CN111431554B - 发射机及具有所述发射机的无线收发机 - Google Patents

发射机及具有所述发射机的无线收发机 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种发射机及具有所述发射机的无线收发机，所述发射机包括：调制模块生成调幅信号及调频信号；振荡模块，与所述调制模块相连，用于生成第一本振信号及第二本振信号，所述第一本振信号为多相位本振信号，所述第二本振信号为基于所述调频信号生成的调频本振信号；第一发射模块，所述第一发射模块工作于第一频段模式，用于接收所述第一本振信号及所述调幅信号，对所述第一本振信号进行调幅调制及功率放大后，生成第一射频信号；以及第二发射模块，所述第二发射模块工作于第二频段模式，用于接收所述第二本振信号，对所述本振信号进行逻辑运算后，合成倍频的调频信号，并对所述倍频的调频信号进行功率放大后，生成第二射频信号。

Description

发射机及具有所述发射机的无线收发机
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，特别涉及一种兼容高频段和低频端的低功耗的发射机及具有所述发射机的无线收发机。
背景技术
随着无线通信技术的不断发展，无线通信在日常生活中的应用越来越广泛，特别是无线传感器网络和无线体域网医疗等短距离应用的发展越来越快。在上述短距离应用中，采用电池供电的无线节点已经成为其鲜明的特点。在电池密度难以取得质的改善的当下，为了追求更长的待机时间，迫使人们不断探索无线节点的低功耗设计实现方法，特别是占据节点功耗较大比重的无线收发机的低功耗设计具有较大的应用需求。
针对不同应用，无线收发机在实现超低功耗的同时还需要满足特定频段、数据率、调制方式等各方面的要求。例如，对于无线胶囊内窥镜的应用，要求发射模块具有较高的数据率，以传输高质量的图像信息；对于无线心电监测应用，要求发射模块具有极致的低功耗性能，而对数据吞吐率的需求十分有限。另外，现有的无线收发机产品主要面向蓝牙、WiFi、4G等频段，在频段、数据率特别是功耗方面很难满足无线医疗和无线传感器网络的应用需求。
因此，提供一种低功耗并且兼顾不同数据率、兼顾不同频段，可面向多种短距离无线应用的发射模块具有较高的研究和应用价值。
发明内容
针对上述问题，有必要提供一种具有低功耗、高低数据率兼容性及多频段兼容性的发射机及具有所述发射机的无线收发机。
本发明一方面提供一种发射机，所述发射机包括：
调制模块，所述调制模块包括第一工作模式及第二工作模式，并在第一工作模式及第二工作模式下分别生成调幅信号及调频信号；
振荡模块，与所述调制模块相连，用于生成第一本振信号及第二本振信号，所述第一本振信号为多相位本振信号，所述第二本振信号为基于所述调频信号生成的调频本振信号；
第一发射模块，与所述调制模块及所述振荡模块相连，所述第一发射模块工作于第一频段模式，用于接收所述第一本振信号及所述调幅信号，对所述第一本振信号进行调幅调制及功率放大后，生成第一射频信号；以及
第二发射模块，与所述振荡模块相连，所述第二发射模块工作于第二频段模式，用于接收所述第二本振信号，对所述本振信号进行逻辑运算后，合成倍频的调频信号，并对所述倍频的调频信号进行功率放大后，生成第二射频信号。
本发明另一方面提供一种无线收发机，所述无线收发机包括上述发射机及接收机，所述发射机与接收机配合进行无线信号收发。
本发明所述发射机及具有所述发射机的无线收发机，工作在低频段工作模式的第一发射模块采用多相位矢量合成结构，能够在较低的功耗下，实现高阶的调制方式，提高效率，工作在高频段工作模式的第二发射模块采用边带合成器实现低频本振信号的倍频，显著的降低了功耗，从而使得发射机具有低功耗、高低数据率兼容性及多频段兼容性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明较佳实施例的发射机的电路图。
