CN111404853A - 一种载波频偏估计方法、装置及计算机存储介质 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种载波频偏估计方法、装置及计算机存储介质；该方法可以包括：获取接收信号中所包括的导频信号；所述导频信号与导频序列的长度相同；将所述导频信号与导频序列均按照相同的划分策略进行分段，将划分得到的对应信号段进行第一相关运算，获得所述第一相关运算结果；对第一相关运算结果进行快速傅里叶变换FFT运算，提取FFT结果的最大值；通过所述FFT结果最大值的位置确定频率相对偏移位置，并根据所述频率相对偏移位置计算获得载波频率偏移量。

Description

一种载波频偏估计方法、装置及计算机存储介质

技术领域

本发明实施例涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种载波频偏估计方法、装置及计算机存储介质。

背景技术

在军事通信、卫星通信和高速移动的通信系统中，由信号收发端之间的相对运动所造成的多普勒效应、晶振不稳定、接收器和发射器间的传输时延都会导致通信系统的载波参数发生偏移，且由于严重的多普勒效应甚至会导致系统频偏接近符号速率，再加上功率和带宽受限，因此，当前载波同步问题更加困难且尤为重要。

近年来，随着技术的创新与改进，通信行业得到了更好的发展人们对于数据传输效率和准确率的要求也不断提高。更高效的调制方式的运用，性能更优的编码方法的提出，如低密度奇偶校验(LDPC，Low-Density Parity-Check)编码、Turbo产品(TPC，TurboProduct Code)等，使得通信系统的性能接近香农界，系统的功率和带宽利用率也不断提高。与此同时，通信系统对于载波参数的同步的要求也进一步提高，如何在功率和频谱等资源有限的条件下实现高效、快速的载波同步是同步算法研究的一个重要方向，尤其是频偏的同步。

当前，关于时域的载波频偏估计方法的估计范围与估计精度往往呈负相关，即估计精度不断提高的同时估计范围会减小，且计算速度较慢。目前应用最广泛的为快速傅里叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)同步算法，FFT同步算法是在离散傅里叶变换基础上提出的载波同步算法，利用FFT运算很大程度上改进了计算速度。对去调制信号，FFT载波同步算法的估计范围很大，为符号周期的一半，且其估计范围不受噪声的影响，但在观测符号长度较少时估计精度不高。尽管通过增加观测符号长度可以增加精度，但是FFT的点数会相应增加，同时也增加了硬件的实现复杂度。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例期望提供一种载波频偏估计方法、装置及计算机存储介质；能够减少了进行FFT的点数，降低了硬件实现的复杂度，从而能够在有限的硬件资源条件下，比常规方案具备更好的精度。

本发明实施例的技术方案是这样实现的：

第一方面，本发明实施例提供了一种载波频偏估计方法，所述方法应用于无线通信系统的接收端，所述方法包括：

获取接收信号中所包括的导频信号；所述导频信号与导频序列的长度相同；

将所述导频信号与导频序列均按照相同的划分策略进行分段，将划分得到的对应信号段进行第一相关运算，获得所述第一相关运算结果；

对第一相关运算结果进行快速傅里叶变换FFT运算，提取FFT结果的最大值；

通过所述FFT结果最大值的位置确定频率相对偏移位置，并根据所述频率相对偏移位置计算获得载波频率偏移量。

第二方面，本发明实施例提供了一种接收设备，所述接收设备包括：获取部分、第一相关运算部分、FFT运算部分和频偏计算部分；其中，

所述获取部分，经配置为获取接收信号中所包括的导频信号；所述导频信号与导频序列的长度相同；

所述第一相关运算部分，经配置为将所述导频信号与导频序列均按照相同的划分策略进行分段，将划分得到的对应信号段进行第一相关运算，获得所述第一相关运算结果；

所述FFT运算部分，经配置为对第一相关运算结果进行快速傅里叶变换FFT运算，提取FFT结果的最大值；

所述频偏计算部分，经配置为通过所述FFT结果最大值的位置确定频率相对偏移位置，并根据所述频率相对偏移位置计算获得载波频率偏移量。

第三方面，本发明实施例提供了一种接收设备，所述接收设备包括：通信接口，存储器和处理器；其中，所述通信接口，用于在与其他外部网元之间进行收发信息过程中，信号的接收和发送；

