置电流I4对第一定时电容器C4进行充电。最终，第二偏置电流I4将在第一定时电容器C4中沉积足够的电荷，以使其电压超过在第二电压比较器的输入处的第二电压阈值V4。响应于此，第二电压比较器输出逻辑高，这设置第一SR锁存器U4，从而终止第二泵状态20。在第二泵状态20期间，当第二开关S3闭合时，第二定时电容器C3被重置为低，并且第二SR锁存器U3处于重置状态。在缺少断定的第二偏斜信号50的情况下，通过第二偏置电流I4、第一定时电容器C4的电容以及第二电压阈值V4来设置第二泵状态20的停留时间。

第一偏斜信号48和第一电压比较器的输出是至第一或门的输入。因此，可以以两种方式终止第一泵状态18。在上面已经描述的第一种方式中，第一泵状态18持续其标称停留时间并且一旦已经在第二定时电容器C3中累计了足够的电荷就终止。然而，当第二定时电容器C3仍然填充电荷时，第二反馈电路38B可以断定第一偏斜信号48，从而使第一泵状态18过早结束。

从图9所示的电路的对称性将明显的是，可以以相同的方式通过对第二偏斜信号50的断定来截断第二泵状态20。因此，第二反馈电路38B能够通过断定第一偏斜信号48而不是第二偏斜信号50来相对于第二停留时间缩短第一停留时间。

在对第一泵状态18和在第二泵状态20中的峰值电压的每个比较之后，通过闭合第三开关S1b和第四开关S2b并断开第一开关S1a和第二开关S2a来重置第二反馈电路38B的第一峰值存储电容器C1和第二峰值存储电容器C2。另外，在第一峰值存储电容器C1和第二峰值存储电容器C2被重置的同时，可以禁用感测在第二端子16处的电压的电压缓冲器或使其三态化。每个采样比较重置循环可以每个电荷泵循环发生一次，或每组多个连续的电荷泵循环发生一次。

在上面所描述的方法中，仅存在两个泵状态18、20和两个停留时间。然而，所描述的原理不限于仅两个泵状态18、20。例如，可以实现空载时间间隔，在该空载时间间隔期间电荷泵10不进行任何操作。该空载时间间隔可以与图7中所描述的实施方式结合使用，以使得固定的频率操作。为此，空载时间间隔被设置为标称电荷泵周期与第一泵状态和第二泵状态间隔的和之间的差。

图10示出了用于执行将空载时间定义为其第三状态的三态电荷泵的一种实现方式。图10所示的实施方式的特征在于第三控制器102，第三控制器102使用连接至第三定时电路36C的第三反馈电路38C来仅对在第二停留时间缓冲器34中的第二停留时间进行控制而不对第一停留时间进行控制。在该实施方式中，第一停留时间始终被设置为某个标称值。第三控制器102以来自开关电路28的输入为特征，该输入提供关于第一开关组1的状态的信息。基于该信息，如果第三控制器102确定第一开关组1中的开关是断开的，则它具有两个选择。第一选择是闭合第二开关组2中的开关。这启动第二停留时间。第二选择是使第二开关组2中的开关保持断开。这启动空载时间间隔。为了正确操作，第一停留时间和第二停留时间必须为非零。

空载时间间隔是其中不发生电荷转移的第三泵状态的示例。然而，还可以在三个或更多个状态下操作电荷泵，所述状态中的每一个都允许在电容器之间进行电荷转移。在美国临时申请61/953,270中，特别地从其第11页开始，给出了这样的多状态电荷泵控制的示例，该美国临时申请的内容通过引用并入本文。

电荷在电容器上累积的速率取决于电流以及允许电流流动的时间量。到目前为止，所公开的方法通过控制这两个参数中的第二个即允许电流流动的时间量来管理电荷累积。然而，还可以控制这两个参数中的第一个，即流过的电流量。在图11和图12中示出了执行该过程的实施方式。

图11示出了类似于图7所示的第二控制器101的第四控制器103，但是其中第四反馈电路38D与第四定时电路36D之间没有连接。因此，与第二控制器101不同，第四控制器103不改变第一停留时间和第二停留时间。相反，第四控制器103的第四反馈电路38D调节由电路12汲取的电流，同时允许根据恒定时钟信号CLK推导出第一停留间隔和第二停留间隔。第四反馈电路38D基于来自一个或更多个源的反馈测量来对改变由电路12汲取的电流的程度作出决定。这些包括在第一端子14、第二端子16、开关电路28内部、以及电容器阵列26内部中的一个或更多个处进行的电参数的测量。