图2为图1所示的发射机的第一发射模块的电路图。
图3为图2所示的多相位调制器的星座图。
图4为图2所示的多相位调制器的调制信号的生成示意图。
图5为图1所示的发射机的第二发射模块的电路图。
图6为本发明第一较佳实施例的边带合成器的电路图。
图7A为本发明第二较佳实施例的边带合成器进行偶数倍的频率倍频时的电路图。
图7B为图7A所示的边带合成器的信号示意图。
图8A为本发明第二较佳实施例的边带合成器进行奇数倍的频率倍频时的电路图。
图8B为图8A所示的边带合成器的信号示意图。
图9为图5所示的第二功率放大器的电路图。
主要元件符号说明
Figure BDA0002429547740000031
Figure BDA0002429547740000041
如下具体实施方式将结合上述附图进一步说明本发明。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，当一个组件被认为是“连接”另一个组件，它可以是直接连接到另一个组件或者可能同时存在居中组件。除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。
请参阅图1，本发明较佳实施例的发射机10为双频段低功耗的数字发射机。所述发射机10可应用于无线收发机，所述无线收发机还包括接收机(图未示)，所述发射机10与所述接收机配合进行无线信号收发。所述发射机10及具有所述发射机10的无线收发机可应用于医疗(例如，无线胶囊内窥镜、无线心电检测器等医疗器械)以及物联网等领域。
所述发射机10包括调制模块100、振荡模块300，第一发射模块500及第二发射模块600。
所述调制模块100包括第一工作模式及第二工作模式，并在第一工作模式及第二工作模式下分别生成调幅信号及调频信号。所述振荡模块300与所述调制模块相连，用于生成第一本振信号及第二本振信号，所述第一本振信号为多相位本振信号，所述第二本振信号为基于所述调频信号生成的调频本振信号。所述第一发射模块500与所述调制模块100及所述振荡模块300相连，所述第一发射模块500工作于第一频段模式，用于接收所述第一本振信号及所述调幅信号，对所述第一本振信号进行调幅调制及功率放大后，生成第一射频信号。所述第二发射模块600与所述振荡模块300相连，所述第二发射模块600工作于第二频段模式，用于接收所述第二本振信号，对所述本振信号进行逻辑运算后，合成倍频的调频信号，并对所述倍频的调频信号进行功率放大后，生成第二射频信号。所述第一射频信号及所述第二射频信号可以通过天线进行发送。
请一并参阅图2及图5，在本较佳实施例中，所述调制模块100包括多相位调制器120及调频调制器130。当所述调制模块100处于第一工作模式下时，所述调制模块100配置为所述多相位调制器120，当所述调制模块100处于第二工作模式下时，所述调制模块100配置为所述调频调制器130。具体地，所述调制模块100可包括开关，通过所述开关选择所述多相位调制器120或者所述调频调制器130进行工作。
请再次参阅图1，在本较佳实施例中，所述振荡模块300包括振荡器310及与所述振荡器310相连的脉冲产生器320。在本较佳实施例中，所述振荡器310为压控环形振荡器，所述振荡模块300包括注入锁定模式及开环振荡模式。
当所述振荡模块300工作于注入锁定模式时，所述脉冲产生器320基于参考频率信号生成脉冲信号，所述振荡器310在所述脉冲信号的作用下生成所述第一本振信号。所述脉冲信号可以抑制所述第一本振信号带内噪声，提高信号质量。在本较佳实施例中，所述第一本振信号为400MHz频段的多相位本振信号。所述注入锁定模式用于实现频率精度要求较高的高阶调制方式。
