CN111384880A

CN111384880A - 吸尘器、无刷直流电机的控制方法、装置和系统

Info

Publication number: CN111384880A
Application number: CN201910056556.5A
Authority: CN
Inventors: 吴偏偏; 王浩东
Original assignee: Midea Group Co Ltd; Jiangsu Midea Cleaning Appliances Co Ltd
Current assignee: Midea Group Co Ltd; Jiangsu Midea Cleaning Appliances Co Ltd
Priority date: 2018-12-29
Filing date: 2019-01-22
Publication date: 2020-07-07

Abstract

本发明公开了一种吸尘器、无刷直流电机的控制方法、装置和系统，其中，该方法包括：在转子预定位阶段，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得电机的转子位置；在低速运行阶段，采用动态脉冲侦测法或磁链函数法获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相；中高速运行阶段，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测电机的反电势过零点，并根据反电势过零点控制电机进行换相。由此，不仅能够大幅减小电机启动定位的时间，保证电机启动时不会反转，解决定位时的异响和抖动，而且能够实现电机在低速运行阶段的准确换相，可靠性高，同时能够及时、准确地检测到反电势过零点，保证电机稳定运行在极高转速。

Description

吸尘器、无刷直流电机的控制方法、装置和系统

技术领域

本发明涉及电器技术领域，特别涉及一种无刷直流电机的控制方法、一种无刷直流电机的控制装置、一种无刷直流电机的控制系统和一种吸尘器。

背景技术

目前，在无刷直流电机无传感器驱动控制技术领域中，无刷直流电机的运行过程可包括转子预定位阶段、低速运行阶段和中高速运行阶段。

相关技术中，在电机静止与接近零速情况下的转子定位技术主要有两种：强制预定位法和脉冲定位法。其中，强制预定位法不考虑电机转子当前的位置，而是给电机定子绕组的固定相位通电，以使电机转子转动到预定位置。但是该方式存在以下缺点：1)定位时间长，不适用于要求电机快速启动的场合；2)为了减少定位时长或增加定位的可靠性，需要加大定位时的PWM占空比，这样会增大启动电流，增加功耗，在一些由电池供电的场合，会降低系统效率；3)定位时可能会出现反转，不适用于要求电机启动无反转的场合；4)定位时容易出现抖动和异响。脉冲定位法是通过给电机定子绕组的不同相位通以短时电流脉冲，并根据电流脉冲的大小或时长来判断转子所在的位置。但是该方式存在以下缺点：1)以互为120°脉冲定位不能覆盖全360°的转子位置，存在盲区，导致N-S极反向错误；2)判断过程比较复杂，增加了软件代码量，增加了判断时间。

当无刷直流电机由静止开始启动时，采用开环强制换相技术，根据程序预设的节拍时间(逐级递减)，人为地给无刷直流电机施加一个同步换相信号，使无刷直流电机的转速不断增加，直到无刷直流电机的转速足够大时，切换到反电势检测转子位置换相状态。然而，对于控制系统来说，开环强制换相属于控制盲区，在无刷直流电机的低速运行阶段，无法获取无刷直流电机的转子位置，产生的转矩较小，容易发生失步的现象，可靠性较低。

进一步地，当电机切换到反电势检测转子位置换相状态时，一般通过以下两种方式进行反电势过零检测：一、采用ADC模块在每个PWM控制周期采样一次无刷直流电机悬空相的端电压，然后将采样结果与参考电压进行比较判断是否发生过零；二、增加外部比较器，利用硬件比较无刷直流电机悬空相的端电压与参考电压的大小关系，实现反电势过零检测。然而，上述检测方法存在以下缺点：1)当采用方法一进行反电势过零检测时，检测到的反电势过零时刻均滞后实际反电势过零时刻约为一个PWM周期，在无刷直流电机的转速较低，PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制信号的占空比较小时，一个换相间隔内有多个PWM周期，滞后一个PWM周期对无刷直流电机换相的影响较小，但是，当无刷直流电机的转速较高时，一个换相间隔内的PWM周期的个数较少，反电势过零检测滞后可能会导致无刷直流电机换相滞后，从而影响无刷直流电机的稳定性；2)采用方法二进行反电势过零检测时，由于增加了外部比较器，因此会导致成本较高。

发明内容

本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。为此，本发明的第一个目的在于提出一种无刷直流电机的控制方法，在转子预定位阶段，能够大幅减小电机启动定位的时间，保证电机启动时不会反转，解决定位时的异响和抖动，简化了脉冲定位转子位置识别方法且能够实现全360°无盲区定位；在电机启动低速运行阶段，能够实现电机在低速运行阶段的准确换相，提高启动转矩，保证电机不会失步，可靠性高；在高速运行阶段，不仅能够及时、准确地检测到反电势过零点，保证电机稳定运行在极高转速，而且能够减少CPU占用率，同时，无需额外增加比较器，能够降低成本。

本发明的第二个目的在于提出一种非临时性计算机可读存储介质。

本发明的第三个目的在于提出一种无刷直流电机的控制装置。

本发明的第四个目的在于提出一种无刷直流电机的控制系统。

本发明的第五个目的在于提出一种吸尘器。

为实现上述目的，本发明第一方面实施例提出了一种无刷直流电机的控制方法，包括以下步骤：在转子预定位阶段，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得所述电机的转子位置，其中，在所述转子预定位阶段，所述电机的转速小于第一预设转速；在低速运行阶段，采用动态脉冲侦测法或磁链函数法获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相，其中，在所述低速运行阶段，所述电机的转速大于等于所述第一预设转速，并且小于第二预设转速；在高速运行阶段，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测所述电机的反电势过零点，并根据所述反电势过零点控制所述电机进行换相，其中，在所述高速运行阶段，所述电机的转速大于等于所述第二预设转速。

根据本发明实施例的无刷直流电机的控制方法，在转子预定位阶段，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得电机的转子位置，以及在低速运行阶段，采用动态脉冲侦测法或磁链函数法获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相，以及在高速运行阶段，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测电机的反电势过零点，并根据反电势过零点控制电机进行换相。由此，在转子预定位阶段，能够大幅减小电机启动定位的时间，保证电机启动时不会反转，解决定位时的异响和抖动，简化了脉冲定位转子位置识别方法且能够实现全360°无盲区定位；在电机启动低速运行阶段，能够实现电机在低速运行阶段的准确换相，提高启动转矩，保证电机不会失步，可靠性高；在高速运行阶段，不仅能够及时、准确地检测到反电势过零点，保证电机稳定运行在极高转速，而且能够减少CPU占用率，同时，无需额外增加比较器，能够降低成本。

另外，根据本发明上述实施例的无刷直流电机的控制方法还可以具有如下附加的技术特征：

根据本发明的一个实施例，所述采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得所述电机的转子位置，包括：对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并获取定子绕组在每个相位的参数信息，以及根据所述参数信息获取所述电机的转子位置，其中，所述参数信息包括所述定子绕组在每个相位的电流值或所述定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间。

根据本发明的一个实施例，当所述参数信息为所述定子绕组在每个相位的电流值时，所述对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并获取所述定子绕组在每个相位的参数信息，包括：按照预设导通方式对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加第一预设时间的电压检测脉冲，并通过获取所述定子绕组在每个相位的电流值以获得多个电流值，其中，所述预设导通方式为两相导通方式或者三相导通方式；所述根据所述定子绕组在每个相位的参数信息获取所述电机的转子位置，包括：获取所述多个电流值中的最大电流值，并将所述最大电流值对应的相位记为第一相位，以及获取与所述第一相位相邻的两个相位中电流值较大的相位，记为第二相位；根据所述第一相位和所述第二相位获取所述电机的转子所在的扇区，并根据所述电机的转子所在的扇区获得所述电机的转子位置。

根据本发明的一个实施例，当所述参数信息为所述定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间时，所述对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并获取所述定子绕组在每个相位的参数信息，包括：按照预设导通方式对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并通过获取所述定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间以获得多个时间，其中，所述预设导通方式为两相导通方式或者三相导通方式；所述所述定子绕组在每个相位的参数信息获取所述电机的转子位置，包括：获取所述多个时间中的最短时间，并将所述最短时间对应的相位记为第一相位，以及获取与所述第一相位相邻的两个相位中时间较短的相位，记为第二相位；根据所述第一相位和所述第二相位获取所述电机的转子所在的扇区，并根据所述电机的转子所在的扇区获得所述电机的转子位置。

根据本发明的一个实施例，当所述参数信息为所述定子绕组在每个相位的电流值时，所述对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并获取所述定子绕组在每个相位的参数信息，包括：分别按照两相导通方式和三相导通方式对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加第一预设时间的电压检测脉冲，并通过获取所述定子绕组在每个相位的电流值以获得多个电流值；所述根据所述定子绕组在每个相位的参数信息获取所述电机的转子位置，包括：获取所述多个电流值中的最大电流值；根据所述最大电流值获取所述电机的转子所在的扇区，并根据所述电机的转子所在的扇区获得所述电机的转子位置。

根据本发明的一个实施例，当所述参数信息为所述定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间时，所述对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并获取所述定子绕组在每个相位的参数信息，包括：分别按照两相导通方式和三相导通方式对电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并通过获取所述定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间以获得多个时间；获取所述多个时间中的最短时间；根据所述最短时间获取所述电机的转子所在的扇区，并根据所述电机的转子所在的扇区获得所述电机的转子位置。

根据本发明的一个实施例，所述采用动态脉冲侦测法获取所述电机的换相点，包括：根据所述转子位置从预设启动换相表中获取所述电机的当前加速矢量和当前侦测矢量；根据所述当前加速矢量和所述当前侦测矢量，交替地向所述电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲，其中Na和Nb均为正整数；获取所述加速矢量脉冲对应的第一参数信息，并获取所述侦测矢量脉冲对应的第二参数信息，其中，所述第一参数信息包括所述电机的第一电流，或者所述第一电流达到第一电流阈值时所述加速矢量脉冲对应的第一时长，所述第二参数信息包括所述电机的第二电流，或者所述第二电流到达所述第一电流阈值时所述侦测矢量脉冲对应的第二时长；根据所述第一参数信息和所述第二参数信息获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相。

根据本发明的一个实施例，当所述第一参数信息为所述第一电流，且所述第二参数信息为所述第二电流时，所述获取所述加速矢量脉冲对应的第一参数信息，并获取所述侦测矢量脉冲对应的第二参数信息包括：获取第n个所述加速矢量脉冲对应的电机电流以获得所述第一电流，并获取第n个所述侦测矢量脉冲对应的电机电流以获得所述第二电流，其中n≤min(Na，Nb)；所述根据所述第一参数信息和第二参数信息获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相，包括：根据所述第一电流和所述第二电流获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相。

根据本发明的一个实施例，所述根据所述第一电流和所述第二电流获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相，包括：判断所述第一电流与所述第二电流的比值是否大于等于第一换相阈值，或者，判断所述第一电流与所述第二电流比值的斜率是否大于等于第二换相阈值，或者，判断所述第一电流与所述第二电流之间的差值是否大于等于第三换相阈值；如果是，则控制所述电机换相，并根据换相后所述电机的转子位置对所述当前加速矢量和所述当前侦测矢量进行更新；如果否，则继续根据所述当前加速矢量和所述当前侦测矢量，交替地向所述电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲。

根据本发明的一个实施例，当所述第一参数信息为所述第一电流达到所述第一电流阈值时所述加速矢量脉冲对应的第一时长，且所述第二参数信息为所述第二电流到达所述第一电流阈值时所述侦测矢量脉冲对应的第二时长时，根据所述第一时长和所述第二时长控制所述电机进行换相，包括：判断所述第一时长与所述第二时长的比值是否大于等于第四换相阈值，或者，判断所述第一时长与所述第二时长比值的斜率是否大于等于第五换相阈值，或者，判断所述第一时长与所述第二时长之间的差值是否大于等于第六换相阈值；如果是，则控制所述电机换相，并根据换相后所述电机的转子位置对所述当前加速矢量和所述当前侦测矢量进行更新；如果否，则继续根据所述当前加速矢量和所述当前侦测矢量，交替地向所述电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲。

根据本发明的一个实施例，所述采用磁链函数法获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相，包括：离线获取所述电机的温度-相电阻表、温度-相电感表，并采用离线方式/在线方式获取所述电机的相电流变化率；在每个PWM控制周期的高电平时间内，获取导通相正端电压、导通相负端电压、非导通相反电势电压、母线电流瞬时值和当前绕组温度；根据所述当前绕组温度和所述温度-相电阻表、所述温度-相电感表获取所述电机的相电阻和相电感；根据所述导通相正端电压、所述导通相负端电压、所述非导通相反电势电压、所述母线电流瞬时值、所述相电流变化率、所述相电阻和所述相电感获取所述电机的磁链值，并判断所述磁链值是否大于换相阈值；如果所述磁链值大于所述换相阈值，则控制所述电机进行换相。

根据本发明的一个实施例，所述采用离线方式获取所述电机的相电流变化率，包括：离线获取所述电机的母线电压-相电流变化率表，并在每个PWM控制周期的高电平时间内，获取母线电压；根据所述母线电压和所述母线电压-相电流变化率表获取所述电机的相电流变化率；所述采用在线方式获取所述电机的相电流变化率，包括：在每个PWM控制周期的高电平时间内，获取任意两个时刻对应的所述电机的相电流；根据所述任意两个时刻和所述任意两个时刻对应的所述电机的相电流获取所述电机的相电流变化率。

根据本发明的一个实施例，所述采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测所述电机的反电势过零点，包括：在每个PWM控制周期内，获取所述电机的反电势过零检测时间间隙，其中，所述反电势过零检测时间间隙为反电势过零检测起始时间与检测到反电势过零时间之间的时长；判断当前是否进入所述反电势过零检测时间间隙；如果是，则对所述电机的反电势进行连续多次采样，并判断所述反电势是否过零。

根据本发明的一个实施例，所述反电势过零检测起始时间通过以下方式获取：获取前M次反电势过零间隔时间，并根据所述前M次反电势过零间隔时间获取当前转速下半个扇区对应的时间，其中M根据所述当前转速获取；获取所述电机的反电势检测提前时间；将所述半个扇区对应的时间减去所述反电势检测提前时间，以获得所述反电势过零检测起始时间。

根据本发明的一个实施例，所述对所述电机的反电势进行连续多次采样，并判断所述反电势是否过零，包括：将ADC模块的单通道配置为当前非导通相端电压对应的AD通道，并触发所述ADC模块的单通道对所述电机的反电势进行第i次采样，其中，i为大于等于1的整数；在第i次采样完成后，获取第i次采样结果，同时触发所述ADC模块的单通道对所述电机的反电势进行第i+1次采样，并在第i+1次采样的过程中根据所述第i次采样结果和母线电压判断所述反电势是否过零；如果所述反电势过零，则停止采样。

根据本发明的一个实施例，还包括：在所述电机处于惯性滑行期间，获取所述电机的三相端电压；根据所述三相端电压获取所述电机的当前导通相，并根据所述当前导通相控制所述电机顺风启动。

根据本发明的一个实施例，所述根据所述三相端电压获取所述电机的当前导通相，包括：当UA＞UB＞UC时，所述当前导通相为AC相；当UA＞UC＞UB时，所述当前导通相为AB相；当UC＞UA＞UB时，所述当前导通相为CB相；当UB＞UA＞UC时，所述当前导通相为BC相；当UB＞UC＞UA时，所述当前导通相为BA相；当UC＞UB＞UA时，所述当前导通相为CA相。

为实现上述目的，本发明第二方面实施例提出了一种非临时性计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现上述的无刷直流电机的控制方法。

根据本发明实施例的非临时性计算机可读存储介质，通过执行上述的无刷直流电机的控制方法，在转子预定位阶段，能够大幅减小电机启动定位的时间，保证电机启动时不会反转，解决定位时的异响和抖动，简化了脉冲定位转子位置识别方法且能够实现全360°无盲区定位；在电机启动低速运行阶段，能够实现电机在低速运行阶段的准确换相，提高启动转矩，保证电机不会失步，可靠性高；在中高速运行阶段，不仅能够及时、准确地检测到反电势过零点，保证电机稳定运行在极高转速，而且能够减少CPU占用率，同时，无需额外增加比较器，能够降低成本。

为实现上述目的，本发明第三方面实施例提出的一种无刷直流电机的控制装置，包括：第一获取单元，用于在转子预定位阶段，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得所述电机的转子位置，其中，在所述转子预定位阶段，所述电机的转速小于第一预设转速；第一控制单元，用于在低速运行阶段，采用动态脉冲侦测法或磁链函数法获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相，其中，在所述低速运行阶段，所述电机的转速大于等于所述第一预设转速，并且小于第二预设转速；第二控制单元，用于在中高速运行阶段，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测所述电机的反电势过零点，并根据所述反电势过零点控制所述电机进行换相，其中，在所述高速运行阶段，所述电机的转速大于等于所述第二预设转速。