图11将电路12建模为电流源。尽管理想的电流源仅存在于理论中，但是至少在感兴趣的时间尺度上，许多实际的电气部件被建模为作为电流源表现。这在其中部件具有显著的电感的情况下尤其如此，因为改变通过电感器的电流涉及电压随时间的积分。通常被建模为电流源或被建模为包括电流源的电气部件的示例包括调节器例如开关调节器、DC电动机以及包括电感的其他电路、以及作为设置通过发光二极管的电流的有源电路的IDAC。

在电荷泵10的操作期间，在电荷泵10与电路12之间存在电荷转移。在一些情况下，由于电荷从电路12流向电荷泵10，因此发生这种电荷转移。在其他情况下，由于电荷从电荷泵10流向电路12，因此发生这种电荷转移。由于电路12可以被视为电荷泵的负载，因此该电荷的流动，无论其方向如何，在本文中都将被称为“负载电流”。

每个循环包括两种或更多种泵状态。在每种泵状态期间，都可以转移电荷团。为了简单起见，下面描述具有两种状态的循环的情况。然而，一般原理容易转移到其中一个循环具有两种以上状态的情况。

在具有两种泵状态的循环的情况下，每个循环包括如下两个电荷团的转移：在循环的第一泵状态18期间的第一电荷团和在循环的第二泵状态20期间的第二电荷团。第一电荷团中的电荷的量和第二电荷团中的电荷的量分别由在第一泵状态18期间的负载电流的积分和在第二泵状态20期间的负载电流的积分给出。

在一个循环的过程期间产生的第一转移电荷团和第二转移电荷团不一定具有相等的电荷量。由两个团携带的电荷量之间的差在本文中将被称为该电荷泵循环的“状态间差分”。第一团和第二团所包含的电荷的总和将被称为该电荷泵循环的“状态间总和”。

为了阻止在多个循环期间可能由电荷积聚或消耗引起的不稳定性，控制每个循环的状态间差分是有用的。在理想情况下，假设在电路内的部件值没有变化，则对于每个循环，该状态间差分都应当保持为零。然而，为了适应可能由制造变化、操作期间的变化的环境条件(例如温度)或老化而引起的这种变化，可能存在其中差分被维持在某个恒定的非零值的情况。

由于第一团中的电荷量和第二团中的电荷量是控制状态间差分的值的因素，因此控制状态间差分的值的一种好的方式是控制包含在第一电荷团和第二电荷团中的电荷的量。

控制第一团和第二团的大小的一种方式是控制在每个泵状态期间流动的负载电流。因此，为了使第一团具有更多的电荷，可以增加在第一泵状态期间流动的电流。为了使第一团具有更少的电荷，可以减少在第一泵状态期间流动的电流。这种方法的优点是第一泵状态的持续时间和第二泵状态的持续时间保持相同。

然而，并非所有负载电流都适合以这种方式进行控制。

相反，控制包含在第一电荷团和第二电荷团中的电荷量的替选方式是通过加权函数对负载电流进行加权。通过适当地控制该加权函数，至少就电荷泵10而言，净效应将类似于直接控制负载电流。在那种情况下，将通过对该加权函数与负载电流的乘积进行积分来给出包含在第一团和第二团中的每一个中的电荷。

特别易于实现的一种加权函数是在为零与一之间切换的二进制函数。结合图14和图15描述了这种类型的加权函数的实现方式。

图12示出了第五控制器104，其类似于第四控制器103，除了代替控制由电路12所汲取的电流之外，第五控制器104控制通过调节器56的电流，该调节器56在所示出的电路中被建模为电流源。在第五控制器104中，第五定时电路36E仅响应于时钟信号CLK。第五反馈电路38E基于来自一个或更多个源的反馈测量来决定改变多少通过调节器56的电流。这些包括在第一端子14、第二端子16、开关电路28内部以及电容器阵列26内部中的一个或更多个处进行的电参数的测量。

上面所描述的控制方法不是互相排斥的。这样，可以实现实施上面所描述的控制方法中的两个或更多个的混合控制器。

电荷积聚/消耗成为问题的一个原因是，作为实际问题，几乎不可能制造出全部都具有相同期望电容的泵电容器C1至C4。现在参照图13，对此的补救措施是通过切换与泵电容器串联或并联的其他电容器来补偿该泵电容器的电容的值的误差。这些电容器被称为“微调”电容器，因为它们将电容微调至期望值。术语“微调”不被解释为“减少”，而是意味着在任何方向上进行细微调整以努力达到期望值。可以通过分别并联或串联连接另一电容器来提高或降低泵电容器的电容。