所述存储器，用于存储能够在所述处理器上运行的计算机程序；

所述处理器，用于在运行所述计算机程序时，执行第一方面所述载波频偏估计方法的步骤。

第四部分，本发明实施例提供了一种计算机存储介质，其特征在于，所述计算机存储介质存储有载波频偏估计程序，所述载波频偏估计程序被至少一个处理器执行时实现第一方面所述载波频偏估计方法的步骤。

本发明实施例提供了一种载波频偏估计方法、装置及计算机存储介质；首先将接收到的导频信号与本地的导频序列分别进行分段；随后将相对应的分段分别进行相关运算；接着对相关运算结果进行快速傅里叶变换；然后选取快速傅里叶变换结果的最大值，并根据该最大值的位置计算频率相对偏移位置；最后根据频率相对偏移位置获得载波频率偏移估计值。通过本发明实施例的技术方案，能够减少进行FFT的点数，降低了硬件实现的复杂度，从而能够在有限的硬件资源条件下，比常规方案具备更好的精度。

附图说明

图1为本发明实施例提供的一种载波频偏估计方法流程示意图；

图2为本发明实施例提供的一种载波频偏估计方法的实施过程示意图；

图3为本发明实施例提供的一种仿真对比示意图；

图4为本发明实施例提供的另一种仿真对比示意图；

图5为本发明实施例提供的一种接收设备的组成示意图；

图6为本发明实施例提供的一种接收设备的具体硬件结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

参见图1，其示出了本发明实施例提供的一种载波频偏估计方法，所述方法可以应用于无线通信系统的接收端设备，所述方法包括：

S101：获取接收信号中所包括的导频信号；所述导频信号与导频序列的长度相同；

S102：将所述导频信号与导频序列均按照相同的划分策略进行分段，将划分得到的对应信号段进行第一相关运算，获得所述第一相关运算结果；

S103：对第一相关运算结果进行快速傅里叶变换FFT运算，提取FFT结果的最大值；

S104：通过所述FFT结果最大值的位置确定频率相对偏移位置，并根据所述频率相对偏移位置计算获得载波频率偏移量。

通过图1所示的技术方案，采用将导频信号进行分段处理，降低了进行FFT运算的点数，从而节省硬件资源。由此在相同的硬件资源下，图1所示的技术方案能够比常规频偏估计方案获得更好的估计精度。

基于图1所示的技术方案，在一些可能的实现方式中，所述获取接收信号中所包括的导频信号，包括：

接收由发射端所发射的发射信号通过信道传输后产生频率偏移的接收信号；其中，所述发射信号包括原始发送信号以及导频序列；

通过所述接收信号与所述导频序列之间进行第一相关运算确定接收信号的起始位置；

基于所述接收信号的起始位置确定接收信号中所包括的导频信号。

对于上述实现方式，在所述发射信号中，所述导频序列位于所述发射信号的起始部分，所述原始发送信号位于所述发射信号的尾部。举例来说，发射端可以通过对原始发送信号添加导频序列以生成发射信号，比如U_i＝[C|S_i]，其中S_i＝{s₁,s₂,s₃…}表示发送端的原始发送信号，C＝{c₁,c₂,c₃…}表示导频序列，U_i表示添加导频序列后发送端实际发送的发射信号。在一些示例中，发射端在编码后，原始发送信号S_i位于发射信号U_i的尾部，而导频序列C则位于发射信号码字U_i的起始部分。在本发明实施例中，优选设定导频序列C＝{c₁,c₂,c₃…}为自相关性很好的长度为m的伪随机序列，且m＝2^k，优选地，k取值为5，m取值为32，那么导频序列C优选为{1 0 0 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 0 0 1 1 1 1 10 0 1}。

需要说明的是，在通信过程中，发射端将发射信号发送至信道进行传输后，发射信号受噪声或者干扰的影响以及信号收发端的相对运动造成的多普勒效应、晶振不稳定、接收段和发射段间的传输时延的影响，发射信号U_i会在信道传输过程中累积一定的频率偏移，通常可以通过将发射信号U_i与一个虚指数相乘以进行标识，基于此，其时域表达式可写成：U_r＝U_i×e^{(i×(2π×Fd×t+Pd))}；其中，U_r为接收端接收到的产生频率偏移后的接收信号，Fd为随机的频率偏移量，Pd为随机的相位偏移量。