根据本发明实施例的无刷直流电机的控制装置，通过第一获取单元在转子预定位阶段，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得电机的转子位置。以及通过第一控制单元在低速运行阶段，采用动态脉冲侦测法或磁链函数法获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相。以及通过第二控制单元在高速运行阶段，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测电机的反电势过零点，并根据反电势过零点控制电机进行换相。由此，在转子预定位阶段，能够大幅减小电机启动定位的时间，保证电机启动时不会反转，解决定位时的异响和抖动，简化了脉冲定位转子位置识别方法且能够实现全360°无盲区定位；在电机启动低速运行阶段，能够实现电机在低速运行阶段的准确换相，提高启动转矩，保证电机不会失步，可靠性高；在高速运行阶段，不仅能够及时、准确地检测到反电势过零点，保证电机稳定运行在极高转速，而且能够减少CPU占用率，同时，无需额外增加比较器，能够降低成本。

另外，根据本发明上述实施例的无刷直流电机的控制装置还可以具有如下附加的技术特征：

根据本发明的一个实施例，所述无刷直流电机的控制装置还包括：第二获取单元，用于在所述电机处于惯性滑行期间，获取所述电机的三相端电压；第三控制单元，用于根据所述三相端电压获取所述电机的当前导通相，并根据所述当前导通相控制所述电机顺风启动。

为实现上述目的，本发明第四方面实施例提出了一种无刷直流电机的控制系统，其包括上述的无刷直流电机的控制装置。

根据本发明实施例的无刷直流电机的控制系统，通过上述的无刷直流电机的控制装置，在转子预定位阶段，能够大幅减小电机启动定位的时间，保证电机启动时不会反转，解决定位时的异响和抖动，简化了脉冲定位转子位置识别方法且能够实现全360°无盲区定位；在电机启动低速运行阶段，能够实现电机在低速运行阶段的准确换相，提高启动转矩，保证电机不会失步，可靠性高；在高速运行阶段，不仅能够及时、准确地检测到反电势过零点，保证电机稳定运行在极高转速，而且能够减少CPU占用率，同时，无需额外增加比较器，能够降低成本。

为实现上述目的，本发明第五方面实施例提出了一种吸尘器，其包括上述的无刷直流电机的控制系统。

根据本发明实施例的吸尘器，通过上述的无刷直流电机的控制系统，在转子预定位阶段，能够大幅减小电机启动定位的时间，保证电机启动时不会反转，解决定位时的异响和抖动，简化了脉冲定位转子位置识别方法且能够实现全360°无盲区定位；在电机启动低速运行阶段，能够实现电机在低速运行阶段的准确换相，提高启动转矩，保证电机不会失步，可靠性高；在高速运行阶段，不仅能够及时、准确地检测到反电势过零点，保证电机稳定运行在极高转速，而且能够减少CPU占用率，同时，无需额外增加比较器，能够降低成本。

附图说明

图1是根据本发明实施例的无刷直流电机的控制方法的流程图；

图2是无刷直流电机的合成磁势矢量图；

图3是根据本发明一个实施例的采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位的方法的流程图；

图4是根据本发明一个实施例的无刷直流电机的控制系统的示意图；

图5是根据本发明一个实施例的两相导通方式下的脉冲注入时序图；

图6是本发明一个实施例的两相导通方式下的脉冲电流波形图；

图7是根据本发明一个实施例的无刷直流电机的转子所在扇区示意图；

图8是根据本发明另一个实施例的采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位的方法的流程图；

图9是根据本发明一个实施例的三相导通方式下的脉冲注入时序图；

图10是根据本发明另一个实施例的无刷直流电机的转子所在扇区示意图；

图11是根据本发明又一个实施例的采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位的方法的流程图；

图12是根据本发明另一个实施例的两相导通方式下的脉冲注入时序图；

图13是根据本发明另一个实施例的两相导通方式下的脉冲电流波形图；

图14是根据本发明再一个实施例的采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位的方法的流程图；

图15是根据本发明另一个实施例的三相导通方式下的脉冲注入时序图；

图16是根据本发明一个实施例的在低速运行阶段，采用动态脉冲侦测法获取电机的换相点的方法的流程图；

图17是根据本发明一个具体实施例的交替地向电机的定子绕组施加2个加速矢量脉冲AB和2个侦测矢量脉冲CB的示意图；

图18a是根据本发明一个实施例的第一电流Ian、第二电流Idn以及第一电流Ian与第二电流Idn的比值Ian/Idn的变化曲线的示意图；

图18b是根据本发明一个实施例的第一电流Ian、第二电流Idn和第一电流Ian与第二电流Idn的比值Ian/Idn的变化曲线，以及Ian/Idn的斜率的变化情况的示意图；

图18c是根据本发明一个实施例的第一电流Ian、第二电流Idn以及第一电流Ian与第二电流Idn之间的差值Ian-Idn的变化曲线的示意图；

图19是根据本发明一个实施例的在低速运行阶段，采用磁链函数法获取电机的换相点的方法的流程图；

图20是根据本发明一个实施例的无刷直流电机相电流的波形图；

图21是根据本发明一个实施例的无刷直流电机的相电流变化率与母线电压的对应关系图；

图22是根据本发明另一个实施例的无刷直流电机的相电流变化率与母线电压的对应关系图；

图23是根据本发明另一个实施例的无刷直流电机相电流的波形图；

图24是根据本发明一个实施例的无刷直流电机的线反电动势的波形图；

图25是根据本发明一个实施例的磁链函数G(θ)的波形图；

图26是根据本发明另一个实施例的磁链函数G(θ)的波形图；

图27是根据本发明一个实施例的在中高速运行阶段，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测电机的反电势过零点的方法的流程图；

图28a是A相一个周期的端电压波形图；

图28b是A相悬空阶段的端电压波形图；

图29是相关技术中无刷直流电机的反电势过零检测的示意图；

图30是根据本发明一个实施例的反电势过零检测时间间隙的示意图；

图31是根据本发明另一个实施例的采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测电机的反电势过零点的方法的流程图；

图32是根据本发明另一个实施例的反电势过零检测时间间隙的示意图；

图33a-33b是根据本发明一个实施例的采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式对无刷直流电机进行反电势过零检测的示意图；

图34a-图34c是根据本发明一个具体实施例的采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测电机的反电势过零点的方法的流程图；

图35是根据本发明一个实施例的无刷直流电机的反电势过零检测的示意图；

图36是根据本发明一个具体实施例的无刷直流电机处于惯性滑行期间其三相端电压的电压波形图；

图37是根据本发明实施例的无刷直流电机的控制装置的方框示意图；

图38是根据本发明一个实施例的无刷直流电机的控制装置的方框示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

下面参考附图来描述根据本发明实施例提出的无刷直流电机的转子定位方法、非临时性计算机可读存储介质、无刷直流电机的转子定位装置以及无刷直流电机的控制系统。

图1是根据本发明实施例的无刷直流电机的控制方法的流程图。如图1所示，本发明实施例的无刷直流电机的控制方法可包括以下步骤：

S1，在转子预定位阶段，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得电机的转子位置。其中，在转子预定位阶段，电机的转速小于第一预设转速。其中，第一预设转速可根据实际情况进行标定，例如，第一预设转速可为电机额定转速的3％。

通常，无刷直流电机的定子铁心上绕有载流线圈，当载流线圈中通入电流时，便会在定子铁心中产生一定的磁通，如果此时有外磁场也施加于定子绕组(即，载流线圈)，那么外磁场和绕组电流产生的磁通共同决定定子铁心的饱和程度。其中，绕组电感会随着磁路饱和程度的大小而发生变化，因此在电机静止或者旋转时，若永磁体(转子)产生的磁通方向与绕组电流产生的磁通方向一致，那么将产生增磁作用，定子铁心的磁路饱和程度增加，绕组电感减小；反之，定子铁心磁路饱和程度减小，绕组电感增大。所以转子与定子的相对位置不同，会直接反映在绕组电感的大小上。

众所周知，电机电压公式为：

U＝Ri+L*di/dt+e (1)

其中，U为直流母线电压，R为定子绕组内阻，i为电枢电流，L为定子绕组电感，e为电机的反电势。

当电机静止时，电机的反电势e为零，并且由于实际中定子绕组内阻R很小，在其上面的压降相对于施加在定子绕组上的直流母线电压U可以忽略，所以上述公式(1)可以简化为：

U＝L*di/dt≈L*Δi/Δt (2)

由公式(2)可以看出，当U为定值时，L与Δi的变化成反比，即L越大，Δi越小，反之亦然；Δi与Δt成正比，Δt越大，Δi也越大。

脉冲定位法(也称短时脉冲法)是利用定子铁心饱和效应原理，通过选取6个合适宽度的短时电压检测脉冲，按照相应的通电次序依次对电机的定子绕组施加电压，采样电流值并比较大小，以确定转子所在的电角度区间。电机的每个电周期对应360°电角度，其中每60°电角度为一个导通区间，简称扇区，则共有6个扇区。为了便于描述和简化分析，画出磁势矢量图，如图2所示。

相关技术中，在采用脉冲定位法进行转子定位时，主要通过以下两种方式实现：一种是分别施加B+A-、C+B-、A+C-(或者A+B-、B+C-、C+A-)方向的电流脉冲并采集对应的电流大小，通过比较相对大小关系确定转子所在的扇区；另一种是分别施加A+B-、B+A-、C+B-、B+C-、C+A-、A+C-方向的电流脉冲并采集对应的电流大小，然后依次判断iAB与iBA、iBC与iCB、iAC与iCA的相对大小关系，得到转子所在的扇区。

然而，上述两种方式存在以下缺点：1)以互为120°脉冲定位不能覆盖全360°的转子位置，存在盲区，导致N-S极反向错误；2)判断过程比较复杂，增加了软件代码量，增加了判断时间。为此，本发明提出了一种静态脉冲定位法，以在无刷直流电机的转子预定位阶段，对电机的转子进行预订位，以获得无刷直流电机的转子位置，从而不仅能够解决采用强制定位法导致的定位时间长、定位时可能出现反转以及定位时容易出现抖动和异响的问题，而且能够解决采用脉冲定位法导致的不能覆盖全360°的转子位置，存在盲区，导致N-S极反向错误以及判断方法比较复杂，增加软件代码量和判断时间的问题。

根据本发明的一个实施例，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得电机的转子位置，包括：对电机的定子绕组进行导通控制时，依次在电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并获取定子绕组在每个相位的参数信息，以及根据参数信息获取电机的转子位置，其中，参数信息包括定子绕组在每个相位的电流值或定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间。

具体而言，在转子预定位阶段，采用静态脉冲定位法，即在电机的定子绕组施加短时的电压检测脉冲，由于电压检测脉冲的时间较短(对于吸尘器中的电机而言，一般在20～100us之间)，因此，电机的转子不会转动，此时，可在电机的定子绕组施加固定时间(第一预设时间)的电压检测脉冲，并根据定子绕组在每个相位的电流值对电机的转子进行预定位，从而获得电机的转子位置，也可在电机的定子绕组施加电压检测脉冲(无需限定施加在电机的定子绕组的不同相位的电压检测脉冲的时间相同)，并根据定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间对电机的转子进行预定位，从而获得电机的转子位置。

下面结合具体示例来详细说明，当参数信息为定子绕组在每个相位的电流值时，如何在对电机的定子绕组进行导通控制时，依次在电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并获取定子绕组在每个相位的参数信息，以及如何根据定子绕组在每个相位的参数信息获取电机的转子位置。

根据本发明的一个实施例，如图3所示，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得所述电机的转子位置的方法，可包括以下步骤：

S101，按照预设导通方式对电机的定子绕组进行导通控制时，依次在电机的定子绕组的不同相位施加第一预设时间的电压检测脉冲，并通过获取定子绕组在每个相位的电流值以获得多个电流值。其中，预设导通方式为两相导通方式或者三相导通方式。

在本发明的一些实施例中，预设导通方式为两相导通方式或者三相导通方式。其中，根据图4所示的硬件原理简图，列出两相导通方式下的矢量为：

Q1、Q4导通→A+B-(记为AB)，即言，当开关管Q1和Q4导通时，电流流向为：直流母线电压正端P+→开关管Q1→A相定子绕组→B相定子绕组→开关管Q4→直流母线电压负端P-，对应矢量A+B-，记为定子绕组的AB相位导通；

Q1、Q2导通→A+C-(记为AC)；

Q3、Q2导通→B+C-(记为BC)；

Q3、Q6导通→B+A-(记为BA)；

Q5、Q6导通→C+A-(记为CA)；

Q5、Q4导通→C+B-(记为CB)。

三相导通方式下的矢量为：

Q1、Q4、Q2导通→A+B-C-(记为A+)，即言，当开关管Q1、Q4和Q2导通时，电流流向为：直流母线电压正端P+→开关管Q1→A相定子绕组→B相定子绕组和C相定子绕组→开关管Q4和开关管Q2→直流母线电压负端P-，对应矢量A+B-C-，记为定子绕组的A+相位导通；

Q3、Q6、Q2导通→B+A-C-(记为B+)；

Q4、Q6、Q4导通→C+A-B-(记为C+)；

Q6、Q3、Q5导通→A-B+C+(记为A-)；

Q4、Q1、Q5导通→B-A+C+(记为B-)；

Q2、Q1、Q3导通→C-A+B+(记为C-)。

在对电机进行转子定位时，可以选择两相导通方式或者三相导通方式中的一组矢量作为定位脉冲矢量，以两相导通方式为例。

如图4所示，微控制器(MCU)可先控制开关管Q1和Q4导通，以使定子绕组的AB相位导通，并维持第一预设时间Tp1(即上述原理中的Δt)，Tp1的取值由绕组电感大小和三相逆变桥中功率器件(开关管Q1～Q6)所能承受的电流大小决定，绕组电感越小，绕组电流越大，反之亦然。在实际应用中，可先通过上述公式(2)估算出第一预设时间Tp1，然后通过示波器观察，在软件中调整Tp1的取值大小，以将定子绕组中的脉冲电流控制在可以接受的大小范围之内，当得到合适的脉冲电流时即确定了Tp1的取值。在本发明的实例中，Tp1的取值范围为50～80us。当时间达到第一预设时间Tp1时，微控制器通过电流采样模块读取此刻瞬时电流大小，记为iAB，如图5所示，同时控制开关管Q1和Q4断开，以使定子绕组的AB相位断开。

然后，微控制器控制开关管Q3和Q2导通，以使定子绕组的BC相位导通，并维持第一预设时间Tp1，并在时间达到第一预设时间Tp1时，通过电流采样模块读取此刻瞬时电流大小，记为iBC，同时控制开关管Q3和Q2断开，以使定子绕组的BC相位断开。

接着，微控制器控制开关管Q5和Q6导通，以使定子绕组的CA相位导通，并维持第一预设时间Tp1，并在时间达到第一预设时间Tp1时，通过电流采样模块读取此刻瞬时电流大小，记为iCA，同时控制开关管Q5和Q6断开，以使定子绕组的CA相位断开。

按照上述方式，依次获取定子绕组的BA相位的电流值，记为iBA，定子绕组的CB相位的电流值，记为iCB，以及定子绕组的AC相位的电流值，记为iAC，最终获得六个电流值，分别为iAB、iBC、iCA、iBA、iCB和iAC。

需要说明的是，上述所举示例的脉冲注入过程是按照AB、BC、CA、BA、CB、AC的顺序，但此顺序不是必须的，可以任意排序，对转子所在的扇区判断结果没有影响。

在本发明的一些实施例中，在获取定子绕组在任一相位的电流值之后，还在任一相位施加第二预设时间的反向电压检测脉冲，以抵消第一预设时间的电压检测脉冲在定子绕组上累积的能量。

具体地，仍以两相导通方式为例。如图4和图5所示，微控制器可先控制开关管Q1和Q4导通，以使定子绕组的AB相位导通，并维持第一预设时间Tp1。当时间达到第一预设时间Tp1时，微控制器通过电流采样模块读取此刻瞬时电流大小，记为iAB，同时控制开关管Q1和Q4断开，以使定子绕组的AB相位断开。

然后，微控制器控制开关管Q3和Q6导通，以使定子绕组的BA相位导通，并维持第二预设时间Tp1’，其作用是抵消之前AB相位导通时定子绕组上所累积的能量而影响后续的电流采集。其中，第二预设时间Tp1’的取值方法是：先将Tp1’＝Tp1，然后通过示波器观察，在软件中调整第二预设时间Tp1’的取值大小，当定子绕组中的脉冲电流单调递减至最小时，即确定了第二预设时间Tp1’的取值，如图6所示。在本发明的实例中，第二预设时间Tp1’的取值范围可以为50～80us，通常为接近于第一预设时间Tp1的一个值。

接着，微控制器控制开关管Q3和Q2导通，以使定子绕组的BC相位导通，并维持第一预设时间Tp1，并在时间达到第一预设时间Tp1时，通过电流采样模块读取此刻瞬时电流大小，记为iBC，同时控制开关管Q3和Q2断开，以使定子绕组的BC相位断开。然后，微控制器控制开关管Q5和Q4导通，以使定子绕组的CB相位导通，并维持第二预设时间Tp1’，其作用是抵消之前BC相位导通时定子绕组上所累积的能量而影响后续的电流采集，当时间达到第二预设时间Tp1’时，控制开关管Q5和Q4断开，以使定子绕组的CB相位断开。