图13示出了具有第六定时电路36F和第六反馈电路38F的第六控制器105。第六控制器105连接至具有两个微调电容器C5、C6的微调电容器网络70，所述两个微调电容器C5、C6中之一可以与第四泵电容器C4并联放置。

尽管仅示出了两个微调电容器C5、C6，但是实际的微调电容器网络70包含具有各种值的各种电容器，这些电容器可以选择性地与第四泵电容器C4串联或并联地切换。所示的微调电容器网络70被示出为一个微调电容器C6与泵电容器C4并联连接，从而提高了组合的有效电容。为了清楚起见，仅示出两个微调电容器C5、C6。然而，添加更多电容器是简单的事情，从而允许更大的调整变化性。另外，为了简单起见，所示的微调电容器网络70仅将微调电容器C5、C6并联放置。然而，设计用于微调电容器C5、C6与第四泵电容器C4串联切换的电路是相对简单的事情。另外，在图13中，仅示出了针对第四泵电容器C4的微调电容器网络70。实际上，每个泵电容器C1至C4都会有它自己的微调电容器网络70。

通过切换微调电容器网络70中的微调电容器的适当组合，可以使得泵电容器C4的总电容连同微调电容器C5、C6的总电容接近或甚至等于目标值。该微调过程可能仅需要在电荷泵10的使用期限中执行一次，或者可以在正常操作期间执行，因为实际电容器的电容通常随其端子两端的电压以及温度而变化。

如图所示的微调电容器网络70除了曾经被用于调整制造误差之外，微调电容器网络70还可以在电路的操作期间使用，作为通过在特定电容器(例如泵电容器C4)与某个其他电荷存储库(例如微调电容器网络70内的微调电容器C5、C6)之间转移电荷或将电荷转移至接地的最终存储库来控制特定泵电容器C4上的电荷量的方式。这提供了用于调整每个电容器上的电荷以努力在电荷泵循环开始时将所有泵电容器恢复至其各自的初始电压的替选方式。

可替选地，可以将电流吸收器耦接至每个泵电容器C1至C4，从而允许电流吸收器将任意多余电荷泄放(bleed)至另一位置或多个位置，例如第一端子14、第二端子16、开关电路28内部的端子、电容器阵列26内部的端子、以及甚至接地。

图14示出了微调电容器网络70的另一种用途。在图14中，具有第七定时电路36G和第七反馈电路38G的第七控制器106使微调电容器网络70用作电荷泵10与电路12之间的稳定电容。为了减小损耗，稳定电容优选地刚好足以使电荷泵10稳定。比所需的稳定电容值大的稳定电容值可能增加电荷泵操作期间的功率损耗。由于制造公差，通常将不可能预测所需的稳定电容值，或者即使预测可用，也无法确保该预测在所有操作条件下均具有所需值。因此，可以使用类似于结合图13所描述的技术的技术，以切换微调电容器网络中的所选择的微调电容器C5、C6以用作稳定电容。

图14所示的实施方式还提供了用于使第七控制器106控制第一电荷团的大小和第二电荷团的大小的方式。例如，如果在第一泵状态18期间，连接至第二端子16的开关保持断开，则电荷除了在电荷泵10与电路12之间流动以外没有地方流动。因此，它成为第一团的一部分。一旦该开关闭合，相关的微调电容器C6、C7开始吸收电荷。该电荷不再有助于第一团。

最终，微调电容器C6、C7将不再吸收电荷，并且电荷将再次在电荷泵10与电路12之间流动。为了延长微调电容器C6、C7可以吸收电荷而不是该电荷将在电荷泵10与电路12之间转移的时间，可以增加微调电容器C6、C7中之一或两者的电容。或者，在限制情况下，可以完全消除它们并且替代地将电荷吸入至接地。

图15示出了类似于图14所示的功率转换器的功率转换器109。如图14中所示的功率转换器，图15中所示的功率转换器109将存在于第一端子14处的第一电压转换为存在于第三端子15处的第二电压。功率转换器包括连接至电路12的电荷泵10。电路12连接至中间端子16，电荷泵10在该中间端子16处维持中间电压。

如图15所示的，电路12包括电流源64。电流源64的合适的实现方式将是电感。电路12还包括输出电容器65，在该输出电容器65的两端可以维持存在于第三端子15处的第二电压。

电路12还包括开关62，开关62在第一状态与第二状态之间切换。在第一状态下，开关62将电流源64连接至电荷泵10。在第二状态下，开关将电流源64接地。通过控制开关62，可以定义时变函数，当开关分别在第二状态和第一状态时，该时变函数在零值与一值之间转变。该时变函数用作用于控制状态间差分的加权函数。因为它是通过开关实现的，因此在本文中这种加权函数被称为“开关函数”。