所述振荡模块300还包括与所述振荡器310及所述调制模块100相连的电流模数模转换器330，所述电流模数模转换器330用于接收所述调频信号，并对所述振荡器310的频率进行调节，当所述振荡模块300工作于开环振荡模式时，所述振荡器310在所述电流模数模转换器330的作用下，生成所述第二本振信号。所述开环振荡模式用以实现频率精度要求不高的低阶调制方式，实现较好的能量效率。在本较佳实施例中，所述电流模数模转换器330为多比特电流模数模转换器，包含粗调部分及细调部分，用以对所述振荡器310的工作频率进行精细调节。在本较佳实施例中，所述第二本振信号为400MHz频段的调频本振信号。
可以理解，所述振荡模块300还包括与所述振荡器310相连的驱动器340，用于对所述第一及第二本振信号进行放大。
请再次参阅图2，所述第一发射模块500包括依次电性连接的第一功放驱动器510、第一功率放大器520以及第一匹配网络530。在本较佳实施例中，所述第一发射模块为低频段多相位数字发射模块，优选地，工作于400MHz频段，采用16QAM(Quadrature AmplitudeModulation，正交振幅调制)的调制方式。
所述第一功放驱动器510用于驱动及放大所述第一本振信号，并将放大后的所述第一本振信号输出至所述第一功率放大器520。所述第一功放驱动器510可以提升其负载驱动能力，使得后级的第一功率放大器520工作在近似开关模式，提高了第一功率放大器520的效率。
所述第一功率放大器520连接至所述调制模块100的多相位调制器120，所述第一功率放大器520用于接收所述第一本振信号及所述调幅信号，对所述第一本振信号进行调幅调制及功率放大后，合成所述第一射频信号。
在本较佳实施例中，所述第一功率放大器520为多相位数控功率放大器，包括与所述多路并联的子单元，在本较佳实施例中，所述第一功率放大器520包括12个子单元。每个子单位采用多比特结构，包括多个同等尺寸的功率放大器单元。每路子单元对应每路相位的本振信号，P0、P30、…、P330。请参阅图3及图4，所述调幅信号的星座图包括多个星座点，在本较佳实施中，共16个星座点。每个星座点用相邻的两路相位的第一本振信号依据矢量求和的方式实现，例如，星座点A可以通过第一本振信号P300及P330依据矢量求和的方式实现。如此，输入到所述调制模块100的数据信息按照映射关系可转换成12路的调幅信号。
可以理解，所述第一功率放大器520的子单元的数量M可以增加或者减少，优选地，10<M<14，M为自然数。所述第一功率放大器520的子单元的数量M越多，实现调制功能的多相位数控功率放大器的效率会更高。
所述第一匹配网络530连接至负载，所述第一匹配网络530用于对所述第一功率放大器520与所述负载之间进行阻抗匹配。所述第一匹配网络530为无缘匹配网络可确保所述第一发射模块500以最高效率向负载辐射能量。
所述第一发射模块500采用多相位矢量合成结构，能够在较低的功耗下，实现高阶的调制方式，提高效率。
请再次参阅图5，所述第二发射模块600包括依次电性连接第二功放驱动器610、边带合成器620、第二功率放大器630和第二匹配网络640。在本较佳实施例中，所述第二发射模块为高频段边带合成数字发射模块，工作于900MHz频段，采用BFSK(BinaryFrequencyShift Keying，二进制频移键控)调制方式。
所述第二功放驱动器610用于驱动并放大所述第二本振信号，经过所述第二功放驱动器610的驱动放大，可以提升其负载驱动能力，以确保后级所述边带合成器620的逻辑运算正常进行。
所述边带合成器620用于基于所述第二本振信号的相位差，进行电流域的逻辑运算，实现所述第二本振信号的倍频，所述第二功率放大器630用于对倍频后的调频信号进行功率放大，生成所述第二射频信号。在本较佳实施例中，所述倍频后为900MHz频段的调频信号。所述边带合成器620使得所述第二发射模块600在采用低频本振的基础上，实现高频段的信号调制，显著的降低了本振功耗，提高了所述第二发射模块600的整体效率。
请参阅图6，本发明的第一较佳实施例提供边带合成器620包括基本单元621及与所述基本单元相连的多个倍频单元622。所述边带合成器620可以实现所述调频信号的2倍频。