按照上述方式，依次获取定子绕组的CA相位的电流值，记为iCA，定子绕组的BA相位的电流值，记为iBA，定子绕组的CB相位的电流值，记为iCB，以及定子绕组的AC相位的电流值，记为iAC，并在获取每个相位的电流值之后，进行电流抵消操作，即，定子绕组的相位导通顺序为：AB、BA、BC、CB、CA、AC、BA、AB、CB、BC、AC、CA，最终获得六个电流值，分别为iAB、iBC、iCA、iBA、iCB和iAC。

其中，由于在每次电流获取完成后，还对相应的相位进行电流抵消操作，因而可以有效避免在正向脉冲注入(如，AB)并获取相应的电流值之后，紧接着注入反向脉冲(如，BA)并获取相应的电流值导致的反向脉冲电流并没有真正建立起来，进而导致采集的电流值无法反映真实的大小，使得电流判断错误而导致定位失败的情况发生，从而使得转子定位更加准确可靠。

S102，获取多个电流值中的最大电流值，并将最大电流值对应的相位记为第一相位，以及获取与第一相位相邻的两个相位中电流值较大的相位，记为第二相位。

在本发明的一些实施例中，上述的静止脉冲定位法，还包括：判断多个电流值中的每个电流值是否均处于预设电流范围内；如果多个电流值中的每个电流值均处于预设电流范围内，则再获取多个电流值中的最大电流值；如果多个相电流中存在至少一个电流值未处于预设电流范围内，则根据至少一个电流值确定无效的扇区，以根据无效的扇区进行故障处理。其中，预设电流范围可根据实际情况进行标定。

具体而言，在向定子绕组的不同相位施加第一预设时间的电压检测脉冲时，由于第一预设时间非常短，即上述脉冲电流的时间非常短(一般为us级，所有脉冲电流的时间相加也只有几毫秒)，所以电机的转子几乎是不动的。为了防止电流采样模块失效时采集到的无效脉冲电流产生扇区位置误判，在实际应用中，可以增加脉冲电流有效性检查，只有当采集的脉冲电流都在有效范围之内才允许进行扇区判断，否则，将返回(得到)无效的扇区号，供程序做故障处理之用。

具体地，仍以两相导通方式为例。在通过上述方式获取到六个电流值iAB、iBC、iCA、iBA、iCB和iAC之后，还对这六个电流值进行有效性判断。如果这六个电流值中的每个电流值均处于预设电流范围内，则再获取这六个电流值中的最大电流值；如果这六个电流值中存在至少一个电流值未处于预设电流范围内，则获取未处于预设电流范围内的电流值所对应的相位，进而根据相位确定无效的扇区，并根据这些扇区做故障处理，具体如何做故障处理，本文不做详细描述。

S103，根据第一相位和第二相位获取电机的转子所在的扇区，并根据电机的转子所在的扇区获得电机的转子位置。

在本发明的一些实施例中，根据第一相位和第二相位获取电机的转子所在的扇区，包括：先根据第一相位确定转子所在的60°扇区，再根据第二相位确定转子所在的30°扇区以获得转子所在的扇区。

在本发明的一些实施例中，如果与第一相位相邻的两个相位的电流值相等，则根据第一相位和电机的待旋转方向获得转子所在的扇区。

具体而言，在获得多个电流值之后，可先对多个电流值进行有效性检查，在检查完成且确定每个电流值均有效时，开始获取多个电流值中的最大电流值，并将最大电流值对应的相位记为第一相位Vector1，此时转子位置可以确定在第一相位Vector1所在方向的±30°范围之内，然后判断其相邻的两个相位的电流值，并将两个电流值中较大的电流值对应的相位记为第二相位Vector2，此时转子位置在第一相位Vector1和靠近第二相位Vector2的偏移30°范围之内。特别的，如果与第一相位Vector1相邻的两个相位的电流值相等，那么此时直接根据第一相位Vector1和电机的待旋转方向(顺时针或逆时针)确定电机的转子位置。

举例而言，仍以两相导通方式为例。表1给出了两相导通方式下最大电流值和次大电流值组合对应的扇区(这里的次大电流值是指上述的与第一相位相邻的两个相位的电流值中较大的电流值，并非是指多个电流值中的次大电流值，该电流值有可能小于与第一相位不相邻的相位的电流值)，表2给出了两相导通方式下电机需要顺时针旋转时最大电流值对应的扇区。

表1

最大电流值和次大电流值组合	扇区号
		iBC最大，iBA次大或者iBA最大，iBC次大	1
iAC最大，iBC次大或者iBC最大，iAC次大	3
		iAC最大，iAB次大或者iAB最大，iAC次大	2
iAB最大，iCB次大或者iCB最大，iAB次大	6
		iCB最大，iCA次大或者iCA最大，iCB次大	4
iCA最大，iBA次大或者iBA最大，iCA次大	5

表2

最大电流值	扇区号
		iBA最大	1
iBC最大	3
		iAC最大	2
iAB最大	6
		iCB最大	4
iCA最大	5

如表1和表2所示，假设，获取的六个电流值iAB、iBC、iCA、iBA、iCB、iAC中的最大电流值为iBC，该最大电流值iBC对应的相位为BC相位，根据图7可以看出，此时电机的转子位置在BC相位的±30°范围之内。并且，与BC相位相邻的两个相位分别是AC相位和BA相位，其中，如果AC相位的电流值大于BA相位的电流值，那么根据AC相位可以确定电机的转子位置靠近AC相位的30°范围之内，即电机的转子位置在扇区3；如果AC相位的电流值小于BA相位的电流值，那么根据BA相位可以确定电机的转子位置靠近BA相位的30°范围之内，即电机的转子位置在扇区1；如果AC相位的电流值等于BA相位的电流值，那么当电机顺时针旋转时，根据最大电流值iBC对应的相位可以确定电机的转子位置在扇区3。由此，实现了电机的转子位置的获取。

需要说明的是，脉冲注入的相位(即矢量)和扇区号(表1和表2中的扇区号)不是必须和唯一的，实际上，扇区号可以任意取值，只要能够达到区分360°范围内等分的6个扇区即可。

根据本发明的另一个实施例，如图8所示，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得所述电机的转子位置的方法，还可包括以下步骤：

S301，分别按照两相导通方式和三相导通方式对电机的定子绕组进行导通控制时，依次在电机的定子绕组的不同相位施加第一预设时间的电压检测脉冲，并通过获取定子绕组在每个相位的电流值以获得多个电流值。

其中，根据图4所示的硬件原理简图，可分别列出两相导通方式下的矢量和三相导通方式下的矢量，具体地，可参见上述实施例中列出的两相导通方式下的矢量和三相导通方式下的矢量，为避免冗余，在此不再详述。

在对电机进行转子定位时，可先采用两相导通方式的一组矢量作为定位脉冲矢量，再以三相导通方式的一组矢量作为定位脉冲矢量。

具体地，如图4所示，微控制器(MCU)可先依次控制定子绕组的AB相位、BC相位、CA相位、BA相位、CB相位和AC相位导通，以依次获取定子绕组的AB相位的电流值，记为iAB，定子绕组的BC相位的电流值，记为iBC，定子绕组的CA相位的电流值，记为iCA，获取定子绕组的BA相位的电流值，记为iBA，定子绕组的CB相位的电流值，记为iCB，定子绕组的AC相位的电流值，记为iAC，具体地，可参见上述实施例，为避免冗余，在此不再详述。

进一步地，微控制器控制开关管Q1、Q4和Q2导通，以使定子绕组的A+相位导通，并维持第一预设时间Tp1。当时间达到第一预设时间Tp1时，微控制器通过电流采样模块读取此刻瞬时电流大小，记为iA+，同时控制开关管Q1、Q4和Q2断开，以使定子绕组的A+相位断开。

然后，微控制器控制开关管Q3、Q6和Q2导通，以使定子绕组的B+相位导通，并维持第一预设时间Tp1，并在时间达到第一预设时间Tp1时，通过电流采样模块读取此刻瞬时电流大小，记为iB+，同时控制开关管Q3、Q6和Q2断开，以使定子绕组的B+相位断开。

接着，微控制器控制开关管Q4、Q6和Q4导通，以使定子绕组的C+相位导通，并维持第一预设时间Tp1，并在时间达到第一预设时间Tp1时，通过电流采样模块读取此刻瞬时电流大小，记为iC+，同时控制开关管Q4、Q6和Q4断开，以使定子绕组的C+相位断开。

按照上述方式，依次获取定子绕组的A-相位的电流值，记为iA-，定子绕组的B-相位的电流值，记为iB-，定子绕组的C-相位的电流值，记为iC-，最终获得十二个电流值，分别为iAB、iBC、iCA、iBA、iCB、iAC、iA+、iB+、iC+、iA-、iB-和iC-。

需要说明的是，上述所举示例的脉冲注入过程是按照AB、BC、CA、BA、CB、AC、A+、B+、C+、A-、B-和C-的顺序，但此顺序不是必须的，可以任意排序，对转子所在的扇区判断结果没有影响。

具体地，当采用两相导通方式的一组矢量作为定位脉冲矢量时，在获取定子绕组在任一相位的电流值之后，还在任一相位施加第二预设时间Tp1’的反向电压检测脉冲，以抵消第一预设时间Tp1的电压检测脉冲在定子绕组上累积的能量。其中，定子绕组的相位导通顺序为：AB、BA、BC、CB、CA、AC、BA、AB、CB、BC、AC、CA，最终获得六个电流值，分别为iAB、iBC、iCA、iBA、iCB和iAC。具体地，可参见上述实施例，为避免冗余，在此不再详述。

进一步地，当采用三相导通方式的一组矢量作为定位脉冲矢量时，如图4和图9所示，微控制器可先控制开关管Q1、Q4和Q2导通，以使定子绕组的A+相位导通，并维持第一预设时间Tp1。当时间达到第一预设时间Tp1时，微控制器通过电流采样模块读取此刻瞬时电流大小，记为iA+，同时控制开关管Q1、Q4和Q2断开，以使定子绕组的A+相位断开。

然后，微控制器控制开关管Q6、Q3和Q5导通，以使定子绕组的A-相位导通，并维持第二预设时间Tp1’，其作用是抵消之前A+相位导通时定子绕组上所累积的能量而影响后续的电流采集。其中，第二预设时间Tp1’的取值方法是：先将Tp1’＝Tp1，然后通过示波器观察，在软件中调整第二预设时间Tp1’的取值大小，当定子绕组中的脉冲电流单调递减至最小时，即确定了第二预设时间Tp1’的取值。

接着，微控制器控制开关管Q3、Q6和Q2导通，以使定子绕组的B+相位导通，并维持第一预设时间Tp1，并在时间达到第一预设时间Tp1时，通过电流采样模块读取此刻瞬时电流大小，记为iB+，同时控制开关管Q3、Q6和Q2断开，以使定子绕组的B+相位断开。然后，微控制器控制开关管Q4、Q1和Q5导通，以使定子绕组的B-相位导通，并维持第二预设时间Tp1’，其作用是抵消之前B+相位导通时定子绕组上所累积的能量而影响后续的电流采集，当时间达到第二预设时间Tp1’时，控制开关管Q4、Q1和Q5断开，以使定子绕组的B-相位断开。

按照上述方式，依次获取定子绕组的C+相位的电流值，记为iC+，定子绕组的A-相位的电流值，记为iA-，定子绕组的B-相位的电流值，记为iB-，定子绕组的C-相位的电流值，记为iC-，并在获取每个相位的电流值之后，进行电流抵消操作，即，定子绕组的相位导通顺序为：AB、BA、BC、CB、CA、AC、BA、AB、CB、BC、AC、CA、A+、A-、B+、B-、C+、C-、A-、A+、B-、B+、C-、C+，最终获得十二个电流值，分别为iAB、iBC、iCA、iBA、iCB、iAC、iA+、iB+、iC+、iA-、iB-和iC-。

S302，获取多个电流值中的最大电流值。

其中，获取多个电流值中的最大电流值的方法，可参见上述实施例中的在分别获得iAB、iBC、iCA、iBA、iCB和iAC这六个电流值后，获取该六个电流值中的最大电流值的方法，为避免冗余，在此不再详述。

S303，根据最大电流值获取电机的转子所在的扇区，并根据电机的转子所在的扇区获得电机的转子位置。

具体地，在获得多个电流值之后，可先对多个电流值进行有效性检查，在检查完成且确定每个电流值均有效时，开始获取多个电流值中的最大电流值，并将最大电流值对应的相位记为第一相位Vector1，此时转子位置确定在第一相位Vector1所在方向的±15°范围之内。

举例而言，表3给出了最大电流值对应的扇区。

表3

最大电流值	扇区号
		iBA最大或iB+最大	1
iBC最大或iC-最大	3
		iAC最大或iA+最大	2
iAB最大或iB-最大	6
		iCB最大或iC+最大	4
iCA最大或iA-最大	5

如表1所示，假设，获取的十二个电流值iAB、iBC、iCA、iBA、iCB、iAC、iA+、iB+、iC+、iA-、iB-、iC-中的最大电流值为iBC，该最大电流值iBC对应的相位为BC相位，根据图10可以看出，此时电机的转子位置在BC相位的±15°范围之内，即确定电机的转子位置在扇区3；又如，假设获取的十二个电流值中的最大电流值为iC-，该最大电流值iC-对应的相位为C-相位，根据图10可以看出，此时电机的转子位置在C-相位的±15°范围之内，即确定电机的转子位置在扇区3。由此，实现了电机的转子位置的获取。

需要说明的是，脉冲注入的相位(即矢量)和扇区号(表3中的扇区号)不是必须和唯一的，实际上，扇区号可以任意取值，只要能够达到区分360°范围内等分的6个扇区即可。下面结合具体示例来详细说明，当参数信息为定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间时，如何在对电机的定子绕组进行导通控制时，依次在电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并获取定子绕组在每个相位的参数信息，以及如何根据定子绕组在每个相位的参数信息获取电机的转子位置。

根据本发明的又一个实施例，如图11所示，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得所述电机的转子位置的方法，还可包括以下步骤：

S501，按照预设导通方式对电机的定子绕组进行导通控制时，依次在电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并通过获取定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间以获得多个时间。其中，预设导通方式为两相导通方式或者三相导通方式。

在本发明的一些实施例中，预设导通方式可为两相导通方式或者三相导通方式。其中，根据图4所示的硬件原理简图，可分别列出两相导通方式下的矢量和三相导通方式下的矢量，具体地，可参见上述实施例中列出的两相导通方式下的矢量和三相导通方式下的矢量，为避免冗余，在此不再详述。

首先，根据上述公式(2)、实际三相逆变桥中功率器件(开关管Q1～Q6)所能承受的电流大小以及电源带负载能力(瞬时电流输出能力)选择合适的电流阈值作为预设电流值，记为i2，在本发明的实施例中，i2可以为10A。

如图4所示，微控制器(MCU)可先控制开关管Q1和Q4导通，以使定子绕组的AB相位导通，同时记录定时器timer1的初值t1，并启动定时器timer1，直到通过电流采样模块获取的定子绕组的电流值达到预设电流值i2时，记录此时定时器timer1的计数值t1’，将t1’减t1得到一个时间(即，上述原理中的Δt)，以获得定子绕组AB相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_AB，同时控制开关管Q1和Q4断开，以使定子绕组的AB相位断开。

然后，微控制器控制开关管Q3和Q2导通，以使定子绕组的BC相位导通，同时记录定时器timer2的初值t2，并启动定时器timer2，直到通过电流采样模块获取的定子绕组的电流值达到预设电流值i2时，记录此时定时器timer2的计数值t2’，将t2’减t2得到一个时间，以获得定子绕组BC相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_BC，同时控制开关管Q3和Q2断开，以使定子绕组的BC相位断开。

按照上述方式，依次获取定子绕组的CA相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_CA，获取定子绕组的BA相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_BA，定子绕组的CB相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_CB，定子绕组的AC相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_AC，最终获得六个时间，分别为T_AB、T_BC、T_CA、T_BA、T_CB和T_AC。

在本发明的一些实施例中，在获取定子绕组在任一相位的电流值达到预设电流值所需的时间之后，还在任一相位施加第一预设时间的反向电压检测脉冲，以抵消电压检测脉冲在定子绕组上累积的能量。

具体地，仍以两相导通方式为例。如图4和图12所示，微控制器可先控制开关管Q1和Q4导通，以使定子绕组的AB相位导通，同时记录定时器timer1的初值t1，并启动定时器timer1，直到通过电流采样模块获取的定子绕组的电流值达到预设电流值i2时，记录此时定时器timer1的计数值t1’，将t1’减t1得到一个时间，以获得定子绕组AB相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_AB，同时控制开关管Q1和Q4断开，以使定子绕组的AB相位断开。

然后，微控制器控制开关管Q3和Q6导通，以使定子绕组的BA相位导通，并维持第一预设时间T_BA’，其作用是抵消之前AB相位导通时定子绕组上所累积的能量而影响后续的电流采集。第一预设时间T_BA’的取值方法是：先将T_BA’＝T_AB，然后通过示波器观察，在软件中调整第一预设时间T_BA’的取值大小，当定子绕组中的脉冲电流单调递减至最小时，即确定了第一预设时间T_BA’的取值，如图13所示。