在图15中，具有第八定时电路36H和第八反馈电路38H的第八控制器107通过使用开关62来选择性地中断电流源64与电荷泵10之间的电连接来实现开关功能。这样的开关62在特定的泵状态18、20期间在选择的间隔内将电流源64连接至电荷泵10。这些间隔可能比相应的泵状态18、20的持续时间短。

在前述情况下，该开关函数与负载电流的乘积定义了积分函数，当在相关的泵状态18、20内进行积分时，该积分函数决定了在第一电荷团或第二电荷团中有多少电荷。

为了获得恒定的状态间差分，非零或其他，第八控制器107以使得第一团中的电荷量与第二团中的量相差期望的状态间差分的方式来操作开关62。

在电荷泵的第一泵状态18期间闭合开关62允许在第一泵状态18期间电荷在电荷泵10与电路12之间流动。另一方面，在第一泵状态18期间断开开关62抑制在第一泵状态18期间在电路12与电荷泵10之间的电荷流动。因此，可以使用开关62通过控制开关62在第一泵状态18期间保持断开多长时间来计量在第一泵状态18期间在电荷泵10与电路12之间转移的电荷量。使用类似的方法来计量在第二泵状态20期间从电荷泵10获取或供应至电荷泵10的电荷量。这导致用于控制状态间差分的不同方法。

在理想情况下，状态间差分将为零。这可以通过在第一泵状态18期间使开关62闭合持续第一间隔并且在第二泵状态18期间使开关62闭合持续第二间隔来实现，其中第一间隔和第二间隔选择为使得加权负载电流在第一间隔期间的积分等于加权负载电流在第二间隔期间的积分。在相关间隔期间恒定的平均负载电流的限制情况下，这可以通过使第一间隔和第二间隔相等来实现。

另一方面，可能存在需要非零状态间差分来抑制在多个循环期间电荷积聚或消耗的实例。这也可以通过在第一泵状态18期间使开关62闭合持续第一间隔并且在第二泵状态18期间使开关62闭合持续第二间隔来实现。在这种情况下，第八控制器107控制第一间隔和第二间隔的长度，使得加权负载电流在第一间隔期间的积分与加权负载电流在第二间隔期间的积分相差期望的非零差分。假设恒定的平均负载电流，这可以通过使第一间隔与第二间隔之间的比与第一泵状态18期间转移的总的电荷量与第二泵状态20期间转移的总的电荷量之间的比匹配来实现。

前述分析假定第八控制器107在第一泵状态18期间仅闭合开关一次，并且在第二泵状态20期间仅闭合开关一次。然而，这不是必需的。可能存在第八控制器107在单个泵状态18、20的过程中数次断开和闭合开关的情况。也可能存在数种不同的泵状态。毕竟，重要的量是在特定的泵状态18、20期间评估的积分，而不是如何达到积分的细节。

为了提供有效控制，第八控制器107必须能够做的不仅仅是改变状态间差分。它必须具有一些基础来知道何时需要改变状态间差分，并且优选地在什么方向上改变，并且更优选地需要改变多少。

为了为第八控制器107提供控制状态间差分的一些基础，连接至电荷泵10的传感器路径66向第八反馈电路38H提供平衡信号。在一些实施方式中，传感器路径66连接至电荷泵的第二端子16。

平衡信号是具有周期的周期波形，周期中的每一个都具有最大值和最小值。当状态间差分处于其正确值时，周期的最大值与最小值之间的距离保持恒定。否则，它会随时间推移而漂移。最大值和最小值是一起漂移还是分开漂移为第八反馈电路38H提供了识别不平衡的基础以及知道怎样处理不平衡的基础。作为响应，第八反馈电路38H使开关62调节在第一泵状态18和第二泵状态20中的每一种状态期间传递的电荷量，以根据需要将状态间差分恢复至正确的值。

第八反馈电路38H通过调制开关62的占空比来维持正确的状态间差分。第八反馈电路38H通过改变可用于对电荷泵10进行充电和放电的时间的长度来做到这一点。为此，第八反馈电路38H提供承载占空比控制信号的经调制的占空比控制路径72。占空比控制信号基于在第一泵状态18和第二泵状态20中的每一种状态下需要多少电荷转移来自适应地控制开关62的占空比来在电荷泵状态之间提供基于需求的电荷转移，以实现电荷平衡。

通过在图16所示的串-并联电荷泵10的操作期间对图17和图18进行仔细研究可以理解第八反馈电路38H的效果。尽管在图16中示出了串-并联泵，但是结合图17和图18所描述的原理适用于包括例如迪克森(Dickson)泵的其他电荷泵拓扑。