基于上述实现方式，在一些示例中，所述通过所述接收信号与所述导频序列之间进行第二相关运算确定接收信号的起始位置，包括：

基于所述接收信号的长度L1和所述导频序列的长度L2，从所述接收信号的首位比特信号开始遍历；

在逐次遍历过程中，以被遍历比特信号为起始，按照所述导频序列的长度L2确定当前遍历获得的比特信号段；

将通过遍历获得比特信号段依次与所述导频序列进行相关运算，获得第二相关运算结果；

将所述第二相关运算结果中的最大值所对应的被遍历比特信号处于所述接收信号的位置确定为所述接收信号的起始位置。

需要说明的是，在实际通信过程中，接收端接收机在开机状态一直进行接受信号，若此时发送端的发射信号未到达接收端，则此时接收端所接收的是噪声信号，所以，接收端只有准确的识别发射信号发送的起始时刻，才能接收到正确的信号。基于此，对于上述示例，举例来说，经过信道传输的导频信号共计32个比特，而实际接收段的接收信号为40个比特，设定接收信号Ur为{1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 11 0 0 1 1 1 1 1 0 0 1}，则可以依次从第1位开始数32个比特与导频序列做相关运算；即接收信号的第1至32比特信号段{1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 10 1 1 1 1 0}与导频序列C做相关运算，相关运算结果为10；接着，接收信号的第2至33比特信号段{0 0 0 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 0 0 1}与导频序列C做相关运算，相关运算结果为11；如上所述，依次计算一直到第9至40比特信号段与导频序列C进行相关运算后并获得相关运算结果后，所有相关运算获得的结果分别为：10，11，10，11，9，10，10，9，16；其中可以获知最大值为16，则说明接收信号中与导频序列相关性最强的比特信号段为第9至40比特，所以可以确定接收信号的起始时刻为第9个比特，而前8个比特为则可以被认定为无用的噪声信号。

基于上述实现方式，在一些示例中，所述基于所述接收信号的起始位置确定接收信号中所包括的导频信号，包括：

以所述起始位置为起始点，以所述导频序列长度为导频信号长度，从所述接收信号中确定所述导频信号。

对于上述示例，举例来说，若已知起始位置，则在接收信号中，从起始位置开始数至第N个比特即为接收信号中的导频信号Cr，N为导频序列C长度。

基于图1所示的技术方案，在一些可能的实现方式中，所述将所述导频信号与导频序列均按照相同的划分策略进行分段，将划分得到的对应信号段进行第一相关运算，获得所述第一相关运算结果，包括

将所述导频信号与所述导频序列均按照相同的设定长度N_sub和相同的设定分段数划分为多个信号段；其中，所述导频信号所划分得到的第i个信号段与所述导频序列所划分得到的第i个信号段相对应，1≤i≤n，n为所述导频信号或所述导频序列通过划分所得到的信号段数目；

将所述导频信号划分得到的信号段依次与所述导频序列所划分得到的对应信号段进行相关运算，获得所述第一相关运算结果。

对于上述实现方式，需要说明的是，可以首先对导频信号Cr与导频序列C进行分段，且分段数与分段长度均相同，然后从第一分段开始将对应分段的导频信号与导频序列进行相关运算，即对应位相乘并相加。举例来说，导频序列C长度N取值为32，将导频信号与导频序列均以每8比特进行分段，则均可以划分为四个信号段。为方便示例，本发明实施例中设定接收段接收到的导频信号均为实信号，分段后分别为{0.3 0.4 1.2 2.3 0.7 1.40.2 0.9}，{1.2 1.7 0.8 0.5 1.0 2.3 0.6 2.1}，{1.1 2.3 0.4 1.3 2.5 0.8 1.5 0.3}以及{0.7 1.3 2.4 0.9 1.5 0.4 0.7 2.1}；而导频序列分段后分别为{1 0 0 1 0 1 00}，{1 0 1 1 0 0 1 0}，{1 0 1 1 1 1 0 0}以及{1 1 1 1 1 0 0 1}；将对应分段进行相关后取得的第二相关结果分别为：4.0，3.1，6.1，8.9。

基于上述实现方式，需要说明的是，在通信领域，接收信号往往是时域信号，但通常可以利用傅里叶变换得到其频谱，从而能够更加方便的分析信号。而非周期性连续时间信号x(t)的傅里叶变换可以表示为：