接着，微控制器控制开关管Q3和Q2导通，以使定子绕组的BC相位导通，同时记录定时器timer2的初值t2，并启动定时器timer2，直到通过电流采样模块获取的定子绕组的电流值达到预设电流值i2时，记录此时定时器timer2的计数值t2’，将t2’减t2得到一个时间，以获得定子绕组BC相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_BC，同时控制开关管Q3和Q2断开，以使定子绕组的BC相位断开。然后，微控制器控制开关管Q5和Q4导通，以使定子绕组的CB相位导通，并维持第一预设时间T_CB’，其作用是抵消之前BC相位导通时定子绕组上所累积的能量而影响后续的电流采集，当时间达到第一预设时间T_CB’时，控制开关管Q5和Q4断开，以使定子绕组的CB相位断开。其中，需要说明的是，在对每个相位进行电流抵消时，第一预设时间可以不同。

按照上述方式，依次获取定子绕组的CA相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_CA，定子绕组的BA相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_BA，定子绕组的CB相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_CB，定子绕组的AC相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_AC，并在获取每个相位导通时对应的时间之后，进行电流抵消操作，即，定子绕组的相位导通顺序为：AB、BA、BC、CB、CA、AC、BA、AB、CB、BC、AC、CA，最终获得六个时间，分别为T_AB、T_BC、T_CA、T_BA、T_CB和T_AC。

在本发明的一些实施例中，在获取定子绕组在任一相位的电流值达到预设电流值所需的时间时，还包括：判断电流值是否处于预设电流范围内和判断时间是否处于预设时间范围内；如果电流值未处于预设电流范围内或者时间未处于预设时间范围内，则停止获取任一相位的电流值达到预设电流值所需的时间，并根据任一相位确定无效的扇区，以根据无效的扇区进行故障处理。其中，预设电流范围和预设时间范围可根据实际情况进行标定。

具体而言，在向定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲时，由于上述脉冲电流的时间非常短(一般为us级，所有脉冲电流的时间相加也只有几毫秒)，所以电机的转子几乎是不动的。为了防止电流采样模块失效时采集到的无效脉冲电流产生扇区位置误判，在实际应用中，可以增加时间和脉冲电流的有效性检查，例如，当电流采样模块发生损坏时，有可能导致获取的电流值瞬间超标，也有可能永远达不到预设电流值，所以此时需要进行电流值超限和时间超时的判断。

举例而言，仍以两相导通方式为例。例如，在获取定子绕组的AB相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_AB时，在每次电流采样时，都对采样的电流值和定时器timer1的计数值t1’与初值t1之间的差值进行判断，如果采样的电流值未处于预设电流范围内，或者t1’与t1之间的差值未处于预设时间范围内，则返回(得到)无效的扇区，以根据无效的扇区做故障处理，具体如何做故障处理，本文不做详细描述；否则，继续采样，直至定子绕组的电流值达到预设电流值时，记录此时定时器的计数值，进而根据定时器的计数值获得电流值达到预设电流值所需的时间T_AB。

S502，获取多个时间中的最短时间，并将最短时间对应的相位记为第一相位，以及获取与第一相位相邻的两个相位中时间较短的相位，记为第二相位；

S503，根据第一相位和第二相位获取电机的转子所在的扇区，并根据电机的转子所在的扇区获得电机的转子位置。

在本发明的一些实施例中，如果与第一相位相邻的两个相位的时间相等，则根据第一相位和电机的待旋转方向获得转子所在的扇区。

具体而言，在获得多个时间之后，获取多个时间中的最短时间，并将最短时间对应的相位记为第一相位Vector1，此时转子位置可以确定在第一相位Vector1所在方向的±30°范围之内，然后判断其相邻的两个相位的时间，并将两个时间中较短的时间对应的相位记为第二相位Vector2，此时转子位置在第一相位Vector1和靠近第二相位Vector2的偏移30°范围之内。特别的，如果与第一相位Vector1相邻的两个相位的时间相等，那么此时直接根据第一相位Vector1和电机的待旋转方向(顺时针或逆时针)确定电机的转子位置。

举例而言，仍以两相导通方式为例。表4给出了两相导通方式下最短时间和次短时间组合对应的扇区(这里的次短时间是指上述的与第一相位相邻的两个相位的时间中较短的时间，并非是指多个时间中的次短时间，该时间有可能大于与第一相位不相邻的相位的时间)，表5给出了两相导通方式下电机需要顺时针旋转时最短时间对应的扇区。

表4

最短时间和次短时间组合	扇区号
		T_BC最短，T_BA次短或者T_BA最短，T_BC次短	1
T_AC最短，T_BC次短或者T_BC最短，T_AC次短	3
		T_AC最短，T_AB次短或者T_AB最短，T_AC次短	5
T_AB最短，T_CB次短或者T_CB最短，T_AB次短	6
		T_CB最短，T_CA次短或者T_CA最短，T_CB次短	4
T_CA最短，T_BA次短或者T_BA最短，T_CA次短	5

表5

最短时间	扇区号
		T_BA最短	1
T_BC最短	3
		T_AC最短	2
T_AB最短	6
		T_CB最短	4
T_CA最短	5

如表4和表5所示，假设，获取的六个时间T_AB、T_BC、T_CA、T_BA、T_CB、T_AC中的最短时间为T_BC，该最短时间T_BC对应的相位为BC相位，根据图7可以看出，此时电机的转子位置在BC相位的±30°范围之内。并且，与BC相位相邻的两个相位分别是AC相位和BA相位，其中，如果AC相位的时间小于BA相位的时间，那么根据AC相位可以确定电机的转子位置靠近AC相位的30°范围之内，即电机的转子位置在扇区3；如果AC相位的时间大于BA相位的时间，那么根据BA相位可以确定电机的转子位置靠近BA相位的30°范围之内，即电机的转子位置在扇区1；如果AC相位的时间等于BA相位的时间，那么当电机顺时针旋转时，根据最短时间T_BC对应的相位可以确定电机的转子位置在扇区3。由此，实现了电机的转子位置的获取。

需要说明的是，脉冲注入的相位(即矢量)和扇区号(表4和表5中的扇区号)不是必须和唯一的，实际上，扇区号可以任意取值，只要能够达到区分360°范围内等分的6个扇区即可。

根据本发明的再一个实施例，如图14所示，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得所述电机的转子位置的方法，还可包括以下步骤：

S701，分别按照两相导通方式和三相导通方式对电机的定子绕组进行导通控制时，依次在电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并通过获取定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间以获得多个时间。

具体地，如图4所示，微控制器(MCU)可先依次控制定子绕组的AB相位导通、BC相位、CA相位、BA相位、CB相位和AC相位导通，以依次获取定子绕组的AB相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_AB，定子绕组BC相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_BC，定子绕组的CA相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_CA，获取定子绕组的BA相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_BA，定子绕组的CB相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_CB，定子绕组的AC相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_AC，具体地，可参见上述实施例，为避免冗余，在此不再详述。

进一步地，微控制器控制开关管Q1、Q4和Q2导通，以使定子绕组的A+相位导通，同时记录定时器timer1的初值t1，并启动定时器timer1，直到通过电流采样模块获取的定子绕组的电流值达到预设电流值i2时，记录此时定时器timer1的计数值t1’，将t1’减t1得到一个时间(即，上述原理中的Δt)，以获得定子绕组A+相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_A+，同时控制开关管Q1、Q4和Q2断开，以使定子绕组的A+相位断开。

然后，微控制器控制开关管Q3、Q6和Q2导通，以使定子绕组的B+相位导通，同时记录定时器timer2的初值t2，并启动定时器timer2，直到通过电流采样模块获取的定子绕组的电流值达到预设电流值i2时，记录此时定时器timer2的计数值t2’，将t2’减t2得到一个时间，以获得定子绕组B+相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_B+，同时控制开关管Q3、Q6和Q2断开，以使定子绕组的B+相位断开。

按照上述方式，依次获取定子绕组的C+相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_C+，定子绕组的A-相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_A-，定子绕组的B-相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_B-，定子绕组的C-相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_C-，最终获得十二个时间，分别为T_AB、T_BC、T_CA、T_BA、T_CB、T_AC、T_A+、T_B+、T_C+、T_A-、T_B-、T_C-。

具体地，当采用两相导通方式的一组矢量作为定位脉冲矢量时，在获取定子绕组在任一相位的电流值达到预设电流值所需的时间之后，还在任一相位施加第一预设时间的反向电压检测脉冲，以抵消电压检测脉冲在定子绕组上累积的能量。其中，定子绕组的相位导通顺序为：AB、BA、BC、CB、CA、AC、BA、AB、CB、BC、AC、CA，最终获得六个时间，分别为T_AB、T_BC、T_CA、T_BA、T_CB、T_AC。具体地，可参见上述实施例，为避免冗余，在此不再详述。

进一步地，当采用三相导通方式的一组矢量作为定位脉冲矢量时，如图4和图15所示，微控制器可先控制开关管Q1、Q4和Q2导通，以使定子绕组的A+相位导通，同时记录定时器timer1的初值t1，并启动定时器timer1，直到通过电流采样模块获取的定子绕组的电流值达到预设电流值i2时，记录此时定时器timer1的计数值t1’，将t1’减t1得到一个时间，以获得定子绕组A+相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_A+，同时控制开关管Q1、Q4和Q2，以使定子绕组的A+相位断开。

然后，微控制器控制开关管Q6、Q3和Q5导通，以使定子绕组的A-相位导通，并维持第一预设时间T_A-’，其作用是抵消之前A+相位导通时定子绕组上所累积的能量而影响后续的电流采集。第一预设时间T_A-’的取值方法是：先将T_A-’＝T_A-，然后通过示波器观察，在软件中调整第一预设时间T_A-’的取值大小，当定子绕组中的脉冲电流单调递减至最小时，即确定了第一预设时间T_A-’的取值。

接着，微控制器控制开关管Q3、Q6和Q2导通，以使定子绕组的B+相位导通，同时记录定时器timer2的初值t2，并启动定时器timer2，直到通过电流采样模块获取的定子绕组的电流值达到预设电流值i2时，记录此时定时器timer2的计数值t2’，将t2’减t2得到一个时间，以获得定子绕组B+相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_B+，同时控制开关管Q3、Q6和Q2断开，以使定子绕组的B+相位断开。然后，微控制器控制开关管Q4、Q1和Q5导通，以使定子绕组的B-相位导通，并维持第一预设时间T_B-’，其作用是抵消之前B+相位导通时定子绕组上所累积的能量而影响后续的电流采集，当时间达到第一预设时间T_B-’时，控制开关管Q4、Q1和Q5断开，以使定子绕组的B-相位断开。其中，需要说明的是，在对每个相位进行电流抵消时，第一预设时间可以不同。

按照上述方式，依次获取定子绕组的C+相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_C+，定子绕组的A-相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_A-，定子绕组的B-相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_B-，定子绕组的C-相位导通时电流值达到预设电流值所需的时间T_C-，并在获取每个相位导通时对应的时间之后，进行电流抵消操作，即，定子绕组的相位导通顺序为：AB、BA、BC、CB、CA、AC、BA、AB、CB、BC、AC、CA、A+、A-、B+、B-、C+、C-、A-、A+、B-、B+、C-、C+，最终获得十二个时间，分别为T_AB、T_BC、T_CA、T_BA、T_CB、T_AC、T_A+、T_B+、T_C+、T_A-、T_B-、T_C-。

具体而言，可参见上述实施例，为避免冗余，在此不再详述。

S702，获取多个时间中的最短时间。

S703，根据最短时间获取电机的转子所在的扇区，并根据电机的转子所在的扇区获得电机的转子位置。

具体地，在获得多个时间之后，获取多个时间中的最短时间，并将最短时间对应的相位记为第一相位Vector1，此时转子位置确定在第一相位Vector1所在方向的±15°范围之内。

举例而言，表6给出了最短时间对应的扇区。

表6

最短时间	扇区号
		T_BA最短或T_B+最短	1
T_BC最短或T_C-最短	3
		T_AC最短或T_A+最短	2
T_AB最短或T_B-最短	6
		T_CB最短或T_C+最短	4
T_CA最短或T_A-最短	5

如表6所示，假设，获取的十二个时间T_AB、T_BC、T_CA、T_BA、T_CB、T_AC、T_A+、T_B+、T_C+、T_A-、T_B-、T_C-中的最短时间为T_BC，该最短时间T_BC对应的相位为BC相位，根据图10可以看出，此时电机的转子位置在BC相位的±15°范围之内，即确定电机的转子位置在扇区3；又如，假设获取的十二个电流值中的最短时间为T_C-，该最短时间T_C-对应的相位为C-相位，根据图10可以看出，此时电机的转子位置在C-相位的±15°范围之内，即确定电机的转子位置在扇区3。由此，实现了电机的转子位置的获取。

需要说明的是，脉冲注入的相位(即矢量)和扇区号(表6中的扇区号)不是必须和唯一的，实际上，扇区号可以任意取值，只要能够达到区分360°范围内等分的6个扇区即可。

由此，根据上述实施例的采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位的方法，能够大幅减小电机启动定位的时间，保证电机启动时不会反转，解决定位时的异响和抖动，解决脉冲定位时的电流波形与转子位置不匹配造成的定位错误，简化了脉冲定位转子位置识别方法且能够实现全360°无盲区定位。

S2，在低速运行阶段，采用动态脉冲侦测法或磁链函数法获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相。其中，在低速运行阶段，电机的转速可大于等于第一预设转速，并且小于第二预设转速。其中，第二预设转速可根据实际情况进行标定，第二预设转速大于第一预设转速，例如，第二预设转速可为电机的额定转速的20％，也就是说，电机的转速可处于电机的额定转速的3％～20％之间。

相关技术中，在无刷直流电机由静止开始启动时，采用开环强制换相技术，根据程序预设的节拍时间(逐级递减)，人为地给无刷直流电机施加一个同步换相信号，使无刷直流电机的转速不断增加，直到无刷直流电机的转速足够大时，切换到反电势检测转子位置换相状态。然而，对于控制系统来说，开环强制换相属于控制盲区，在无刷直流电机的低速运行阶段，无法获取无刷直流电机的转子位置，产生的转矩较小，容易发生失步的现象，可靠性较低。为此，本发明提出了采用动态脉冲侦测法或磁链函数法获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相，从而，能够实现电机在低速运行阶段的准确换相，提高启动转矩，保证电机不会失步，可靠性高。

下面结合具体示例来分别对动态脉冲侦测法和磁链函数法进行详细说明。

根据本发明的一个实施例，如图16所示，采用动态脉冲侦测法获取所述电机的换相点的方法，可包括以下步骤：

S901，根据转子位置从预设启动换相表中获取电机的当前加速矢量和当前侦测矢量。

具体而言，电机的转子在不同的扇区时，对应地，定子绕组的导通矢量(包括，电机的加速矢量和侦测矢量)也是不同的，也就是说，电机的转子位置与定子绕组的导通矢量之间存在着一定的对应关系，并且该对应关系可预先存储在预设启动换相表中。

可以理解的是，当电机的定子绕组的导通方式不同时，对应的预设启动换相表也是不同的。其中，当电机的定子绕组的导通方式为两相导通方式时，预设启动换相表如下所示：

表7

转子位置所在扇区	加速矢量	侦测矢量
			VI	AB	CB
II	CB	CA
			III	CA	BA
I	BA	BC
			V	BC	AC
IV	AC	AB

其中，加速矢量超前侦测矢量60°电角度；或者，

表8

转子位置所在扇区	加速矢量	侦测矢量
			VI	AB	AC
II	CB	AB
			III	CA	CB
I	BA	CA
			V	BC	BA
IV	AC	BC

其中，加速矢量滞后侦测矢量60°电角度。

可以理解的是，可通过两种方法选取电机的侦测矢量，一种是使侦测矢量滞后加速矢量60°电角度，如表7所示；另一种是使侦测矢量超前加速矢量60°电角度，如表8所示。

当电机的定子绕组的导通方式为三相导通方式时，预设启动换相表如下所示：

表9

转子位置所在扇区	加速矢量	侦测矢量
			VI	A+	B-
II	B-	C+
			III	C+	A-
I	A-	B+
			V	B+	C-
IV	C-	A+

其中，所述加速矢量超前所述侦测矢量60°电角度；或者，

表10

转子位置所在扇区	加速矢量	侦测矢量
			VI	A+	C-
II	B-	A+
			III	C+	B-
I	A-	C+
			V	B+	A-
IV	C-	B+

其中，所述加速矢量滞后所述侦测矢量60°电角度。

因此，在采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得电机的转子位置后，可根据获取到的电机的转子位置，从表7-10中获取对应的电机的当前加速矢量和当前侦测矢量。举例而言，以两相导通为例，预设启动换相表采用表7，在采用静态脉冲定位好获取到电机的转子位置在扇区6时，由表7可知，对应的电机的当前加速矢量为加速矢量AB，当前侦测矢量为侦测矢量CB。

S902，根据当前加速矢量和当前侦测矢量，交替地向电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲。其中Na和Nb均为正整数。

作为一种可能的实施方式，根据当前加速矢量和当前侦测矢量，交替地向电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲，可包括：先向电机的定子绕组连续施加Na个加速矢量脉冲，再向电机的定子绕组连续施加Nb个侦测矢量脉冲。