图16所示的串-并联电荷泵10在其中电容器为串联的第一泵状态18与其中电容器为并联的第二泵状态20之间转变。电感器实现为电流源14，并且一对互补晶体管实现为开关62。

在图17和图18两者中，锯齿线和平滑线均表示作为时间的函数的通过电流源64(即，图中的电感器)的电流。锯齿线示出了电流源的“瞬时电流74”。平滑线示出了电流源的平均电流76，电流源的平均电流76是通过对电流源的瞬时电流74在间隔内进行积分并且然后除以该间隔的持续时间而获得的。如图所示，电流源的平均电流76旨在是恒定的。

竖直条沿时间轴限定第一间隔78、第二间隔80和第三间隔82。这些间隔对应于开关62的特定状态。第三间隔82位于第一间隔78与第二间隔80之间。在一些情况下，第一间隔78在第三间隔82之前，并且第二间隔80在第三间隔82之后。然而，在其他情况下，第二间隔80在第三间隔82之前，并且第一间隔78在第三间隔82之后。

在第一间隔78中的每一个中，开关62处于其第一开关状态，并且电荷泵10处于其第一泵状态18。在第二间隔80中的每一个中，开关62处于其第一开关状态，并且电荷泵10处于其第二泵状态20。在第三间隔82中的每一个中，开关62处于其第二开关状态，并且电荷泵10处于其在第三间隔82之前的间隔期间所处的泵状态。

在其操作过程期间，当电荷泵10处于其第一泵状态18时转移的电荷量是电流源的瞬时电流74在所有第一间隔78期间的积分。当电荷泵10处于其第二泵状态20时转移的电荷量是电流源的瞬时电流74在所有第二间隔80期间的积分。

如图17和图18所示，可以改变每个点处的瞬时电流74，同时仍维持恒定的平均电流76。然而，这样做的副作用是电流源的瞬时电流74的最大值与最小值之间的差值(spread)增大。这种增加的差值本身表现为由包括电荷泵10以及电路12作为其组成部分的功率转换器所维持的电压中的纹波增加。

在图17中，第一间隔78和第二间隔80均具有相同的长度。假设在第一间隔78和第二间隔80期间电流源的电流的平均值相等，则这意味着状态间差分为零。在这种情况下，电流源的瞬时电流74的最大值与最小值之间的差值最低，从而使由功率转换器所维持的电压中的纹波最小化。

在图18中，第八反馈电路38H已经确定在电荷泵10处于其第一泵状态18时先前没有足够的电荷转移来实现电荷平衡。因此，第八反馈电路38H已经调制了开关62的占空比，以延长第一间隔78并缩短第二间隔82。这以第二间隔82为代价扩大了在第一间隔78期间可用于电荷转移的时间。另一方面，这还增加了瞬时电流源电流74的最大值与最小值之间的差值，从而在由功率转换器所维持的电压中引入更大的纹波。

因此，第八反馈电路38H使在第一泵状态18期间比在第二泵状态20期间更多的电荷被转移。这通过布置开关62的占空比使得开关62在第一开关状态上花费其更多的时间来实现。

在一种限制情况下，可以通过简单地使开关62在整个电荷泵状态的持续时间内保持处于第二开关状态来在整个电荷泵状态的持续时间内完全抑制电荷转移。在另一限制情况下，可以通过使开关62在整个电荷泵状态的持续时间内保持处于其第一开关状态来使电荷转移最大化。在这两种极端之间，第八反馈电路38H通过调制开关62的占空比来精确地计量特定电荷泵状态期间的电荷转移量。控制电荷转移量可以使用的粒度大约为在进行电荷转移时电流源的瞬时电流74与开关62可以处于其第一开关状态期间的可能的最短间隔之间的乘积。

在将正确的占空比控制信号放置在占空比控制路径72上时，第八反馈电路38H试图维持电荷泵10内恒定的状态间差分。

第八反馈电路38H对于占空比仅具有一个可用的工具。仅使用这一个工具，第八反馈电路38H必须既控制由功率转换器所维持的平均电压，并且在做到这一点的同时还控制状态间差分。

第八反馈电路兼顾这两项任务的能力起因于以下可能被认为是缺点的原因：与试图控制输出电压相关联的延迟。尽管开关62的占空比影响由功率转换器所维持的电压，但是效果发生得缓慢。

当第八反馈电路38H在第一泵状态18期间改变占空比时，平均电感器电流将在第一间隔78期间改变。原则上，这应当干扰存在于第三端子15处的第二电压。然而，效果相当小。通常，在第一泵状态18期间在开关的占空比变化之前必须经过许多电荷泵循环，才能在第三端子15处产生明显影响。