所述基本单元621包括相连的第一放大电路621a及第二放大电路621b。第一放大电路621a包括第一MOS管Q1及第二MOS管Q2，所述第一MOS管Q1的源极接地，漏极与所述第二MOS管Q2的源极相连，栅极及衬底与所述第二MOS管Q2的栅极及衬底相连，所述第二MOS管Q2的漏极与自身栅极、衬底及所述第二放大电路621b相连于输出节点VB。所述第二放大电路621b包括第三MOS管Q3及第四MOS管Q4，所述第三MOS管Q3的漏极与自身栅极、衬底及所述第一放大电路621a相连于所述输出节点VB，源极与所述第四MOS管Q4的漏极相连，所述第四MOS管Q4的源极接地，栅极及衬底与所述第三MOS管Q3的栅极及衬底相连。所述基本单元621的输出节点VB与多个倍频单元622中的所有MOS管的衬底相连，构成了所述边带合成器620的衬底自偏置电路，确保所述边带合成器620可以工作在较低电源电压下，以降低功耗。
每个倍频单元622包括相连的第一倍频电路622a及第二倍频电路622b，所述第一倍频电路622a包括两个对称的共源共栅(以下简称cascode)支路，且两支路中MOS管栅极交叉连接形成一部分输入端；所述第二倍频电路622b包括两个对称的cascode支路，且两支路MOS管栅极交叉连接，形成另一部分输入端。在所述多个输入端输入多相位的调频本振信号P0、P90、P180、P270，每个所述第一倍频电路622a与第二倍频电路622b的MOS管漏极相连，形成输出端OUT，所述输出端OUT输出所述倍频后的调频信号。
请参阅图7A、图7B、图8A及图8B，本发明第二较佳实施例提供边带合成器620a与边带合成器620的结构大致相同，包括基本单元623及与所述基本单元623相连的倍频单元624。所述边带合成器620a用于实现所述调频信号的N倍频。相应地，在本较佳实施例中，所述振荡器310为N级差分多相位环形振荡器，向所述边带合成器620a提供N级差分信号，其中，A1,+及A1,-表示所述振荡器310输出的第一级差分信号，A2,+及A2,-表示所述振荡器310输出的第二级差分信号，依次类推，AN,+及AN,-表示所述振荡器310输出的第N级差分信号。
所述基本单元623为倍频单元624的负载阻抗，在本较佳实施例中，所述基本单元623可为电阻型负载、LC并联谐振腔负载。所述基本单元623一端与电源连接，另一端与所述倍频单元624相连形成边带合成器620a的输出端OUT。所述倍频单元624包括N级并联的所述倍频支路电路624a。所述倍频支路电路624a包括第五MOS管Q5及第六MOS管Q6，所述第五MOS管Q5的漏极与所述基本单元623相连，第六MOS管Q6的源极接地，第五MOS管Q5及第六MOS管Q6的栅极均作为输入端与所述振荡器310相连。
当N为偶数时，N＝2n，n为自然数，A2n,+及A2n,-表示所述第N级输出的差分信号，所述第一级差分信号A1,+输入至第一级倍频支路电路624a的第五MOS管Q5的栅极，所述第一级差分信号A1,-输入至第二级倍频支路电路624a的第六MOS管Q6的栅极；所述第二级差分信号A2,-输入至第一级倍频支路电路624a的第六MOS管Q6的栅极，所述第二级差分信号A2,+输入至第二级倍频支路电路624a的第五MOS管Q5的栅极；依次类推直至，所述第N-1级差分信号A2n-1,+输入至第N-1级倍频支路电路624a的第五MOS管Q5的栅极，所述第N级差分信号A2n,-输入至第N-1级倍频支路电路624a的第六MOS管Q6的栅极；所述第N级差分信号A2n,+输入至第N级倍频支路电路624a的第五MOS管Q5的栅极，所述第N-1级差分信号A2n-1,-输入至第N级倍频支路电路624a的第六MOS管Q6的栅极。