举例而言，以两相导通方式为例，假设电机的当前转子位置处于扇区VI，电机为顺时针旋转，此时，根据表7可知，电机的当前加速矢量为加速矢量AB，当前侦测矢量为侦测矢量CB，如图17所示，可先向电机的定子绕组连续施加2个加速矢量脉冲AB，再向电机的定子绕组连续施加2个侦测矢量脉冲CB。进一步地，可重复上述步骤，以实现交替地向电机的定子绕组施加2个加速矢量脉冲和2个侦测矢量脉冲。

作为另一种可能的实施方式，根据当前加速矢量和当前侦测矢量，交替地向电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲，还可包括：先向电机的定子绕组连续施加Nb个侦测矢量脉冲，再向电机的定子绕组连续施加Na个加速矢量脉冲。

此外，在本发明的其它实施例中，还可通过其他的方式交替地向电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲，在此不做具体限定。

S903，获取加速矢量脉冲对应的第一参数信息，并获取侦测矢量脉冲对应的第二参数信息。其中，第一参数信息包括电机的第一电流，或者第一电流达到第一电流阈值时加速矢量脉冲对应的第一时长，第二参数信息包括电机的第二电流，或者第二电流到达第一电流阈值时侦测矢量脉冲对应的第二时长。

S904，根据第一参数信息和第二参数信息获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相。

具体而言，在低速运行阶段，采用动态脉冲定位法，即在电机的定子绕组交替地施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲，此时，可选取相同时长的加速矢量脉冲和侦测矢量脉冲，以分别获取加速矢量脉冲对应的电机的第一电流和侦测矢量脉冲对应的电机的第二电流，以根据第一电流和第二电流获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相，也可直接获取加速脉冲矢量对应的电机的第一电流和侦测矢量脉冲对应的电机的第二电流(无需限定加速矢量脉冲和侦测矢量脉冲对应的时长相同)，并分别获取第一电流达到第一电流阈值时加速矢量脉冲对应的第一时长和第二电流到达第一电流阈值时侦测矢量脉冲对应的第二时长，以根据第一时长和第二时长获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相。

下面结合具体示例来详细说明，当第一参数信息为第一电流，且第二参数信息为第二电流时，如何获取加速矢量脉冲对应的第一参数，并且如何获取侦测矢量脉冲对应的第二参数信息，以及如何根据第一参数信息和第二参数信息获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相。

根据本发明的一个实施例，获取所述加速矢量脉冲对应的第一参数信息，并获取所述侦测矢量脉冲对应的第二参数信息包括：获取第n个加速矢量脉冲对应的电机电流以获得第一电流，并获取第m个侦测矢量脉冲对应的电机电流以获得第二电流，其中，n≤Na，m≤Nb；根据根据第一参数信息和第二参数信息获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相，包括：根据第一电流和第二电流获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相。

具体而言，在交替地向电机的定子绕组连续施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲后，可在第n个加速矢量脉冲结束时刻，通过电流采样模块获取第n个加速矢量脉冲对应的电机电流，即第一电流Ian，并在第m个侦测矢量脉冲结束时刻，通过电流采样模块获取第m个侦测矢量脉冲对应的电机电流，即第二电流Idn。进一步地，可重复上述步骤，以实现交替地向电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲。其中，n≤Na，m≤Nb，可以理解的是，在上述实施例中，通过对n和m进行合理的取值，可确保第n个加速矢量脉冲对应的时长和第m个侦测矢量脉冲对应的时长相同。当然，在本发明的其它实施例中，在无需限定第n个加速矢量脉冲对应的时长和第m个侦测矢量脉冲对应的时长相同时，n和m也可取其它的值，具体可根据实际情况进行标定。

举例而言，仍以两相导通方式为例，并且假设电机的当前转子位置处于扇区6，电机为顺时针旋转，此时，如图17所示，在先向当前加速矢量AB对应的电机绕组连续施加2个加速矢量脉冲AB，再向当前侦测矢量CB对应的电机的定子绕组连续施加2个侦测矢量脉冲CB后，可在第2个加速矢量脉冲AB结束时刻，通过电流采样模块获取第2个加速矢量脉冲AB对应的第一电流Ian，并在第2个侦测矢量脉冲CB结束时刻，通过电流采样模块获取第2个侦测矢量脉冲CB对应的第二电流Idn。

因此，在实际应用中，动态脉冲侦测法可利用上述定子铁芯饱和效应原理，在电机的启动过程中，交替地向电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲，以及在脉冲结束时刻，分别获取第n个加速矢量脉冲对应的第一电流Ian和第m个侦测矢量脉冲对应的第二电流Idn，并根据第一电流Ian和第二电流Idn之间的关系，获取电机的换相点，并控制电机进行换相。

下面结合具体实施例来详细说明如何根据获取到的第一电流Ian和第二电流Idn之间的关系，获取电机的换相点。

根据本发明的一个实施例，根据第一电流和第二电流控制电机进行换相，包括：判断第一电流与第二电流的比值是否大于等于第一换相阈值，或者，判断第一电流与第二电流比值的斜率是否大于等于第二换相阈值，或者，判断第一电流与第二电流之间的差值是否大于等于第三换相阈值；如果是，则控制电机换相，并根据换相后电机的转子位置对当前加速矢量和当前侦测矢量进行更新；如果否，则继续根据当前加速矢量和当前侦测矢量，交替地向电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲。

也就是说，在实际应用中，可根据第一电流与第二电流的比值、第一电流与第二电流比值的斜率或者第一电流与第二电流之间的差值，判断当前转子所在扇区。

作为一种可能的实施方式，可根据第一电流Ian与第二电流Idn的比值Ian/Idn与第一换相阈值V1之间的大小关系，获取电机的换相点。

具体地，当电机的转子在不同位置时，对应地，第一电流Ian、第二电流Idn以及第一电流Ian与第二电流Idn的比值Ian/Idn的变化曲线，可如图18a所示。如果第一电流Ian与第二电流Idn的比值Ian/Idn小于V1，即Ian/Idn＜V1，则说明转子仍处于当前所在扇区，因此，可继续交替地向电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲，以对转子位置进行检测；如果第一电流Ian与第二电流Idn的比值Ian/Idn大于等于V1，即Ian/Idn≥V1，则说明检测到换相点，此时，可控制电机换相(可包括控制电机立即进行换相，也可包括控制电机延时一段时间之后进行换相)，因此，可根据电机转子当前位置，并结合上述实施例的预设启动换相表，对当前加速矢量和当前侦测矢量进行更新，并交替地向电机的定子绕组施加Na个更新后的加速矢量脉冲和Nb个更新后的侦测矢量脉冲，以继续对转子位置进行检测。

举例而言，以电机的当前转子位置处于扇区6，电机为顺时针旋转，Na＝2，Nb＝2，n＝2，m＝2为例。如果Ian/Idn＜V1，则可判断转子仍处于扇区6，此时，如图17所示，可继续交替地向电机的定子绕组施加2个加速矢量脉冲AB和2个侦测矢量脉冲CB，以对转子位置进行检测；如果Ian/Idn≥V1，则说明检测到换相点，此时，可控制电机换相(可包括控制电机立即进行换相，也可包括控制电机延时一段时间之后进行换相)，因此，可根据电机转子当前位置，并结合上述实施例的表7，将当前加速矢量更新为加速矢量CB，以及将当前侦测矢量更新为侦测矢量CA，并交替地向电机的定子绕组施加2个加速矢量脉冲CB和2个侦测矢量脉冲CA，以继续对转子位置进行检测。

可以理解的是，除了可根据第一电流Ian与第二电流Idn的比值Ian/Idn判断当前转子所在扇区，并控制电机进行换相外，还可根据第二电流Idn与第一电流Ian的比值Idn/Ian判断当前转子所在扇区，具体地，可参见上述实施例的根据第一电流Ian与第二电流Idn的比值Ian/Idn判断当前转子所在扇区的方法，在此不再详述。

作为另一种可能的实施方式，可根据第一电流Ian与第二电流Idn比值的斜率与第二换相阈值V2之间的大小关系，判断当前转子所在扇区。

具体而言，当电机的转子在不同位置时，对应地，第一电流Ian、第二电流Idn和第一电流Ian与第二电流Idn的比值Ian/Idn的变化曲线，以及Ian/Idn的斜率的变化情况，可如图18b所示(图18b中，箭头可表示Ian/Idn的斜率)。其中，可令Kn＝Ian/Idn，Kn的斜率为Kn’。如果Kn’＜V2，则说明转子仍处于当前所在扇区，因此，可继续交替地向电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲，以对转子位置进行检测；如果Kn’≥V2，则说明检测到换相点，此时，可控制电机换相(可包括控制电机立即进行换相，也可包括控制电机延时一段时间之后进行换相)，因此，可根据电机转子当前位置，并结合上述实施例的预设启动换相表，对当前加速矢量和当前侦测矢量进行更新，并交替地向电机的定子绕组施加Na个更新后的加速矢量脉冲和Nb个更新后的侦测矢量脉冲，以继续对转子位置进行检测。

举例而言，仍以电机的初始转子位置处于扇区6，电机为顺时针旋转，Na＝2，Nb＝2，n＝2，m＝2为例。如果Kn’＜V2，则可判断转子仍处于扇区6，此时，如图17所示，可继续交替地向电机的定子绕组施加2个加速矢量脉冲AB和2个侦测矢量脉冲CB，以对转子位置进行检测；如果Kn’≥V2，则说明检测到换相点，此时，可控制电机换相(可包括控制电机立即进行换相，也可包括控制电机延时一段时间之后进行换相)，因此，可根据电机转子当前位置，并结合上述实施例的表7，将当前加速矢量更新为加速矢量CB，以及将当前侦测矢量更新为侦测矢量CA，并交替地向电机的定子绕组施加2个加速矢量脉冲CB和2个侦测矢量脉冲CA，以继续对转子位置进行检测。

可以理解的是，除了可根据第一电流Ian与第二电流Idn比值的斜率判断当前转子所在扇区，并控制电机进行换相外，还可根据第二电流Idn与第一电流Ian的比值的斜率判断当前转子所在扇区，具体地，可参见上述实施例的根据第一电流Ian与第二电流Idn的比值的斜率判断当前转子所在扇区的方法，在此不再详述。

作为又一种可能的实施方式，可根据第一电流Ian与第二电流Idn之间的差值与第三换相阈值V3之间的大小关系，判断当前转子所在扇区。

具体地，当电机的转子在不同位置时，对应地，第一电流Ian、第二电流Idn以及第一电流Ian与第二电流Idn之间的差值Ian-Idn的变化曲线，可如图18c所示。如果第一电流Ian与第二电流Idn的差值Ian-Idn小于V3，即Ian-Idn＜V3，则说明转子仍处于当前所在扇区，因此，可继续交替地向电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲，以对转子位置进行检测；如果第一电流Ian与第二电流Idn的差值Ian-Idn大于等于V3，即Ian-Idn≥V3，则说明检测到换相点，此时，可控制电机换相(可包括控制电机立即进行换相，也可包括控制电机延时一段时间之后进行换相)，因此，可根据电机转子当前位置，并结合上述实施例的预设启动换相表，对当前加速矢量和当前侦测矢量进行更新，并交替地向电机的定子绕组施加Na个更新后的加速矢量脉冲和Nb个更新后的侦测矢量脉冲，以继续对转子位置进行检测。

举例而言，仍以电机的初始转子位置处于扇区6，电机为顺时针旋转，Na＝2，Nb＝2，n＝2，m＝2为例。如果Ian-Idn＜V3，则可判断转子仍处于扇区VI，此时，如图17所示，可继续交替地向电机的定子绕组施加2个加速矢量脉冲AB和2个侦测矢量脉冲CB，以对转子位置进行检测；如果Ian-Idn≥V3，则说明检测到换相点，此时，可控制电机换相(可包括控制电机立即进行换相，也可包括控制电机延时一段时间之后进行换相)，因此，可根据电机转子当前位置，并结合上述实施例的表7，将当前加速矢量更新为加速矢量CB，以及将当前侦测矢量更新为侦测矢量CA，并交替地向电机的定子绕组施加2个加速矢量脉冲CB和2个侦测矢量脉冲CA，以继续对转子位置进行检测。

可以理解的是，除了可根据第一电流Ian与第二电流Idn之间的差值Ian-Idn判断当前转子所在扇区，并控制电机进行换相外，还可根据第二电流Idn与第一电流Ian之间的差值Idn-Ian判断当前转子所在扇区，具体地，可参见上述实施例的根据第一电流Ian与第二电流Idn之间的差值Ian-Idn判断当前转子所在扇区的方法，在此不再详述。

进一步地，当第一参数信息为第一电流达到第一电流阈值时加速矢量脉冲对应的第一时长，且第二参数信息为第二电流到达第一电流阈值时侦测矢量脉冲对应的第二时长时，根据第一时长和第二时长控制电机进行换相，包括：判断第一时长与第二时长的比值是否大于等于第四换相阈值，或者，判断第一时长与第二时长比值的斜率是否大于等于第五换相阈值，或者，判断第一时长与第二时长之间的差值是否大于等于第六换相阈值；如果是，则控制电机换相，并根据换相后电机的转子位置对当前加速矢量和当前侦测矢量进行更新；如果否，则继续根据当前加速矢量和当前侦测矢量，交替地向电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲。

参见上述实施例，本发明实施例中提出了根据第一时长与第二时长的比值、第一时长与第二时长比值的斜率或者第一时长与第二时长之间的差值，判断当前转子所在扇区，其具体的判断方法与上述实施例中根据第一电流与第二电流的比值、第一电流与第二电流比值的斜率或者第一电流与第二电流之间的差值，判断当前转子所在扇区的方法类似，在此不再详述。

根据本发明的一个实施例，第一至第六换相阈值均为固定值；或者，根据电机的当前直流母线电压从预设表格中获取第一至第六换相阈值。

需要说明的是，上述实施例中的第一至第六换相阈值可设定为固定值，其具体值可根据实际情况进行设定，也可预先在不同直流母线电压下标定出对应的第一至第六换相阈值的值，并将其统计成预设表格，以存储在相应的程序中，以便于在使用时直接调用。

根据本发明的一个实施例，在根据当前加速矢量和当前侦测矢量，交替地向电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲之前，还包括：向电机的定子绕组连续施加M个加速矢量脉冲，其中，M可为正整数。

具体而言，在实际应用中，为了减少计算的频率，增加计算的可靠性，在电机的每次静止启动和每次换相后，可先对电机的定子绕组连续施加M个加速矢量脉冲以控制电机进行加速，然后再交替地向电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲进行转子位置判断。其中，上述实施例中的加速矢量脉冲的个数M和Na以及侦测矢量脉冲的个数Nb可为固定值，也可根据电机的转速进行分段调整，转速越高，M、Na和Nb的值就越小。

由此，根据上述实施例的采用动态脉冲侦测法获取电机的换相点的方法，能够实现电机在低速运行阶段的准确换相，提高启动转矩，保证电机不会失步，可靠性高。

根据本发明的另一个实施例，如图19所示，采用磁链函数法获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相的方法可包括：

S1001，离线获取电机的温度-相电阻表、温度-相电感表，并采用离线方式/在线方式获取电机的相电流变化率。

具体地，在对无刷直流电机控制的过程中，在无刷直流电机启动低速运行阶段，由于采用开环强制换相技术进行换相时，在一段时间内无法获取无刷直流电机转子的位置以及时有效地进行换相，并且产生的转矩较小，容易造成失步的现象，可靠性不高，因此，可采用磁链换相法进行换相。

具体而言，磁链函数G(θ)与无刷直流电机转子位置具有一一对应的关系，且与无刷直流电机的转速无关，理论上在无刷直流电机的全速范围内均可获取转子位置信息，因此，根据磁链函数G(θ)可在无刷直流电机低速运行阶段获取转子位置信息，并控制无刷直流电机进行准确地换相。其中，参见期刊(一种改进的无刷直流电机控制方法)可知，可通过以下公式生成磁链函数G(θ)，

其中，U_a、U_b、U_c为无刷直流电机端电压，i_a为无刷直流电机A相绕组的相电流，i_b为无刷直流电机B相绕组的相电流，i_c为无刷直流电机C相绕组的相电流。

也就是说，在无刷直流电机启动低速运行的过程中，可采用磁链换相法获取无刷直流电机的转子位置并进行准确地换相控制。然而，采用磁链换相法获取转子位置并进行换相时，需要实时获取无刷直流电机的磁链值，并对其进行相应的判断，才能进行准确地换相。根据公式(1)可知，要想获取无刷直流电机的磁链值，需要获取无刷直流电机端电压(包括导通相正端电压、导通相负端电压和非导通相反电势电压)、无刷直流电机各相绕组的相电流、无刷直流电机各相绕组的相电阻、无刷直流电机各相绕组的相电感以及无刷直流电机各相绕组的相电流变化率。

进一步地，无刷直流电机各相绕组的相电阻、相电感与其对应的绕组的温度存在着一定的关系。可预先通过大量的测试，将无刷直流电机各相绕组的相电阻、相电感与其对应的绕组的温度的关系以离线表格的形式记录下来，即预先通过大量的测试，统计出无刷直流电机的温度-相电阻表、温度-相电感表。