相比之下，占空比变化对状态间差分具有几乎直接的影响。因此，原则上可以至少零星地控制状态间差分而不显著地干扰由功率转换器所维持的电压。然而，如果在足够长的时间内一个循环接着一个循环地进行，则由功率转换器所维持的电压可能被明显地干扰。

然而，如果在已经针对第一泵状态18改变占空比之后，第八反馈电路38H在第二泵状态20期间明智地(judiciously)改变占空比，则当在图17和图18中的第一时间间隔78、第二时间间隔80和第三时间间隔82上取平均值时，电感器电流不改变。这使得可以以促进恒定的状态间差分的方式来改变开关62的占空比，而不会对第二端子15处的电压产生任何可察觉的影响。

如图15所示，反馈路径84在第三端子15与第八反馈电路38H之间延伸。该反馈路径84提供指示第二端子15处的电压的反馈信号。反馈电路38H依赖于该反馈信号、来自传感器路径66的平衡信号以及指示开关62的状态的开关信号。

图19示出了用于同时控制状态间差分以及由功率转换器所维持的电压两者的第八反馈电路38H的特定实现方式。在所示出的特定实现方式中，第八反馈电路38H包括：比较器86、补偿电路88、加法器90、调制器92、调节器信号源94、以及调制信号源96。

在操作中，指示第二端子15处的电压的信号通过反馈路径84的方式通过补偿电路88。补偿电路88然后将经补偿的反馈信号提供至加法器90。

同时，平衡信号从电荷泵10通过传感器路径66的方式到达并进入调制器92，其中，平衡信号与由调制信号源96提供的调制信号混合，以形成经调制的平衡信号。调制信号具有如下频率：该频率与电荷泵的频率相同或者为电荷泵的频率的谐波。

然后，调制器92将经调制的平衡信号提供至加法器90，加法器90使用该经调制的平衡信号来使经补偿的反馈信号偏移。这产生偏移信号。

该偏移的方向，即经补偿的反馈信号的值增大还是减小，确定了占空比最终将增大还是减小。因此，加法器90具有使高频震颤利用经补偿的反馈信号的效果。因此，经补偿的反馈信号能够缓慢地升高和下降，以在第三端子15处维持恒定的平均电压，而同时承载可以用于控制状态间差分的高频震颤。

加法器90将偏移信号提供至比较器86的第一输入98。同时，调节器信号源94将调节器信号提供至比较器86的第二输入99。比较器的输出将所得的占空比控制信号放置在占空比控制路径72上。

在一些实施方式中，调节器信号源94是内部产生的锯齿，该内部产生的锯齿使开关62在超过阈值(即，比较器86的第一输入98)时改变状态。在那种情况下，如果锯齿关于阈值对称，则占空比将为50％。这是因为锯齿在阈值以上花费的时间量等于其在阈值以下花费的时间量。

另一方面，如果要在锯齿与该阈值之间引起垂直偏移，则锯齿将增加其花费在阈值的一侧上的时间量，同时附带地减少其花费在阈值的另一侧上的时间量。这相当于改变占空比。

来自补偿电路88的经补偿的反馈信号是会使该阈值缓慢升高和降低的信号。通过这样做，它以使功率转换器维持恒定的平均电压的方式来控制占空比。加法器90最终要做的是将高频震颤叠加在这个缓慢变化的阈值上，以便即使补偿电路88使阈值以更加潮汐的速度(tidal pace)变化，也能够在逐循环的基础上调制占空比。

在其他实施方式中，占空比控制信号部分地基于电流源64(例如，电感器电流)与开关62之间的电流的测量。然而，在任一情况下，原理都是相同的。所谓的经补偿的反馈信号偏移的量取决于校正状态间差分的需要，可以调制开关62的占空比以维持恒定的状态间差分，同时还使功率转换器维持恒定的平均电压。

由于对占空比的控制取决于周期波形(例如，锯齿)与阈值之间的垂直偏移，因此偏移发生在哪里并不重要。

在图19中，加法器90使经补偿的反馈信号偏移。然而，相反，也可以将加法器90放置在调节器信号源94的输出处，如图20所示。相反这将使调节器信号偏移。或者，可以以使两个偏移之和产生期望的偏移的方式来使调节器信号和经补偿的反馈信号两者偏移。最终，重要的是，呈现至比较器86的第一输入98和第二输入99的信号进行协作以在调节器信号与某个阈值之间引起垂直偏移。