由此能够计算得到连续时间信号x(t)的连续频谱。但是在实际的通信系统中，通过能够获得的是连续时间信号x(t)的离散采样值x(nT)，T为采样周期。因此需要利用离散信号x(nT)来计算连续信号x(t)的频谱。设定有限长的离散信号x(n),n＝0,1,…,N-1的离散傅里叶变换定义为：

其中，k＝0,1,…,N-1，

由此可以看出离散傅里叶变换需要计算大约N²次乘法运算和N²次加法运算，当离散信号长度N较大时计算量非常大。由上述W_N的定义可知，W_N具有对称性和周期性，可将N点离散傅里叶变换分解为两个N/2点的离散傅里叶变换，这样计算量只为原来的一半，即(N/2)×2+(N/2)×2＝N²/2，并且可以继续分解下去，将N/2点分解为N/4点离散傅里叶变换这样可以减少为(N/2)log2N次乘法运算和Nlog2N次加法运算。由此可见快速傅里叶变换比常规的离散傅里叶算法有更小的复杂度。

设上述实现方式所获得的第一相关运算结果的值为x(n)，数据长度为N，可用公式表达为：x(n)＝x₁(n)+x₂(n)，其中，x₁(n)和x₂(n)的长度均为N/2，并且x₁(n)为偶序列，x₂(n)为奇序列，则有

其中，k＝0,1,…,N-1。通过上式可以获得：

其中，k＝0,1,…,N-1。

由于

因此可以获得：

其中，X₁(k)和X₂(k)分别为x₁(n)和x₂(n)的N/2点离散傅里叶变换，由于X₁(k)和X₂(k)周期均为N/2，且

所以X(k)又可以表示为：

而快速傅里叶算法的原理是通过许多小的更加容易进行的变换去实现大规模的变换，从而降低运算要求，提高运算速度。本发明实施例中，设定快速傅里叶变换点数为N_fft，则变换表达式为：

其中，0≤k≤N_fft-1；取峰值谱线：

其中，0≤k≤N_fft-1，且M为第一相关运算结果值的快速傅里叶变换的最大值位置。

基于上述实现方式，在一些示例中，所述通过所述FFT结果最大值的位置确定频率相对偏移位置，并根据所述频率相对偏移位置计算获得载波频率偏移量，包括：

根据所述FFT结果最大值的位置M以及FFT运算点数N_fft，通过下式确定所述频率相对偏移位置M_s：

根据所述频率相对偏移位置M_s以及所述设定长度N_sub，通过下式计算获得所述载波频率偏移量

其中，T_s为码元周期。

对于上述示例，举例来说，M为第一相关运算结果的快速傅里叶变换X(k)最大值的位置，快速傅里叶变换点数为N_fft，则频率相对偏移位置M_s可表示为：

而传统的快速傅里叶变换FFT同步方法的频率分辨率为f_o＝1/T_sN_fft，其中T_s为码元周期，由于本发明实施例中快速傅里叶变换采用的数据为第一相关运算结果，故实际频率分辨率为：f_o＝1/T_sN_sub，式中，N_sub为导频信号或导频序列进行分段的分段长度，则频率偏移值

可表示为：

上述技术方案阐述了本发明实施例期望提供的一种载波频偏估计方法，对于该方法，在具体实施过程中，参见图2所示，接收端可以首先将接收到的导频信号与本地的导频序列分别进行分段；随后将相对应的分段分别进行相关运算；接着对相关运算结果进行N_fft点快速傅里叶变换；然后选取快速傅里叶变换结果的最大值，并根据该最大值的位置计算频率相对偏移位置；最后根据频率相对偏移位置获得载波频率偏移估计值。通过本发明实施例的技术方案，能够减少进行FFT的点数，降低了硬件实现的复杂度，从而能够在有限的硬件资源条件下，比常规方案具备更好的精度。

针对上述技术方案，本发明实施例通过具体的仿真环境对上述技术方案的技术性能及效果进行进一步的阐述。具体的仿真条件和参数如下：

设定在宽带信息传输中，信息速率为100bit/s，采用RS编码，码率为1/2，直接序列扩频128位，导频长度为1024，信号调制方式为QPSK调制，频偏范围为码元速率的10％，相偏范围为[-π,π]，在仿真中将该系统表示为改进FFT同步方法。