具体地，可通过离线测量若干个离散温度点(如，温度间隔可为5℃)下无刷直流电机的各相绕组的相电阻和相电感，以得到无刷直流电机的温度-相电阻表和温度-相电感表，或者通过仿真软件得到无刷直流电机的温度-相电阻表和温度-相电感表。

根据本发明的一个实施例，采用离线方式获取电机的相电流变化率，包括：离线获取电机的母线电压-相电流变化率表，并在每个PWM控制周期的高电平时间内，获取母线电压；根据母线电压和母线电压-相电流变化率表获取电机的相电流变化率；采用在线方式获取电机的相电流变化率，包括：在每个PWM控制周期的高电平时间内，获取任意两个时刻对应的电机的相电流；根据任意两个时刻和任意两个时刻对应的电机的相电流获取电机的相电流变化率。

作为一种可能的实施方式，可通过离线方式获取电机的相电流变化率。具体地，可在若干个不同母线电压(如，电压间隔可为2V)下分别给无刷直流电机提供能够使无刷直流电机顺时针/逆时针导通的电流矢量，并记录观察无刷直流电机的相电流的波形，其中，无刷直流电机的相电流的波形可如图20所示。根据图20中所示的时间间隔Δt和无刷直流电机的相电流变化量Δi，可算出当前母线电压下的无刷直流电机的相电流变化率di/dt。如图21所示，每个母线电压u_n(n＝1,2，…，N，且N为大于等于1的整数)对应一个无刷直流电机的相电流变化率(di/dt)_n(n＝1,2，…，N，且N为大于等于1的整数)，从而可得到母线电压-相电流变化率表。

进一步地，在获取到电机的母线电压-相电流变化率表后，根据母线电压和母线电压-相电流变化率表可采用线性插值算法获取无刷直流电机的相电流变化率。具体地，当获取的无刷直流电机的母线电压落在母线电压-相电流变化率表中的某两个电压值之间时，可采用线性插值算法计算出当前母线电压对应的无刷直流电机的相电流变化率。举例而言，如图21所示，当获取的无刷直流电机的母线电压u_x处于母线电压-相电流变化率表中的母线电压u₁和母线电压u₂之间时，由于母线电压u₁对应的无刷直流电机的相电流变化率为(di/dt)₁，母线电压u₂对应的无刷直流电机的相电流变化率为(di/dt)₂，因此，采用线性插值算法可得到以下关系：

然后，根据公式(2)可得到当前母线电压u_x对应的无刷直流电机的相电流变化率

需要说明的是，在一些要求不高的应用场合中，除了通过上述实施例中采用线性插值算法获取无刷直流电机的相电流变化率外，还可对图21中离线获取的若干个离散点进行数据的线性拟合，从而得到无刷直流电机的相电流变化率di/dt与母线电压u_n之间的关系，如图22和公式(3)所示：

di/dt＝k*u_n+b (3)

其中，k和b均为常数。

这样，在对无刷直流电机控制的过程中，可将检测到的当前母线电压代入公式(3)中，以得到当前母线电压对应的无刷直流电机的相电流变化率。另外，对于相电阻和相电感的获取，在一些要求不高的场合，也可以采用线性拟合的方式，具体可参见相电流变化率的获取，这里不再赘述。

作为另一种可能的实施方式，还可通过在线计算方式得到电机的相电流变化率di/dt。具体而言，如图23所示，在对无刷直流电机控制的过程中，在功率开关器件导通期间，可近似地认为无刷直流电机的相电流线性上升，在无刷直流电机的相电流上升期间的某两个时刻对相电流进行采样，同时记录采样时刻t1和t2，以及对应的相电流i1和i2，即采样点C1(t1，i1)，采样点C2(t2，i2)，根据这两个采样点C1和C2可在线计算出无刷直流电机的相电流变化率di/dt，即，

di/dt＝(i2-i1)/(t2-t1)。

需要说明的是，图23中的两个采样点C1和C2分别选取在PWM控制信号的上升沿和下降沿，然而，在实际取点时，可选取在这两点之间的任意时刻。

S1002，在每个PWM控制周期的高电平时间内，获取导通相正端电压、导通相负端电压、非导通相反电势电压、母线电流瞬时值和当前绕组温度。

具体地，在低速磁链换相阶段，在功率开关管导通期间，可通过电阻分压电路依次采集导通相正端电压、导通相负端电压、非导通相反电势电压和母线电压，并可通过采样电阻采集母线电流瞬时值(等于无刷直流电机的相电流瞬时值)，以及通过温度传感器实时获取无刷直流电机的当前绕组温度。

S1003，根据当前绕组温度和温度-相电阻表、温度-相电感表获取电机的相电阻和相电感。

当获取的当前绕组温度处于温度-相电阻表中某两个温度之间时，可采用线性插值算法计算出当前绕组温度对应的无刷直流电机的相电阻，当获取的当前绕组温度处于温度-相电感表中某两个温度之间时，也可采用线性插值算法计算出当前绕组温度对应的无刷直流电机的相电感，具体可参见关于相电流变化率的获取，这里就不再详述。

S1004，根据导通相正端电压、导通相负端电压、非导通相反电势电压、母线电流瞬时值、相电流变化率、相电阻和相电感获取电机的磁链值，并判断磁链值是否大于换相阈值。

具体地，将上述实施例获取的导通相正端电压、导通相负端电压、非导通相反电势电压、母线电流瞬时值(等于相电流瞬时值)、相电流变化率、相电阻和相电感代入公式(6)中，可计算出无刷直流电机的磁链值，并将该无刷直流电机的磁链值与换相阈值进行比较，以判断是否控制直流电机进行换相。

需要说明的是，在获取无刷直流电机的磁链值之前，还包括：判断当前PWM控制周期内非导通相反电势电压与上一PWM控制周期内非导通相反电势电压之间的电压差值是否处于预设范围内；如果电压差值处于预设范围内，则再获取无刷直流电机的磁链值。

也就是说，在将导通相正端电压、导通相负端电压、非导通相反电势电压、母线电流瞬时值、相电流变化率、相电阻和相电感代入公式(1)中计算无刷直流电机的磁链值之前，可先判断当前PWM控制周期内非导通相反电势电压与上一PWM控制周期内非导通相反电势电压之间的电压差值是否处于预设范围内，当电压差值处于预设范围内时，再计算无刷直流电机的磁链值，以减少计算的频率，增加计算的可靠性。其中，预设范围的大小由实际测量每个PWM周期的非导通相反电势电压差值加上一定余量得到。

S1005，如果磁链值大于换相阈值，则控制电机进行换相。

具体而言，根据无刷直流电机常用的数学模型，对公式(1)整理可得：

其中，e_bc、e_ab为无刷直流电机的线反电动势电压。

由公式(4)可知，磁链函数G(θ)等同于对应的两个线反电动势相除。其中，无刷直流电机的线反电动势波形如图24所示。在0～2π的电周期内，当ωt分别为π/6、π/2、5π/6、7π/6、3π/2、11π/6时，线反电动势e_ca、e_bc、e_ab、e_ca、e_bc、e_ab的值依次为零，且分别对应一个完整电周期内的6个换相时刻。根据公式(10)可知，利用磁链函数G(θ)来确定无刷直流电机的换相时刻，其本质上等同于两个线反电动势相除，当分母上的线反电动势过零时，磁链函数G(θ)都会出现一个无穷大的值，从而能够检测出无刷直流电机的换相时刻。由于磁链函数G(θ)中消去了无刷直流电机的转速变量，该方法适用于更宽的转速范围，例如，在无刷直流电机低速运行时使用。

当采用两两导通方式(只控制两相绕组导通，余下一相绕组处于悬空状态)时，在一个完整的电周期内，磁链函数G(θ)有3种表达方式，两两导通方式下的无刷直流电机共有6种换相相序。因此，在采用磁链换相法控制无刷直流电机进行换相时，需要提前确定磁链函数G(θ)的表达式与无刷直流电机的相序是如何对应的。其中，对应图24，不同的电角度区间与磁链函数G(θ)的表达形式的关系可如表9所示。

表9

电角度区间	磁链函数G(θ)
		I/IV	G(θ)<sub>ca/bc</sub>＝H(θ)<sub>ca</sub>/H(θ)<sub>bc</sub>
II/V	G(θ)<sub>bc/ab</sub>＝H(θ)<sub>bc</sub>/H(θ)<sub>ab</sub>
		III/VI	G(θ)<sub>ab/ca</sub>＝H(θ)<sub>ab</sub>/H(θ)<sub>ca</sub>

在实际应用磁链函数G(θ)判断无刷直流电机的换相时刻时，为了使磁链函数G(θ)计算出的换相点更加准确，只需利用磁链函数G(θ)波形的上半部分就能准确地获取无刷直流电机转子的位置，对应地，磁链函数G(θ)波形如图25所示，换相时刻会出现在磁链函数G(θ)波形的峰值处。

因此，在本发明的一个实施例中，可将根据磁链函数G(θ)计算出的磁链值与预先设定的换相阈值进行比较，当某一时刻的磁链值大于换相阈值时，可判断该时刻为换相时刻，并控制无刷直流电机进行换相。

其中，换相阈值可以为一个固定值，即在整个控制过程中，均使用该固定值与计算的磁链值进行比较，以确定换相时刻。

当然，换相阈值也可以包括多个，多个换相阈值可通过以下方式获取：将无刷直流电机的转速范围划分为多个区间，其中每个区间对应设置有不同的换相阈值且换相阈值与无刷直流电机的转速呈反比关系。

也就是说，上述实施例中的换相阈值可设定为一个固定值，也可设定为多个值，且多个换相阈值可根据转速进行分段设定，转速越高，对应的换相阈值就越小。举例而言，假设无刷直流电机的转速范围为N₀～N_x(x为大于等于2的整数)，可将无刷直流电机的转速范围划分为N₀～N₁、N₁～N₂、…、N_x-1～N_x共x个区间，当无刷直流电机的转速处于N₀～N₁范围内时，对应的换相阈值为M₁；当无刷直流电机的转速处于N₁～N₂范围内时，对应的换相阈值为M₂；…；当无刷直流电机的转速处于N_x-1～N_x范围内时，对应的换相阈值为M_x。其中，换相阈值M₁、M₂、…、M_x依次减小。

在实际应用中，除了通过上述实施例中将磁链值与换相阈值进行比较以判断是否控制无刷直流电机进行换相外，还可根据磁链函数G(θ)的斜率判断是否控制无刷电机进行换相。

具体地，如图26所示，在接近电机的换相时刻，磁链函数G(θ)_bc/ab的斜率为无穷大，即，换相时刻总是发生在磁链函数G(θ)_bc/ab从正无穷到负无穷的跳变时刻。因此，在本发明的实施例中，可以通过利用磁链函数G(θ)的斜率确定电机的换相点，以控制电机进行换相，例如，当磁链函数G(θ)的斜率大于预设斜率阈值时，控制电机进行换相。

其中，预设斜率阈值可设定为一个固定值，也可设定为多个值，且多个预设斜率阈值可根据转速进行分段设定，转速越高，对应的预设斜率阈值就越小。举例而言，假设无刷直流电机的转速范围为N₀～N_x(x为大于等于2的整数)，可将无刷直流电机的转速范围划分为N₀～N₁、N₁～N₂、…、N_x-1～N_x共x个区间，当无刷直流电机的转速处于N₀～N₁范围内时，对应的预设斜率阈值为K₁；当无刷直流电机的转速处于N₁～N₂范围内时，对应的预设斜率阈值为K₂；…；当无刷直流电机的转速处于N_x-1～N_x范围内时，对应的预设斜率阈值为K_x。其中，预设斜率阈值K₁、K₂、…、K_x依次减小。

由此，在无刷直流电机的低速运行阶段，通过获取无刷直流电机的相关参数以计算出无刷直流电机的磁链值，并在磁链值大于换相阈值(或者磁链函数G(θ)的斜率大于预设斜率阈值)时进行换相，可有效避免因无刷直流电机的转速较低而导致无刷直流电机无法正确换相，同时，在获取无刷直流电机的相关参数时，还对相电阻和相电感进行温度补偿，以及根据当前母线电压对相电流变化率进行实时获取，从而使得换相更加准确，实现了无刷直流电机的准确换相，保证了无刷直流电机具有较大的启动转矩，避免了电机出现失步的现象，可靠性高。

S3，在高速运行阶段，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测电机的反电势过零点，并根据反电势过零点控制电机进行换相。其中，在高速运行阶段，电机的转速可大于等于第二预设转速，例如，电机的转速可大于等于电机的额定转速的20％。

根据本发明的一个实施例，如图27所示，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测电机的反电势过零点的方法可包括以下步骤：

S1101，在每个PWM控制周期内，获取电机的反电势过零检测时间间隙，其中，反电势过零检测时间间隙为反电势过零检测起始时间与检测到反电势过零时间之间的时长。

S1102，判断当前是否进入反电势过零检测时间间隙。其中，判断是否进入反电势过零检测时间间隙，即判断是否进入反电势过零检测阶段。

S1103，如果是，则对电机的反电势进行连续多次采样，并判断反电势是否过零。

根据本发明的一个实施例，在获取无刷直流电机的反电势过零检测时间间隙之前，还可以获取无刷直流电机的PWM控制信号的占空比，并判断占空比是否大于第一预设占空比。如果占空比大于第一预设占空比，则获取无刷直流电机的反电势过零检测时间间隙，并判断是否进入反电势过零检测时间间隙，以及在反电势过零检测时间间隙内，对无刷直流电机的反电势进行连续多次采样，并判断反电势是否过零；如果占空比小于第二预设占空比，则在PWM控制周期内通过常规反电势采样方法对无刷直流电机的反电势进行一次采样，并根据采样结果判断反电势是否过零，其中，第二预设占空比小于第一预设占空比，具体可根据实际情况进行标定。

具体地，目前反电势过零检测是比较悬空相端电压与参考电压的关系。以A相为例，在一个周期内A相绕组端电压波形如图2a所示，其中在BC和CB期间，A相悬空，其端电压波形如图2b所示。在PWM开通期间，A相端电压U_A＝e_A+1/2U_DC，当U_A＝1/2U_DC时，e_A＝0，即为A相反电势过零时刻；在PWM关断期间，A相端电压U_A＝e_A，当U_A＝0时，即为A相反电势过零时刻。因此，在PWM开通期间进行反电势过零检测，参考电压选择1/2U_DC，在PWM关断期间进行反电势过零检测，参考电压选择0V。

相关技术中，当使用ADC模块在每个PWM控制周期内采样一次悬空相的端电压，并将采样结果与参考电压进行比较，以判断反电势是否过零时，以在PWM开通期间检测反电势过零为例。如图28所示，在BC导通期间，A相端电压呈上升趋势，在每个PWM开通期间对A相端电压进行一次采样，并与参考电压进行比较，在图28b中的a1时刻，U_A＜1/2U_DC，反电势未过零，在下一PWM控制周期的a2时刻，U_A＞1/2U_DC，此时检测到反电势已过零；同理，在CB导通期间，A相端电压呈下降趋势，在b2时刻，U_A＞1/2U_DC，反电势未过零，而在b3时刻，U_A＜1/2U_DC，此时检测到反电势已过零。

上述检测到的反电势过零时刻均滞后实际的反电势过零时刻约一个PWM控制周期，在转速较低(占空比较低)的情况下，一个换相间隔内有多个PWM控制周期，因此滞后一个PWM控制周期对换相影响较小。但是，当无刷直流电机以极高转速运行时，如100000RPM(1对极)，此时一个相位扇区的时间是100us，而一个PWM控制周期是50us(即20KHz，无刷直流电机的PWM控制信号的频率一般在5～30KHz范围内，再提高会对功率开关管的开关损耗、效率以及散热等造成不利)，此时一个换相间隔内最多有2个PWM控制周期，而每个PWM控制周期只进行一次反电势过零采样，因而无法及时获知反电势是否过零，从而很容易因反电势过零检测滞后较大引起无刷直流电机失步。

具体而言，如图29所示，当无刷直流电机以极高转速运行时，一个换相间隔内只有2个PWM控制周期，如果按照常规反电势采样方法，即在这两个PWM控制周期内均进行一次反电势AD采样，分别对应c1、c2时刻，而实际反电势过零发生在c1时刻之后，因此无法在第一个PWM控制周期内及时检测到反电势过零，只能在第二个PWM控制周期的c2时刻检测到反电势过零，而c2时刻滞后真正的反电势过零点约1个PWM控制周期(约为1/2换相间隔)，导致反电势过零检测滞后，继而导致换相滞后，引起电流脉动大甚至失步等不良状况。