当N为奇数时，N＝2n+1，A2n+1,+及A2n+1,-表示所述第N级差分信号，所述第一级差分信号A1,+输入至第一级倍频支路电路624a的第五MOS管Q5的栅极，所述第二级差分信号A2,-输入至第一级倍频支路电路624a的第六MOS管Q6的栅极；所述第二级差分信号A2,+输入至第二级倍频支路电路624a的第五MOS管Q5的栅极，所述第三级差分信号A3,-输入至第二级倍频支路电路624a的第六MOS管Q6的栅极；依次类推直至，所述第N级差分信号A2n+1,+输入至第N级倍频支路电路624a的第五MOS管Q5的栅极，所述第1级差分信号A1,-输入至第N级倍频支路电路624a的第六MOS管Q6的栅极。
请参阅图9，在本较佳实施例中，所述第二功率放大器630为数字功率放大器，采用多比特阵列化结构，包括与所述边带合成器620相连的N路并联的功率放大器，R为自然数，其中第1路包括1个功率放大单元631，第2路包括2个并联的功率放大单元631，依次类推，第R路包括2R-1个并联的功率放大单元631，在本较佳实施例中，R等于7，第7路包括128个并联的功率放大单元631。在本较佳实施例中，所述功率放大单元631为所述第二放大电路。
所述第二匹配网络640连接至所述负载，所述第二匹配网络640用于对所述第二功率放大器630与所述负载之间进行阻抗匹配。
所述第二发射模块600采用所述边带合成器620实现低频本振信号的倍频，显著的降低了功耗。
可以理解，所述发射机10还包括与所述振荡模块300相连的校准模块700，所述校准模块700用于所述振荡器310工作频率进行校准。
在本较佳实施例中，所述校准模块700包括计数器710、时钟数据转换器720及加法器730，所述计数器710用于基于输入时钟参考信号对所述振荡器310输出信号进行计数，并获取粗略整数化频率信息，所述时钟数据转换器720用于获取所述振荡器310输出信号的分数化频率信息，所述加法器730用于将所述整数化频率信号与所述分数化频率合成，得到所述振荡器310工作频率，所述校准模块700可对所述振荡器310的工作频率进行校准和预设。
可以理解，所述发射机10还包括配置模块800，所述配置模块800用于配置所述调制模块100、所述振荡模块300、所述第一发射模块500、所述第二发射模块600及所述校准模块700的工作参数，使得所述发射机10工作在所需模式，满足特定应用需求，从而具有较高的可配置性，应用灵活性较高。
本发明所述发射机10及具有所述发射机10的无线收发机，工作在低频段工作模式的第一发射模块500采用多相位矢量合成结构，能够在较低的功耗下，实现高阶的调制方式，提高效率，工作在高频段工作模式的第二发射模块600采用边带合成器620实现低频本振信号的倍频，显著的降低了功耗，从而使得发射机10具有低功耗、高低数据率兼容性及多频段兼容性多频段、多调制方式、多应用的兼容性。
在本发明实施方式和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。还应当理解，本文中使用的术语“和/或”是指包含一个或多个相关联的列出项目的任何或所有可能组合。术语“第一”、“第二”仅用于描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。在本说明书的描述中，术语“其他实施例”、“本实施例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或实例。而且，描述的具体特征、结构、材料或特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
最后应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围。

Claims (14)

1.一种发射机，其特征在于，所述发射机包括：
调制模块，所述调制模块包括第一工作模式及第二工作模式，并在第一工作模式及第二工作模式下分别生成调幅信号及调频信号；
振荡模块，与所述调制模块相连，用于生成第一本振信号及第二本振信号，所述第一本振信号为多相位本振信号，所述第二本振信号为基于所述调频信号生成的调频本振信号；