提供至调制器92的信号最终基于两个问题的答案。第一个问题是是否还需要校正的根本问题。第二个问题是需要哪种校正，第二个问题仅当第一个问题得到肯定回答时才起作用。

为了回答这些问题，提供解码器110是有用的，该解码器110在使调制器92将信号与调制信号源96的输出混合之前，对沿传感器路径66接收到的信号进行修改。图21示出了一个这样的解码器110，其中，如果不需要校正，则输出信号为零，并且输出的符号确定需要哪种类型的校正。

对于解码器110可以有各种实现方式，仅示出了其中的一个。然而，在所有这些实现方式中，解码器的输出最终都是作为纹波的函数的信号。

解码器的输出信号可以是模拟信号，在这种情况下，解码器将执行模拟调制。例如，解码器110的输出可以是具有指示纹波的特征的放大的模拟信号。或者它可以是使用位值的一些组合对指示纹波的特征进行编码的数字信号。在一些实施方式中，解码器110执行模拟和数字调制的混合。

在一些实施方式中，解码器110可以包括数字比较器，该数字比较器在纹波函数的一阶导数为零的那些点处查看纹波函数的值，并且使用这些值之间的差作为控制的基础。在其他实施方式中，解码器110还可以依赖信号比较器，在这种情况下，解码器110识别传感器路径66上的纹波信号的一阶导数为零的点，其中二阶导数的符号取决于功率流的方向。在其他实施方式中，解码器110仅检查差分峰值。在其他实施方式中，解码器110检查纹波函数的峰值处的值和/或纹波函数的谷值处的值。

在图21所示的特定实施方式中，解码器110包括第一输入112和第二输入114。第一输入112连接至传感器路径66。第二输入114连接至相位信号116。

相位信号116通常是方波。该相位信号116控制应当采用两个选项中的哪一个来将状态间差分恢复至正确值。在一些实施方式中，相位信号116与调制信号源96的输出相同。

在解码器110内具有比较器118、第一开关120、第二开关122、第一电压源124、第二电压源126以及第三电压源128。

第一电压源124维持参考电压。第二电压源126和第三电压源128具有相等的电压，但是具有相反的符号。这两个电压表示可用于将状态间差分恢复至其正确值的两个选项，即减小所汲取的电流或增大所汲取的电流。

比较器具有第一输入130、第二输入132以及输出134。第一输入130接收传感器路径66上的电压。第二输入132通过第一电压源124维持在参考电压处。输出134承载指示是否需要任何校正的信号。该信号控制第一开关120。如果不需要校正，则第一开关120接地。否则，第一开关120连接至第二电压源126或第三电压源128。

在操作中，比较器118将参考电压与在传感器路径66上接收到的电压进行比较，并使用比较结果将第一开关120连接至地或连接至第二电压源126和第三电压源128两者中的一个。这进而控制提供至调制器92的平衡信号。

在典型的实施方式中，当在比较器118的第一端子130处的电压保持在参考电压以上时，第一开关120保持连接至地。然而，一旦第二端子16处的电压下降至参考电压以下，则第一开关120连接至第二电压源126和第三电压源128中之一。

尽管可以实现没有补偿的数字环路，但是在使解码器的输出到达调制器92之前具有补偿或滤波级136通常是有用的。

图10至图15以及图6和图7以实现为串-并联开关电容器电路的电荷泵10和实现为降压转换器的电路12为特征。然而，本文所描述的原理在其他种类的开关电容器电路和调节器时也适用。

例如，代替如图所示的串-并联实现方式，可以使用许多不同的电荷泵拓扑例如Ladder、迪克森(Dickson)、包括两相或多相级联乘法器的级联乘法器、斐波那契和倍增器来实现电荷泵10。

类似地，可以将电路12实现为除降压转换器之外的调节器56。其中包括升压转换器，降压-升压转换器，非反相降压-升压转换器、Cuk转换器、SEPIC转换器、谐振转换器、多电平转换器、反激转换器、正激转换器以及全桥转换器。

在图中，电路12在电荷泵10之后。然而，本文所描述的原理不要求是这种情况。例如，电路12可以在电荷泵10之前。例如，在一个实施方式中，电荷泵10是两相级联乘法器，而电路12是在该级联乘法器之前的升压转换器。

已经描述了本发明及其优选实施方式，作为新的受专利证书保护的权利要求书为所附权利要求。

Claims (19)

1.一种设备，包括：电荷泵，所述电荷泵具有电容器阵列、开关电路、第一端子、连接至电路的第二端子以及控制器，其中，在所述电荷泵的相应的第一停留时间和第二停留时间期间，第一电流和第二电流在所述电荷泵与所述电路之间流动，其中，基于来自所述电荷泵的反馈测量，所述控制器调节所述第一电流和所述第二电流。