因此，在本发明的实施例中，可将无刷直流电机的运行划分为两个阶段，分别为低速阶段和高速阶段，进一步地，根据PWM控制信号的占空比，可将无刷直流电机的运行划分为低占空比阶段和高占空比阶段。其中，在低占空比阶段(即，低速阶段)，仍采用常规反电势过零检测方法，例如，在每个PWM控制周期内进行一次反电势AD采样，并根据采样结果判断反电势是否过零。而当占空比升高至超过第一预设占空比时，进入高占空比阶段(即，高速阶段)，在该阶段内，由于无刷直流电机换相后存在一个续流过程，在该续流期间悬空相端电压被强行拉到母线电压或者电源地，导致部分反电势波形被湮没，因此在续流期间进行反电势过零检测是无效的，同时，如果在换相完成后立即进行反电势过零检测，可能会受到开关管的影响，从而导致反电势过零检测不准确的问题。因而，综合考虑多种可能会影响反电势过零检测的准确性和及时性的因素，无刷直流电机换相后，当进入反电势过零检测时间间隙时再对无刷直流电机的反电势进行连续多次采样，这样能够节省CPU资源，因此，在高占空比阶段，在每个PWM控制周期内，当进入反电势过零检测时间间隙时，对无刷直流电机的反电势进行连续多次采样，并判断反电势是否过零。当占空比再次下降至低于第二预设占空比时，再使用常规反电势过零检测方法。

由于低占空比阶段的反电势过零检测滞后对无刷直流电机的换相几乎没有影响，所以在无刷直流电机低速运行阶段，采用常规反电势过零检测方法就可满足控制需求，而在高占空比阶段，可在反电势过零检测时间间隙内对无刷直流电机的反电势进行连续多次采样，因而可以保证反电势过零检测的及时性和准确性，可支持无刷直流电机稳定运行在极高转速范围内，并且无需额外增加比较器，能够降低成本，减小控制器PCB的尺寸。

需要说明的，在实际应用中，无刷直流电机的电转速可达到80000r/min以上。

根据本发明的一个实施例，反电势过零检测起始时间通过以下方式获取：获取前M次反电势过零间隔时间，并根据前M次反电势过零间隔时间获取当前转速下半个扇区对应的时间，其中M根据当前转速获取；获取电机的反电势检测提前时间；将半个扇区对应的时间减去反电势检测提前时间，以获得反电势过零检测起始时间。

根据本发明的一个实施例，可判断从上一换相时刻到当前时间是否超过半个扇区对应的时间与反电势过零检测提前时间之间的差值，如果从上一换相时刻到当前时间超过半个扇区对应的时间与反电势过零检测提前时间之间的差值，则进入反电势过零检测时间间隙。

根据本发明的一个实施例，可通过以下公式获取当前转速下半个扇区对应的时间：

其中，Ts0为当前转速下半个扇区对应的时间，Tzci为第i次反电势过零间隔时间，N为大于等于1的整数。

根据本发明的一个实施例，获取无刷直流电机的反电势过零检测提前时间，包括：根据无刷直流电机的最高运行转速获取反电势过零检测提前时间；或者，根据当前转速通过查表获取反电势过零检测提前时间；或者，根据当前转速通过查表和线性插值算法获取反电势过零检测提前时间。

具体而言，综合考虑多种可能会影响反电势过零检测的准确性和及时性的因素，可获取无刷直流电机换相后的反电势过零检测时间间隙，其中，在获取反电势过零检测时间间隙时，可先获取反电势过零检测起始时间。具体地，可先获取前M次反电势过零间隔时间(前后两次反电势过零的时间间隔)，例如，获取的前M次反电势过零间隔时间分别为Tzc1、Tzc2、Tzc3、Tzc4、…、TzcM，然后根据获取的前M次反电势过零间隔时间获取当前转速下半个扇区(30°电角度对应半个扇区)对应的时间Ts0，如下述公式(6)所示：

其中，M的取值与无刷直流电机的当前转速相关，在实际应用中，可以根据电机转速对M进行分段设置。例如，无刷直流电机的转速范围为w₀～w_x(x为大于等于2的整数)，可将无刷直流电机的转速范围划分为w₀～w₁、w₁～w₂、…、w_x-1～w_x共x个区间，当无刷直流电机的转速处于w₀～w₁范围内时，对应M的取值为M₁；当无刷直流电机的转速处于w₁～w₂范围内时，对应M的取值为M₂；…；当无刷直流电机的转速处于w_x-1～w_x范围内时，对应M的取值为M_x。

可以理解的是，如果无刷直流电机匀速运转，则在无刷直流电机换相后，经过半个扇区对应的时间Ts0正好是反电势过零点的时间，但是在实际运行中，无刷直流电机的转速存在波动，每个扇区的时间是不均匀的，并且当负载变化较快时，扇区的时间也会发生波动。所以，为了能够及时可靠地检测到反电势过零点，反电势过零检测起始时间需要略微提前，即在预计的反电势过零点之前的一段时间(即，反电势过零检测提前时间Ta)，就开始进行反电势过零检测。

其中，无刷直流电机的反电势过零检测提前时间Ta可通过以下三种方法确定：1)可将反电势过零检测提前时间Ta设置为一个固定值，且该固定值可根据无刷直流电机的最高运行转速进行配置；2)根据无刷直流电机的转速，通过查表的方式对反电势过零检测提前时间Ta进行实时更新；3)根据无刷直流电机的转速，通过查表并结合线性插值算法，对反电势过零检测提前时间Ta进行实时更新。

进一步地，将半个扇区对应的时间Ts0减去反电势过零检测提前时间Ta以获得反电势过零检测起始时间。如图30所示，可将反电势过零检测起始时间到检测到反电势过零点之间的时长定义为反电势过零检测时间间隙Tslot，在进入该时间间隙之前不进行反电势过零检测，进入该时间间隙之后，即开始进入反电势过零检测提前时间Ta时，对反电势进行连续多次的单通道AD采样，并与参考电压进行比较以判断反电势是否过零。

根据本发明的另一个实施例，如图31所示，无刷直流电机的反电势过零检测方法，可包括以下步骤：

S1201，获取无刷直流电机的当前转速下半个扇区对应的时间、反电势过零检测提前时间和续流时间区间。

S1202，根据半个扇区对应的时间、反电势过零检测提前时间和续流时间区间获取无刷直流电机的反电势过零检测时间间隙。

S1203，判断是否进入反电势过零检测时间间隙。其中，判断是否进入反电势过零检测时间间隙，即判断是否进入反电势过零检测阶段。

S1204，如果进入反电势过零检测时间间隙，则对无刷直流电机的反电势进行连续多次采样，并判断反电势是否过零。

也就是说，在本发明的实施例中，除了可以根据半个扇区对应的时间Ts0和反电势过零检测提前时间Ta获取反电势过零检测时间间隙Tslot，还可以根据半个扇区对应的时间Ts0、反电势过零检测提前时间Ta和续流时间区间获取反电势过零检测时间间隙Tslot。

根据本发明的一个实施例，根据半个扇区对应的时间、反电势过零检测提前时间和续流时间区间获取无刷直流电机的反电势过零检测时间间隙，包括：获取半个扇区对应的时间与反电势过零检测提前时间之间的差值，并使差值处于续流时间区间内，以获得反电势过零检测时间间隙。

根据本发明的一个实施例，获取无刷直流电机的续流时间区间，包括：根据无刷直流电机的最高运行转速获取续流时间区间；或者，根据当前转速通过查表获取续流时间区间；或者，根据当前转速通过查表和线性插值算法获取续流时间区间。

具体而言，可通过前述方式获取无刷直流电机的当前转速下半个扇区对应的时间Ts0和反电势过零检测提前时间Ta，然后将半个扇区对应的时间Ts0减去反电势过零检测提前时间Ta以获得换相续流时间Tfw，即Tfw＝Ts0-Ta，并且，该换相续流时间Tfw需要满足Tfw(min)≦Tfw≦Tfw(max)，即换相续流时间Tfw需要处于续流时间区间[Tfw(min)，Tfw(max)]内。

其中，Tfw(min)为换相续流时间最小阈值，Tfw(max)为换相续流时间最大阈值，具体可通过以下三种方法确定：1)可分别将换相续流时间最小阈值Tfw(min)和换相续流时间最大阈值Tfw(max)设置为固定值，且该固定值可根据无刷直流电机的最高运行转速进行配置；2)根据无刷直流电机的转速，通过查表的方式对换相续流时间最小阈值Tfw(min)和换相续流时间最大阈值Tfw(max)进行实时更新；3)根据无刷直流电机的转速，通过查表并结合线性插值算法，对换相续流时间最小阈值Tfw(min)和换相续流时间最大阈值Tfw(max)进行实时更新。

进一步地，如图32所示，换相续流时间Tfw结束的时刻，即为反电势过零检测时间间隙起始时刻，可将反电势过零检测时间间隙起始时刻到检测到反电势过零点之间的时间定义为反电势过零检测时间间隙Tslot，在进入反电势过零检测时间间隙Tslot之前不进行反电势过零检测，进入该反电势过零检测时间间隙Tslot之后，对反电势进行连续多次的单通道AD采样，并与参考电压进行比较以判断反电势是否过零。

下面结合图33-图35来详细说明如何在PWM控制周期内结合反电势过零检测时间间隙通过AD模块的单通道对无刷直流电机的反电势进行连续多次采样，并在采样的过程中根据上一次采样结果判断反电势是否过零。

根据本发明的一个实施例，对电机的反电势进行连续多次采样，并判断反电势是否过零，包括：将ADC模块的单通道配置为当前非导通相端电压对应的AD通道，并触发ADC模块的单通道对无刷直流电机的反电势进行第i次采样，其中，i为大于等于1的整数；在第i次采样完成后，获取第i次采样结果，同时触发ADC模块的单通道对无刷直流电机的反电势进行第i+1次采样，并在第i+1次采样的过程中根据第i次采样结果和参考电压判断反电势是否过零；如果反电势过零，则停止采样。

具体而言，参考图33a-图33b所示，在采用PWM控制信号对无刷直流电机控制的过程中，在PWM控制周期起始并延时第一预设时间(时间的长短由软件程序配置，例如4us)后触发母线电压AD采样(由于在PWM控制信号高电平和低电平期间进行反电势过零检测的参考电压不同，因此，当仅在PWM控制信号的低电平期间进行反电势过零检测时无需对母线电压进行AD采样)。其中，设置在第一预设时间后对母线电压进行AD采样是为了避免受功率开关管开关的影响导致母线电压采样不准确。而在第一预设时间内，可对PWM控制信号的占空比进行比较判断，如果占空比小于第二预设占空比，则采用常规反电势采样方法判断反电势是否过零，如，在对母线电压AD采样完成后进入反电势过零检测阶段，此时采用ADC模块的单通道对悬空相端电压(非导通相端电压)进行一次采样，并将采样结果与参考电压进行比较，以判断反电势是否过零；如果占空比大于第一预设占空比，则在对母线电压AD采样完成后先判断是否进入反电势过零检测时间间隙，如果是，则通过ADC模块的单通道对无刷直流电机的反电势进行连续多次采样，并在采样的过程中根据上一次采样结果判断反电势是否过零。

具体地，继续参考图33a-图33b所示，在母线电压AD采样完成(约为1us)后自动产生AD中断，在进入AD中断后，读取母线电压的AD采样结果，并将ADC模块的单通道配置为当前悬空相端电压对应的AD通道，为后续连续多次的单通道反电势AD采样做准备。然后，根据反电势过零检测时间间隙起始时刻与AD中断发生的前后关系分为两种情况。

第一种情况，如图33a所示，在进入AD中断之后已经进入反电势过零检测时间间隙(对应的进入反电势过零检测阶段标志位已经被置位)，则在AD中断中进行连续多次的单通道反电势AD采样。具体采样过程是：先触发ADC模块的单通道对无刷直流电机的反电势进行第一次采样，并在第一采样完成后，读取第一次采样结果，同时触发ADC模块的单通道对无刷直流电机的反电势进行第二次采样，并在第二次采样的过程中根据第一次采样结果和参考电压进行比较以判断反电势是否过零，如果反电势过零，则退出AD中断，当前PWM控制周期的反电势过零检测结束。如果反电势未过零，则在第二次采样结束后，读取第二次采样结果，并触发ADC模块的单通道对无刷直流电机的反电势进行第三次采样，并在第三次采样的过程中根据第二次采样结果和母线电压判断反电势是否过零，如果反电势过零，则退出AD中断；如果反电势未过零，则在第三次采样结束后，读取第三次采样结果，并触发ADC模块的单通道对无刷直流电机的反电势进行第四次采样，…，在第i次采样完成后，获取第i次采样结果，同时触发ADC模块的单通道对无刷直流电机的反电势进行第i+1次采样，并在第i+1次采样的过程中根据第i次采样结果和参考电压判断反电势是否过零，直至判断出反电势过零或者采样次数大于等于预设次数N或者本次PWM控制周期结束，退出AD中断。

在上述实施例中，在第i次采样完成时获取第i次采样结果，同时触发第i+1次反电势的采样，这样在利用第i次采样结果进行反电势过零判断的同时，第i+1次反电势的采样及转换也在自动进行，有利于在PWM控制周期内尽可能多的采集反电势，这种连续多次的单通道反电势AD采样，可以在每个单通道反电势AD采样完成时就进行反电势过零判断，因而能够及时检测到反电势过零，从而使得换相更加精准，进而使得无刷直流电机能够稳定运行在极高转速，而且无需额外增加比较器，能够降低成本。

需要说明的是，上述实施例中的预设次数与当前PWM控制周期相关，N代表当前PWM控制周期结束之前进行反电势AD采样的最多次数。

第二种情况，如图33b所示，在进入AD中断之后尚未进入反电势过零检测时间间隙(对应的进入反电势过零检测阶段标志位未置位)，则退出AD中断，一旦进入反电势过零检测时间间隙，则自动进入反电势过零检测定时中断TF，并在反电势过零检测定时中断TF中先置位进入反电势过零检测阶段标志位，然后进行连续多次的单通道反电势AD采样，具体采样过程可参见前述，这里就不再进行详细描述。

为使本领域技术人员更清楚的了解本发明，下面结合本发明的具体示例来对无刷直流电机的反电势过零检测方法做进一步说明。

具体地，如图34a所示，无刷直流电机的反电势过零检测方法可包括以下步骤：

S1301，进入AD中断后，判断是否进入反电势过零检测时间间隙。如果是，即如图7a所示的情况一，则执行步骤S502；如果否，则退出AD中断。

S1302，触发单通道反电势AD采样。

S1303，判断当前反电势AD采样是否结束。如果是，则执行步骤S1304；如果否，则继续执行步骤S1303。

S1304，读取反电势AD采样结果。

S1305，根据反电势AD采样结果判断反电势是否过零。如果是，则执行步骤S1307；如果否，则执行步骤S1306。

S1306，判断当前PWM控制周期是否结束。如果是，则退出AD中断；如果否，则返回步骤S1302。

S1307，退出AD采样以及对反电势过零时间进行处理。

S1308，将过零检测成功标志位置位，并清除进入反电势过零检测阶段标志位。

S1309，设置延时换相中断TP。

进一步地，在检测到反电势过零后，进入延时换相中断TP，以控制无刷直流电机进行换相，如图34b所示，其具体的方法可包括以下步骤：

S1401，判断过零检测成功标志位是否被置位。如果是，则执行步骤S602；如果否，则退出延时换相中断TP。

S1402，控制无刷直流电机进行换相操作。

S1403，更新相位。

S1404，清除过零检测成功标志位。

S1405，设置反电势过零检测定时中断TF。

如图34c所示，在进入AD中断之后尚未进入反电势过零检测时间间隙，即如图33b所示的情况二，一旦进入反电势过零检测时间间隙，则自动进入反电势过零检测定时中断TF，反电势过零检测方法可包括以下步骤：

S1501，设置进入反电势过零检测阶段标志位。

S1502，停止反电势过零检测定时中断TF。

S1503，判断是否处于当前PWM控制周期。如果是，则执行步骤S704；如果否，则退出反电势过零检测定时中断TF。

S1504，触发单通道反电势AD采样。

S1505，判断当前反电势AD采样是否结束。如果是，则执行步骤S1506；如果否，则继续执行步骤S1505。

S1506，读取反电势AD采样结果。

S1507，根据反电势AD采样结果判断反电势是否过零。如果是，则执行步骤S1509。如果否，则执行步骤S1508。

S1508，判断当前PWM控制周期是否结束。如果是，则退出反电势过零检测定时中断TF；如果否，则返回步骤S1504。

S1509，退出AD采样以及对反电势过零时间进行处理。

S1510，将过零检测成功标志位置位，并清除进入反电势过零检测阶段反电势过零检测标志位。

S1511，设置延时换相中断TP。

由此，在每个PWM控制周期内，可根据反电势过零检测时间间隙起始时刻与产生AD中断的时间的前后关系判断产生AD中断后是否进入反电势过零检测时间间隙反电势过零检测，然后根据判断结果通过上述不同的方式对无刷直流电机进行反电势过零检测，以实现在反电势过零检测时间间隙内进行反电势过零判断的目的。

图35是根据本发明实施例的无刷直流电机的反电势过零检测的示意图，如图35所示，在无刷直流电机实际运行的过程中，可计算反电势过零检测的提前时间，以获取反电势过零检测时间间隙Tslot，在无刷直流电机换相后的反电势过零检测时间间隙Tslot内反电势过零检测对反电势进行连续多次的单通道AD采样，即在每个PWM周期期间，若未进入反电势过零检测时间间隙Tslot，不进行反电势采样，一旦进入反电势过零检测时间间隙Tslot，则进行连续反电势采样。从而不仅能够及时、准确地检测到反电势过零点，保证电机稳定运行在极高转速，而且能够减少CPU占用率，同时，无需额外增加比较器，能够降低成本。