第一发射模块，与所述调制模块及所述振荡模块相连，所述第一发射模块工作于第一频段模式，用于接收所述第一本振信号及所述调幅信号，对所述第一本振信号进行调幅调制及功率放大后，生成第一射频信号；以及
第二发射模块，与所述振荡模块相连，所述第二发射模块工作于第二频段模式，用于接收所述第二本振信号，对所述本振信号进行逻辑运算后，合成倍频的调频信号，并对所述倍频的调频信号进行功率放大后，生成第二射频信号。
2.如权利要求1所述的发射机，其特征在于，所述第一发射模块包括依次电性连接的第一功放驱动器、第一功率放大器以及第一匹配网络，所述第一功放驱动器用于驱动及放大所述第一本振信号，并将放大后的所述第一本振信号输出至所述第一功率放大器，所述第一功率放大器连接至所述调制模块，所述第一功率放大器用于接收所述第一本振信号及所述调幅信号，对所述第一本振信号进行调幅调制及功率放大后，合成所述第一射频信号，所述第一匹配网络连接至负载，所述第一匹配网络用于对所述第一功率放大器与所述负载之间进行阻抗匹配。
3.如权利要求2所述的发射机，其特征在于，所述第一本振信号为多相位本振信号，所述第一功率放大器包括多路并联的子单元，每路子单元对应每路相位的本振信号，所述调幅信号的星座图包括多个星座点，每个星座点用相邻两路相位的本振信号依据矢量求和的方式实现。
4.如权利要求1所述的发射机，其特征在于，所述第二发射模块包括依次电性连接的第二功放驱动器、边带合成器、第二功率放大器和第二匹配网络，所述第二功放驱动器用于驱动并放大所述第二本振信号，所述第二本振信号包括多个不同相位的调频本振信号，所述边带合成器用于基于所述多个不同相位的调频本振信号的相位差，进行电流域的逻辑运算，实现所述第二本振信号的倍频，所述第二功率放大器用于对倍频后的调频信号进行功率放大，生成所述第二射频信号，所述第二匹配网络连接至负载，所述第二匹配网络用于对所述第二功率放大器与所述负载之间进行阻抗匹配。
5.如权利要求4所述的发射机，其特征在于，所述边带合成器包括基本单元及与所述基本单元相连的多个倍频单元，所述基本单元包括相连的第一放大电路及第二放大电路，第一放大电路包括第一MOS管及第二MOS管，所述第一MOS管的源极接地，漏极与所述第二MOS管的源极相连，栅极及衬底与所述第二MOS管的栅极及衬底相连，所述第二MOS管的漏极与自身栅极、衬底及所述第二放大电路相连于所述基本单元的输出节点，所述第二放大电路包括第三MOS管及第四MOS管，所述第三MOS管的漏极与自身栅极、衬底及所述第一放大电路相连于基本单元输出节点，源极与所述第四MOS管的漏极相连，所述第四MOS管的源极接地，栅极及衬底与所述第三MOS管的栅极及衬底相连，所述基本单元的输出节点与多个倍频单元中的所有MOS管的衬底相连，构成了所述边带合成器的衬底自偏置电路，每个倍频单元包括相连的第一倍频电路及第二倍频电路，所述第一倍频电路包括两个对称的共源共栅支路，且两支路MOS管栅极交叉连接形成一部分输入端；所述第二倍频电路包括两个对称的支路，且两支路MOS管栅极交叉连接，形成另一部分输入端，所述多个输入端输入多相位的调频本振信号，每个所述第一倍频电路与第二倍频电路的MOS管漏极相连，形成输出端，所述输出端输出所述倍频后的调频信号。
6.如权利要求4所述的发射机，其特征在于，所述振荡模块包括振荡器，所述边带合成器包括基本单元及与所述基本单元相连的倍频单元，所述基本单元为倍频单元的负载阻抗，该负载型基本单元一端与电源连接，另一端与所述倍频单元相连形成边带合成器的输出端，所述倍频单元包括N级并联的所述倍频支路电路，所述倍频支路电路包括第五MOS管及第六MOS管，所述第五MOS管的漏极与所述基本单元相连，所述第六MOS管的源极接地，所述第五MOS管及所述第六MOS管的栅极均作为输入端与所述振荡器相连。