2.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器被配置成通过控制所述电荷泵与所述电路之间的电流来控制所述电荷泵内的电荷的累积。

3.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器被配置成调节所述第一电流和所述第二电流，以试图使在所述第一停留时间期间所述负载与所述电荷泵之间转移的电荷与在所述第二停留时间期间所述负载与所述电荷泵之间转移的电荷之间的差保持恒定。

4.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器被配置成在所述第一停留时间和所述第二停留时间期间调制开关的占空比，其中，所述开关选择性地启动和抑制所述电路与所述电荷泵之间的电荷转移。

5.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器被配置成通过使电流仅在所述第一停留时间的所选择的部分和所述第二停留时间的所选择的部分期间流动来调节所述第一电流和所述第二电流。

6.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器在调节所述第一电流和所述第二电流时使用的来自所述电荷泵的所述反馈测量是在所述第二端子处进行的测量。

7.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器调节所述第一电流和所述第二电流，以努力维持恒定的状态间差分。

8.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器调节所述第一电流和所述第二电流，以努力维持恒定的状态间差分和恒定的状态间总和。

9.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器调节所述第一电流和所述第二电流，以努力维持恒定的状态间差分，并且使所述电路维持恒定的平均电压。

10.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器通过利用与频率谐波地相关的周期信号来调制所述反馈测量来调节所述第一电流和所述第二电流，所述频率是包括所述第一停留时间和所述第二停留时间的电荷泵循环的持续时间的倒数。

11.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器被配置成使所述第一电流在比所述第一停留时间短的时间期间流动。

12.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器被配置成在其中所述电荷泵准备与所述电路进行电荷转移的停留时间期间抑制所述电荷泵与所述电路之间的电荷转移。

13.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器使用反馈信号来试图维持恒定的平均电压，并且其中，所述控制器在使用所述反馈控制信号来试图维持所述恒定的平均电压之前使所述反馈控制信号在不同时间处偏移不同的量。

14.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器使用反馈信号来试图维持恒定的平均电压，并且其中，所述控制器在所述反馈控制信号与指示所述电路中的开关的操作的信号之间引起时变偏移。

15.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器接收第一信号和第二信号，所述第一信号用于为所述控制器调制将所述电荷泵连接至所述电路的开关的占空比以在所述电荷泵内实现恒定的状态间差分提供基础，所述第二信号用于为调制所述占空比以使所述功率转换器维持恒定的平均电压提供基础，其中，所述控制器还包括用于利用周期波形来调制所述第一信号从而生成经调制的第一信号的调制器，所述控制器被配置成使用所述经调制的第一信号来创建相对于所述第二信号的时变偏移。

16.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器依赖于反馈信号以维持所述功率转换器的恒定的平均电压，并且其中，所述控制器被配置成调制从所述电荷泵接收到的信号以生成时变信号，并且将所述时变信号叠加在所述反馈信号上。

17.根据权利要求1所述的设备，其中，为了调制开关的占空比以努力使所述功率转换器维持恒定的平均电压，所述控制器依赖于反馈信号与指示所述开关的操作的信号之间的差，并且其中，所述控制器被配置成将时变偏移引入至所述差中。

18.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器接收第一信号和第二信号，其中，所述第一信号为所述控制器调制将所述电荷泵连接至所述电路的开关的占空比以在所述电荷泵内实现恒定的状态间差分提供基础，其中，所述第二信号为调制所述占空比以使所述功率转换器维持恒定的平均电压提供基础，其中，所述控制器还包括调制器、加法器和比较器，其中，所述调制器被配置成用于利用周期波形来调制所述第一信号从而生成经调制的第一信号，其中，所述加法器被配置成通过所述经调制的第一信号来使所述第二信号偏移，从而生成偏移信号，并且其中，所述比较器将所述偏移信号与指示所述开关的操作的信号进行比较，并且基于所述比较输出占空比控制信号。

19.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器接收第一信号和第二信号，其中，所述第一信号为所述控制器调制将所述电荷泵连接至所述电路的开关的占空比以在所述电荷泵内实现恒定的状态间差分提供基础，其中，所述第二信号为调制所述占空比以使所述功率转换器维持恒定的平均电压提供基础，其中，所述控制器还包括调制器、加法器和比较器，其中，所述调制器被配置成用于利用周期波形来调制所述第一信号从而生成经调制的第一信号，其中，所述加法器被配置成通过所述经调制的第一信号来使指示所述开关的操作的信号偏移，并且其中，所述比较器将所述偏移信号与所述第二信号进行比较，并且基于所述比较输出占空比控制信号。

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