由此，本发明实施例中，在转子预定位阶段采用静态脉冲定位法，能够大幅减小电机启动定位的时间，保证电机启动时不会反转，解决定位时的异响和抖动，解决脉冲定位时的电流波形与转子位置不匹配造成的定位错误，简化了脉冲定位转子位置识别方法且能够实现全360°无盲区定位；在电机启动低速运行阶段，采用动态脉冲侦测法、磁链函数法，能够实现电机在低速运行阶段的准确换相，提高启动转矩，保证电机不会失步，可靠性高；在高速运行阶段，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式，不仅能够及时、准确地检测到反电势过零点，保证电机稳定运行在极高转速，而且能够减少CPU占用率，同时，无需额外增加比较器，能够降低成本。

根据本发明的一个实施例，无刷直流电机的控制方法还可包括：在电机处于惯性滑行期间，获取电机的三相端电压；根据三相端电压获取电机的当前导通相，并根据当前导通相控制电机顺风启动。

根据本发明的一个实施例，根据三相端电压获取电机的当前导通相，包括：当UA＞UB＞UC时，当前导通相为AC相；当UA＞UC＞UB时，当前导通相为AB相；当UC＞UA＞UB时，当前导通相为CB相；当UB＞UA＞UC时，当前导通相为BC相；当UB＞UC＞UA时，当前导通相为BA相；当UC＞UB＞UA时，当前导通相为CA相。

具体而言，当无刷直流电机以高速运行时，一旦逆变器停止输出，电机的转子由于惯性的作用可继续旋转，电机处于惯性滑行阶段，此时，转子磁场切割定子绕组可感应出反电势，并且，电机的A、B、C三相的端电压的波形可如图36所示。

需要说明的是，当电机处于惯性滑行阶段时，A、B、C三相的端电压与电机的当前导通相存在着一定的关系，且该对应关系可存储在表11中。

表11

三相端电压关系	导通相位
		UA>UB>UC	AC
UA>UC>UB	AB
		UC>UA>UB	CB
UB>UA>UC	BC
		UB>UC>UA	BA
UC>UB>UA	CA

因此，在电机惯性滑行的过程中，可通过采样得到电机的A、B、C三相的端电压。根据三相端电压的大小关系，通过查询表11可获取电机的当前导通相，一旦逆变器恢复输出，则可控制电机从惯性滑行状态平滑地切换到正常的反电势过零检测阶段，从而实现电机的顺风启动。

综上所述，根据本发明实施例的无刷直流电机的控制方法，在转子预定位阶段，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得电机的转子位置，以及在低速运行阶段，采用动态脉冲侦测法或磁链函数法获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相，以及在中高速运行阶段，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测电机的反电势过零点，并根据反电势过零点控制电机进行换相。由此，在转子预定位阶段，能够大幅减小电机启动定位的时间，保证电机启动时不会反转，解决定位时的异响和抖动，简化了脉冲定位转子位置识别方法且能够实现全360°无盲区定位；在电机启动低速运行阶段，能够实现电机在低速运行阶段的准确换相，提高启动转矩，保证电机不会失步，可靠性高；在高速运行阶段，不仅能够及时、准确地检测到反电势过零点，保证电机稳定运行在极高转速，而且能够减少CPU占用率，同时，无需额外增加比较器，能够降低成本。

另外，本发明的实施例还提出了一种非临时性计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现上述的无刷直流电机的控制方法。

图37是根据本发明实施例的无刷直流电机的控制装置的方框示意图。如图37所示，本发明实施例的无刷直流电机的控制装置10可包括第一获取单元100、第一控制单元200和第二控制单元300。

其中，第一获取单元100用于在转子预定位阶段，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得电机的转子位置；第一控制单元200用于在低速运行阶段，采用动态脉冲侦测法或磁链函数法获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相；第二控制单元300用于在高速运行阶段，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测电机的反电势过零点，并根据反电势过零点控制电机进行换相。

根据本发明的一个实施例，如图38所示，无刷直流电机的控制装置还可包括第二获取单元400和第三控制单元500。

其中，第二获取单元400用于在电机处于惯性滑行期间，获取电机的三相端电压；第三控制单元500用于根据三相端电压获取电机的当前导通相，并根据当前导通相控制电机顺风启动。

需要说明的是，本发明实施例的无刷直流电机的控制装置中未披露的细节，请参照本发明实施例的无刷直流电机的控制方法中所披露的细节，具体这里不再赘述。

根据本发明实施例的无刷直流电机的控制装置，通过第一获取单元在转子预定位阶段，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得电机的转子位置。以及通过第一控制单元在低速运行阶段，采用动态脉冲侦测法或磁链函数法获取电机的换相点，并根据换相点控制电机进行换相。以及通过第二控制单元在中高速运行阶段，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测电机的反电势过零点，并根据反电势过零点控制电机进行换相。由此，在转子预定位阶段，能够大幅减小电机启动定位的时间，保证电机启动时不会反转，解决定位时的异响和抖动，简化了脉冲定位转子位置识别方法且能够实现全360°无盲区定位；在电机启动低速运行阶段，能够实现电机在低速运行阶段的准确换相，提高启动转矩，保证电机不会失步，可靠性高；在高速运行阶段，不仅能够及时、准确地检测到反电势过零点，保证电机稳定运行在极高转速，而且能够减少CPU占用率，同时，无需额外增加比较器，能够降低成本。

另外，本发明的实施例还提出了一种无刷直流电机的控制系统，其包括上述的无刷直流电机的控制装置。

此外，本发明的实施例还提出了一种吸尘器，其包括上述的无刷直流电机的控制系统。

应当理解，本发明的各部分可以用硬件、软件、固件或它们的组合来实现。在上述实施方式中，多个步骤或方法可以用存储在存储器中且由合适的指令执行系统执行的软件或固件来实现。例如，如果用硬件来实现，和在另一实施方式中一样，可用本领域公知的下列技术中的任一项或他们的组合来实现：具有用于对数据信号实现逻辑功能的逻辑门电路的离散逻辑电路，具有合适的组合逻辑门电路的专用集成电路，可编程门阵列(PGA)，现场可编程门阵列(FPGA)等。

另外，在本发明的描述中，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“长度”、“宽度”、“厚度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”、“顺时针”、“逆时针”、“轴向”、“径向”、“周向”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。

在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

在本发明中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征“上”或“下”可以是第一和第二特征直接接触，或第一和第二特征通过中间媒介间接接触。而且，第一特征在第二特征“之上”、“上方”和“上面”可是第一特征在第二特征正上方或斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征“之下”、“下方”和“下面”可以是第一特征在第二特征正下方或斜下方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。

尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims

1.一种无刷直流电机的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

在转子预定位阶段，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得所述电机的转子位置，其中，在所述转子预定位阶段，所述电机的转速小于第一预设转速；

在低速运行阶段，采用动态脉冲侦测法或磁链函数法获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相，其中，在所述低速运行阶段，所述电机的转速大于等于所述第一预设转速，并且小于第二预设转速；

在高速运行阶段，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测所述电机的反电势过零点，并根据所述反电势过零点控制所述电机进行换相，其中，在所述高速运行阶段，所述电机的转速大于等于所述第二预设转速。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得所述电机的转子位置，包括：

对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并获取定子绕组在每个相位的参数信息，以及根据所述参数信息获取所述电机的转子位置，其中，所述参数信息包括所述定子绕组在每个相位的电流值或所述定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，当所述参数信息为所述定子绕组在每个相位的电流值时，所述对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并获取所述定子绕组在每个相位的参数信息，包括：

按照预设导通方式对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加第一预设时间的电压检测脉冲，并通过获取所述定子绕组在每个相位的电流值以获得多个电流值，其中，所述预设导通方式为两相导通方式或者三相导通方式；

所述根据所述定子绕组在每个相位的参数信息获取所述电机的转子位置，包括：

获取所述多个电流值中的最大电流值，并将所述最大电流值对应的相位记为第一相位，以及获取与所述第一相位相邻的两个相位中电流值较大的相位，记为第二相位；

根据所述第一相位和所述第二相位获取所述电机的转子所在的扇区，并根据所述电机的转子所在的扇区获得所述电机的转子位置。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，当所述参数信息为所述定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间时，所述对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并获取所述定子绕组在每个相位的参数信息，包括：

按照预设导通方式对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并通过获取所述定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间以获得多个时间，其中，所述预设导通方式为两相导通方式或者三相导通方式；

所述所述定子绕组在每个相位的参数信息获取所述电机的转子位置，包括：

获取所述多个时间中的最短时间，并将所述最短时间对应的相位记为第一相位，以及获取与所述第一相位相邻的两个相位中时间较短的相位，记为第二相位；

5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，当所述参数信息为所述定子绕组在每个相位的电流值时，所述对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并获取所述定子绕组在每个相位的参数信息，包括：

分别按照两相导通方式和三相导通方式对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加第一预设时间的电压检测脉冲，并通过获取所述定子绕组在每个相位的电流值以获得多个电流值；

获取所述多个电流值中的最大电流值；

根据所述最大电流值获取所述电机的转子所在的扇区，并根据所述电机的转子所在的扇区获得所述电机的转子位置。

6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，当所述参数信息为所述定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间时，所述对所述电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并获取所述定子绕组在每个相位的参数信息，包括：

分别按照两相导通方式和三相导通方式对电机的定子绕组进行导通控制时，依次在所述电机的定子绕组的不同相位施加电压检测脉冲，并通过获取所述定子绕组在每个相位的电流值达到预设电流值所需的时间以获得多个时间；

获取所述多个时间中的最短时间；

根据所述最短时间获取所述电机的转子所在的扇区，并根据所述电机的转子所在的扇区获得所述电机的转子位置。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用动态脉冲侦测法获取所述电机的换相点，包括：

根据所述转子位置从预设启动换相表中获取所述电机的当前加速矢量和当前侦测矢量；

根据所述当前加速矢量和所述当前侦测矢量，交替地向所述电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲，其中Na和Nb均为正整数；

获取所述加速矢量脉冲对应的第一参数信息，并获取所述侦测矢量脉冲对应的第二参数信息，其中，所述第一参数信息包括所述电机的第一电流，或者所述第一电流达到第一电流阈值时所述加速矢量脉冲对应的第一时长，所述第二参数信息包括所述电机的第二电流，或者所述第二电流到达所述第一电流阈值时所述侦测矢量脉冲对应的第二时长；

根据所述第一参数信息和所述第二参数信息获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，当所述第一参数信息为所述第一电流，且所述第二参数信息为所述第二电流时，所述获取所述加速矢量脉冲对应的第一参数信息，并获取所述侦测矢量脉冲对应的第二参数信息包括：

获取第n个所述加速矢量脉冲对应的电机电流以获得所述第一电流，并获取第m个所述侦测矢量脉冲对应的电机电流以获得所述第二电流，其中n≤Na，m≤Nb；

所述根据所述第一参数信息和第二参数信息获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相，包括：

根据所述第一电流和所述第二电流获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一电流和所述第二电流获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相，包括：

判断所述第一电流与所述第二电流的比值是否大于等于第一换相阈值，或者，判断所述第一电流与所述第二电流比值的斜率是否大于等于第二换相阈值，或者，判断所述第一电流与所述第二电流之间的差值是否大于等于第三换相阈值；

如果是，则控制所述电机换相，并根据换相后所述电机的转子位置对所述当前加速矢量和所述当前侦测矢量进行更新；

如果否，则继续根据所述当前加速矢量和所述当前侦测矢量，交替地向所述电机的定子绕组施加Na个加速矢量脉冲和Nb个侦测矢量脉冲。

10.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，当所述第一参数信息为所述第一电流达到所述第一电流阈值时所述加速矢量脉冲对应的第一时长，且所述第二参数信息为所述第二电流到达所述第一电流阈值时所述侦测矢量脉冲对应的第二时长时，根据所述第一时长和所述第二时长控制所述电机进行换相，包括：

判断所述第一时长与所述第二时长的比值是否大于等于第四换相阈值，或者，判断所述第一时长与所述第二时长比值的斜率是否大于等于第五换相阈值，或者，判断所述第一时长与所述第二时长之间的差值是否大于等于第六换相阈值；

11.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用磁链函数法获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相，包括：

离线获取所述电机的温度-相电阻表、温度-相电感表，并采用离线方式/在线方式获取所述电机的相电流变化率；

在每个PWM控制周期的高电平时间内，获取导通相正端电压、导通相负端电压、非导通相反电势电压、母线电流瞬时值和当前绕组温度；

根据所述当前绕组温度和所述温度-相电阻表、所述温度-相电感表获取所述电机的相电阻和相电感；

根据所述导通相正端电压、所述导通相负端电压、所述非导通相反电势电压、所述母线电流瞬时值、所述相电流变化率、所述相电阻和所述相电感获取所述电机的磁链值，并判断所述磁链值是否大于换相阈值；

如果所述磁链值大于所述换相阈值，则控制所述电机进行换相。

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述采用离线方式获取所述电机的相电流变化率，包括：

离线获取所述电机的母线电压-相电流变化率表，并在每个PWM控制周期的高电平时间内，获取母线电压；

根据所述母线电压和所述母线电压-相电流变化率表获取所述电机的相电流变化率；

所述采用在线方式获取所述电机的相电流变化率，包括：

在每个PWM控制周期的高电平时间内，获取任意两个时刻对应的所述电机的相电流；

根据所述任意两个时刻和所述任意两个时刻对应的所述电机的相电流获取所述电机的相电流变化率。

13.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测所述电机的反电势过零点，包括：

在每个PWM控制周期内，获取所述电机的反电势过零检测时间间隙，其中，所述反电势过零检测时间间隙为反电势过零检测起始时间与检测到反电势过零时间之间的时长；

判断当前是否进入所述反电势过零检测时间间隙；

如果是，则对所述电机的反电势进行连续多次采样，并判断所述反电势是否过零。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述反电势过零检测起始时间通过以下方式获取：

获取前M次反电势过零间隔时间，并根据所述前M次反电势过零间隔时间获取当前转速下半个扇区对应的时间，其中M根据所述当前转速获取；

获取所述电机的反电势检测提前时间；

将所述半个扇区对应的时间减去所述反电势检测提前时间，以获得所述反电势过零检测起始时间。

15.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述对所述电机的反电势进行连续多次采样，并判断所述反电势是否过零，包括：

将ADC模块的单通道配置为当前非导通相端电压对应的AD通道，并触发所述ADC模块的单通道对所述电机的反电势进行第i次采样，其中，i为大于等于1的整数；

在第i次采样完成后，获取第i次采样结果，同时触发所述ADC模块的单通道对所述电机的反电势进行第i+1次采样，并在第i+1次采样的过程中根据所述第i次采样结果和母线电压判断所述反电势是否过零；

如果所述反电势过零，则停止采样。

16.根据权利要求1-15中任一项所述的方法，其特征在于，还包括：

在所述电机处于惯性滑行期间，获取所述电机的三相端电压；

根据所述三相端电压获取所述电机的当前导通相，并根据所述当前导通相控制所述电机顺风启动。

17.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，所述根据所述三相端电压获取所述电机的当前导通相，包括：

当UA＞UB＞UC时，所述当前导通相为AC相；

当UA＞UC＞UB时，所述当前导通相为AB相；

当UC＞UA＞UB时，所述当前导通相为CB相；

当UB＞UA＞UC时，所述当前导通相为BC相；

当UB＞UC＞UA时，所述当前导通相为BA相；

当UC＞UB＞UA时，所述当前导通相为CA相。

18.一种非临时性计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该程序被处理器执行时实现如权利要求1-17中任一项所述的无刷直流电机的控制方法。

19.一种无刷直流电机的控制装置，其特征在于，包括：

第一获取单元，用于在转子预定位阶段，采用静态脉冲定位法对电机的转子进行预定位，以获得所述电机的转子位置，其中，在所述转子预定位阶段，所述电机的转速小于第一预设转速；

第一控制单元，用于在低速运行阶段，采用动态脉冲侦测法或磁链函数法获取所述电机的换相点，并根据所述换相点控制所述电机进行换相，其中，在所述低速运行阶段，所述电机的转速大于等于所述第一预设转速，并且小于第二预设转速；

第二控制单元，用于在高速运行阶段，采用将反电势过零检测时间间隙和反电势过零检测法相结合的方式检测所述电机的反电势过零点，并根据所述反电势过零点控制所述电机进行换相，其中，在所述高速运行阶段，所述电机的转速大于等于所述第二预设转速。

20.根据权利要求19所述的装置，其特征在于，还包括：

第二获取单元，用于在所述电机处于惯性滑行期间，获取所述电机的三相端电压；

第三控制单元，用于根据所述三相端电压获取所述电机的当前导通相，并根据所述当前导通相控制所述电机顺风启动。

21.一种无刷直流电机的控制系统，其特征在于，包括如权利要求19和20中任一项所述的无刷直流电机的控制装置。

22.一种吸尘器，其特征在于，包括如权利要求21所述的无刷直流电机的控制系统。