基于上述参数，在不同的平均信噪比情况下，应用本发明实施例提供的方法对不同导频序列分段以及不同快速傅里叶变换点数下可获得的频偏估计的均方根误差RMSE进行仿真，并与传统的FFT同步方法做比较，结果如图3，图4所示。

在图3中，两种方法均采用1024点快速傅里叶变换，此时两种方法硬件资源均满足，由仿真可知在硬件资源满足的情况下，本发明实施例提供的方法与传统方法具有近似相同的估计精度。

在图4中，两种方法均采用256点快速傅里叶变换，此时利用传统方法由于硬件资源不满足，可知在硬件资源受限的情况下，本发明实施例提供的方法较传统FFT同步方法具有更好的频偏估计精度。

基于前述实施例相同的发明构思，参见图5，其示出了本发明实施例提供的一种接收设备50，所述接收设备50包括：获取部分501、第一相关运算部分502、FFT运算部分503和频偏计算部分504；其中，

所述获取部分501，经配置为获取接收信号中所包括的导频信号；所述导频信号与导频序列的长度相同；

所述第一相关运算部分502，经配置为将所述导频信号与导频序列均按照相同的划分策略进行分段，将划分得到的对应信号段进行第一相关运算，获得所述第一相关运算结果；

所述FFT运算部分503，经配置为对第一相关运算结果进行快速傅里叶变换FFT运算，提取FFT结果的最大值；

所述频偏计算部分504，经配置为通过所述FFT结果最大值的位置确定频率相对偏移位置，并根据所述频率相对偏移位置计算获得载波频率偏移量。

在一些示例中，所述获取部分501，经配置为执行：

接收由发射端所发射的发射信号通过信道传输后产生频率偏移的接收信号；其中，所述发射信号包括原始发送信号以及导频序列；

通过所述接收信号与所述导频序列之间进行第二相关运算确定接收信号的起始位置；

基于所述接收信号的起始位置确定接收信号中所包括的导频信号。

基于上述示例，在所述发射信号中，所述导频序列位于所述发射信号的起始部分，所述原始发送信号位于所述发射信号的尾部。

基于上述示例，所述获取部分501，经配置为执行：

基于所述接收信号的长度L1和所述导频序列的长度L2，从所述接收信号的首位比特信号开始遍历；

在逐次遍历过程中，以被遍历比特信号为起始，按照所述导频序列的长度L2确定当前遍历获得的比特信号段；

将通过遍历获得比特信号段依次与所述导频序列进行相关运算，获得第二相关运算结果；

将所述第二相关运算结果中的最大值所对应的被遍历比特信号处于所述接收信号的位置确定为所述接收信号的起始位置。

基于上述示例，所述获取部分501，经配置为执行：

以所述起始位置为起始点，以所述导频序列长度为导频信号长度，从所述接收信号中确定所述导频信号。

在一些示例中，所述第一相关运算部分502，经配置为：

将所述导频信号与所述导频序列均按照相同的设定长度N_sub和相同的设定分段数划分为多个信号段；其中，所述导频信号所划分得到的第i个信号段与所述导频序列所划分得到的第i个信号段相对应，1≤i≤n，n为所述导频信号或所述导频序列通过划分所得到的信号段数目；

将所述导频信号划分得到的信号段依次与所述导频序列所划分得到的对应信号段进行相关运算，获得所述第一相关运算结果。

在一些示例中，所述频偏计算部分504，经配置为：

根据所述FFT结果最大值的位置M以及FFT运算点数N_fft，通过下式确定所述频率相对偏移位置M_s：

根据所述频率相对偏移位置M_s以及所述设定长度N_sub，通过下式计算获得所述载波频率偏移量

其中，T_s为码元周期。

可以理解地，上述各组成部分的功能具体阐述，可以参照前述技术方案中相应步骤的描述，在此不作赘述。并且在本实施例中，“部分”可以是部分电路、部分处理器、部分程序或软件等等，当然也可以是单元，还可以是模块也可以是非模块化的。

另外，在本实施例中的各组成部分可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。

所述集成的单元如果以软件功能模块的形式实现并非作为独立的产品进行销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中，基于这样的理解，本实施例的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)或processor(处理器)执行本实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

因此，本实施例提供了一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有载波频偏估计程序，所述载波频偏估计程序被至少一个处理器执行时实现上述技术方案中所述载波频偏估计方法步骤。