7.如权利要求6所述的发射机，其特征在于，所述振荡器为N级差分多相位环形振荡器，向所述边带合成器提供N级差分信号，其中，A1,+及A1,-表示所述振荡器输出的第一级差分信号，A2,+及A2,-表示所述振荡器输出的第二级差分信号，A3,+及A3,-表示所述振荡器输出的第三级差分信号，依次类推，AN,+及AN,-表示所述振荡器输出的第N级差分信号，当N为偶数时，N＝2n，n为自然数，A2n,+及A2n,-表示所述第N级差分信号，所述第一级差分信号A1,+输入至第一级倍频支路电路的第五MOS管的栅极，所述第一级差分信号A1,-输入至第二级倍频支路电路的第六MOS管的栅极；所述第二级差分信号A2,-输入至第一级倍频支路电路的第六MOS管的栅极，所述第二级差分信号A2,+输入至第二级倍频支路电路的第五MOS管的栅极；所述第三级差分信号A3,-输入至第四级倍频支路电路的第六MOS管的栅极，所述第三级差分信号A3,+输入至第三级倍频支路电路的第五MOS管的栅极；依次类推直至，所述第N-1级差分信号A2n-1,+输入至第N-1级倍频支路电路的第五MOS管的栅极，所述第N级差分信号A2n,-输入至第N-1级倍频支路电路的第六MOS管的栅极；所述第N级差分信号A2n,+输入至第N级倍频支路电路的第五MOS管的栅极，所述第N-1级差分信号A2n-1,-输入至第N级倍频支路电路的第六MOS管的栅极。
8.如权利要求7所述的发射机，其特征在于，当N为奇数时，N＝2n+1，A2n+1,+及A2n+1,-表示所述第N级差分信号，所述第一级差分信号A1,+输入至第一级倍频支路电路的第五MOS管的栅极，所述第二级差分信号A2,-输入至第一级倍频支路电路的第六MOS管的栅极；所述第二级差分信号A2,+输入至第二级倍频支路电路的第五MOS管的栅极，所述第三级差分信号A3,-输入至第二级倍频支路电路的第六MOS管的栅极；依次类推直至，所述第N级差分信号A2n+1,+输入至第N级倍频支路电路的第五MOS管的栅极，所述第一级差分信号A1,-输入至第N级倍频支路电路的第六MOS管的栅极。
9.如权利要求4所述的发射机，其特征在于，所述第二功率放大器包括与所述边带合成器相连的R路并联的功率放大器，R为自然数，其中第1路包括1个功率放大单元，第2路包括2个并联的功率放大单元，依次类推，第R路包括2R-1个并联的功率放大单元。
10.如权利要求1所述的发射机，其特征在于，所述振荡模块包括振荡器及与所述振荡器相连的脉冲产生器，当所述振荡模块工作于注入锁定模式时，所述脉冲产生器基于参考频率信号生成脉冲信号，所述振荡器在所述脉冲信号的作用下生成所述第一本振信号。
11.如权利要求7所述的发射机，其特征在于，所述振荡模块还包括与所述振荡器及所述调制模块相连的电流模数模转换器，所述电流模数模转换器用于接收所述调频信号，并对所述振荡器的频率进行调节，当所述振荡模块工作于开环振荡模式时，所述振荡器在所述电流模数模转换器的作用下，生成所述第二本振信号。
12.如权利要求1所述的发射机，其特征在于，所述振荡模块包括振荡器，所述发射机还包括与所述振荡模块相连的校准模块，所述校准模块用于所述振荡器工作频率进行校准，所述校准模块包括计数器、时钟数据转换器及加法器，所述计数器用于基于输入时钟参考信号对所述振荡器输出信号进行计数，并获取粗略整数化频率信息，所述时钟数据转换器用于获取所述振荡器输出信号的分数化频率信息，所述加法器用于将所述整数化频率信号与所述分数化频率合成，得到所述振荡器工作频率。
13.如权利要求12所述的发射机，其特征在于，所述发射模块还包括配置模块，所述配置模块用于配置所述调制模块、所述振荡模块、所述第一发射模块、所述第二发射模块及所述校准模块的工作参数。
14.一种无线收发机，所述无线收发机包括发射机及接收机，所述发射机与接收机配合进行无线信号收发，其特征在于：所述发射机为权利要求第1至13项中任意一项所述发射机。
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