根据上述接收设备50以及计算机存储介质，参见图6，其示出了本发明实施例提供的一种能够实施上述接收设备50的具体硬件结构，该接收设备50可以为无线装置、移动或蜂窝电话(包含所谓的智能电话)、个人数字助理(PDA)、视频游戏控制台(包含视频显示器、移动视频游戏装置、移动视频会议单元)、膝上型计算机、桌上型计算机、电视机顶盒、平板计算装置、电子书阅读器、固定或移动媒体播放器，等。接收设备50包括：通信接口601，存储器602和处理器603；各个组件通过总线系统604耦合在一起。可理解，总线系统604用于实现这些组件之间的连接通信。总线系统604除包括数据总线之外，还包括电源总线、控制总线和状态信号总线。但是为了清楚说明起见，在图6中将各种总线都标为总线系统604。其中，

所述通信接口601，用于在与其他外部网元之间进行收发信息过程中，信号的接收和发送；

所述存储器602，用于存储能够在所述处理器603上运行的计算机程序；

所述处理器603，用于在运行所述计算机程序时，执行以下步骤：

获取接收信号中所包括的导频信号；所述导频信号与导频序列的长度相同；

将所述导频信号与导频序列均按照相同的划分策略进行分段，将划分得到的对应信号段进行第一相关运算，获得所述第一相关运算结果；

对第一相关运算结果进行快速傅里叶变换FFT运算，提取FFT结果的最大值；

通过所述FFT结果最大值的位置确定频率相对偏移位置，并根据所述频率相对偏移位置计算获得载波频率偏移量。

可以理解，本发明实施例中的存储器602可以是易失性存储器或非易失性存储器，或可包括易失性和非易失性存储器两者。其中，非易失性存储器可以是只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、可编程只读存储器(Programmable ROM，PROM)、可擦除可编程只读存储器(Erasable PROM，EPROM)、电可擦除可编程只读存储器(Electrically EPROM，EEPROM)或闪存。易失性存储器可以是随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)，其用作外部高速缓存。通过示例性但不是限制性说明，许多形式的RAM可用，例如静态随机存取存储器(Static RAM，SRAM)、动态随机存取存储器(Dynamic RAM，DRAM)、同步动态随机存取存储器(Synchronous DRAM，SDRAM)、双倍数据速率同步动态随机存取存储器(Double Data RateSDRAM，DDRSDRAM)、增强型同步动态随机存取存储器(Enhanced SDRAM，ESDRAM)、同步连接动态随机存取存储器(Synchlink DRAM，SLDRAM)和直接内存总线随机存取存储器(DirectRambus RAM，DRRAM)。本文描述的系统和方法的存储器602旨在包括但不限于这些和任意其它适合类型的存储器。

而处理器603可能是一种集成电路芯片，具有信号的处理能力。在实现过程中，上述方法的各步骤可以通过处理器603中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的指令完成。上述的处理器603可以是通用处理器、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件。可以实现或者执行本发明实施例中的公开的各方法、步骤及逻辑框图。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。结合本发明实施例所公开的方法的步骤可以直接体现为硬件译码处理器执行完成，或者用译码处理器中的硬件及软件模块组合执行完成。软件模块可以位于随机存储器，闪存、只读存储器，可编程只读存储器或者电可擦写可编程存储器、寄存器等本领域成熟的存储介质中。该存储介质位于存储器602，处理器603读取存储器602中的信息，结合其硬件完成上述方法的步骤。

可以理解的是，本文描述的这些实施例可以用硬件、软件、固件、中间件、微码或其组合来实现。对于硬件实现，处理单元可以实现在一个或多个专用集成电路(ApplicationSpecific Integrated Circuits，ASIC)、数字信号处理器(Digital Signal Processing，DSP)、数字信号处理设备(DSP Device，DSPD)、可编程逻辑设备(Programmable LogicDevice，PLD)、现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，FPGA)、通用处理器、控制器、微控制器、微处理器、用于执行本申请所述功能的其它电子单元或其组合中。

对于软件实现，可通过执行本文所述功能的模块(例如过程、函数等)来实现本文所述的技术。软件代码可存储在存储器中并通过处理器执行。存储器可以在处理器中或在处理器外部实现。

具体来说，处理器603还配置为运行所述计算机程序时，执行前述技术方案中所述载波频偏估计方法的步骤，这里不再进行赘述。

需要说明的是：本发明实施例所记载的技术方案之间，在不冲突的情况下，可以任意组合。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种载波频偏估计方法，其特征在于，所述方法应用于无线通信系统的接收端，所述方法包括：

获取接收信号中所包括的导频信号；所述导频信号与导频序列的长度相同；

将所述导频信号与导频序列均按照相同的划分策略进行分段，将划分得到的对应信号段进行第一相关运算，获得所述第一相关运算结果；

对第一相关运算结果进行快速傅里叶变换FFT运算，提取FFT结果的最大值；

通过所述FFT结果最大值的位置确定频率相对偏移位置，并根据所述频率相对偏移位置计算获得载波频率偏移量。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获取接收信号中所包括的导频信号，包括：

接收由发射端所发射的发射信号通过信道传输后产生频率偏移的接收信号；其中，所述发射信号包括原始发送信号以及导频序列；

通过所述接收信号与所述导频序列之间进行第二相关运算确定接收信号的起始位置；

基于所述接收信号的起始位置确定接收信号中所包括的导频信号。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，在所述发射信号中，所述导频序列位于所述发射信号的起始部分，所述原始发送信号位于所述发射信号的尾部。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述通过所述接收信号与所述导频序列之间进行第二相关运算确定接收信号的起始位置，包括：

基于所述接收信号的长度L1和所述导频序列的长度L2，从所述接收信号的首位比特信号开始遍历；

在逐次遍历过程中，以被遍历比特信号为起始，按照所述导频序列的长度L2确定当前遍历获得的比特信号段；

将通过遍历获得比特信号段依次与所述导频序列进行相关运算，获得第二相关运算结果；

将所述第二相关运算结果中的最大值所对应的被遍历比特信号处于所述接收信号的位置确定为所述接收信号的起始位置。

5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述基于所述接收信号的起始位置确定接收信号中所包括的导频信号，包括：

以所述起始位置为起始点，以所述导频序列长度为导频信号长度，从所述接收信号中确定所述导频信号。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将所述导频信号与导频序列均按照相同的划分策略进行分段，将划分得到的对应信号段进行第一相关运算，获得所述第一相关运算结果，包括：

将所述导频信号与所述导频序列均按照相同的设定长度N_sub和相同的设定分段数划分为多个信号段；其中，所述导频信号所划分得到的第i个信号段与所述导频序列所划分得到的第i个信号段相对应，1≤i≤n，n为所述导频信号或所述导频序列通过划分所得到的信号段数目；

将所述导频信号划分得到的信号段依次与所述导频序列所划分得到的对应信号段进行相关运算，获得所述第一相关运算结果。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述通过所述FFT结果最大值的位置确定频率相对偏移位置，并根据所述频率相对偏移位置计算获得载波频率偏移量，包括：

根据所述FFT结果最大值的位置M以及FFT运算点数N_fft，通过下式确定所述频率相对偏移位置M_s：

根据所述频率相对偏移位置M_s以及所述设定长度N_sub，通过下式计算获得所述载波频率偏移量

其中，T_s为码元周期。

8.一种接收设备，其特征在于，所述接收设备包括：获取部分、第一相关运算部分、FFT运算部分和频偏计算部分；其中，

所述获取部分，经配置为获取接收信号中所包括的导频信号；所述导频信号与导频序列的长度相同；

所述第一相关运算部分，经配置为将所述导频信号与导频序列均按照相同的划分策略进行分段，将划分得到的对应信号段进行第一相关运算，获得所述第一相关运算结果；

所述FFT运算部分，经配置为对第一相关运算结果进行快速傅里叶变换FFT运算，提取FFT结果的最大值；

所述频偏计算部分，经配置为通过所述FFT结果最大值的位置确定频率相对偏移位置，并根据所述频率相对偏移位置计算获得载波频率偏移量。

9.一种接收设备，其特征在于，所述接收设备包括：通信接口，存储器和处理器；其中，所述通信接口，用于在与其他外部网元之间进行收发信息过程中，信号的接收和发送；

所述存储器，用于存储能够在所述处理器上运行的计算机程序；

所述处理器，用于在运行所述计算机程序时，执行权利要求1至7任一项所述载波频偏估计方法的步骤。

10.一种计算机存储介质，其特征在于，所述计算机存储介质存储有载波频偏估计程序，所述载波频偏估计程序被至少一个处理器执行时实现权利要求1至7中任一项所述载波频偏估计方法的步骤。

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