CN111373253A - 用于可变阻抗负载的驱动器和控制 - Google Patents

Abstract

在具有声泳装置的流体流方案中，利用声驻波来分离来自多成分流体的成分，例如来自油‑水混合物的油，或流体中夹带的细胞。例如，该流程和装置允许从油水聚结、聚结和从水中分离的油中捕集油，用于声泳装置的驱动器和控制器适应随着组分分离的可变负载，从而提高分离效率。

Description

用于可变阻抗负载的驱动器和控制

背景技术

声泳(acoustophoresis)是使用声波分离材料。例如，颗粒和次级流体可以使用声学例如声学驻波从初级流体或主流体被分离。当存在密度和/或可压缩性的差异(另外被称为“声学对比度因子”(acoustic contrast factor))时，声驻波会对流体中的颗粒施加力。驻波中的压力分布包含驻波波节处的局部最小压力振幅和驻波波腹处的局部最大值的区域。根据它们的密度和可压缩性，颗粒可以被俘获在驻波的波节或波腹处。通常，驻波的频率越高，可被俘获的颗粒越小。

在微观尺度下，例如结构尺寸在微米量级，常规声泳系统往往使用半波长或四分之一波长声室，其在几兆赫的频率下的厚度通常小于一毫米，并且以非常低的流速(例如，μL/min)操作。这种系统并非可缩放的，因为它们受益于极低的雷诺数、层流操作和最小流体动力学优化。

在宏观尺度上，平面声驻波已经被用于分离过程中。然而，单个平面波倾向于捕获颗粒或次级流体，使得与初级流体的分离通过关闭或去除平面驻波来实现。平面驻波的去除会阻碍连续操作。而且，用于产生平面声驻波的功率量往往经由废能使初级流体加热，这对于正在处理的材料可能是不利的。用于产生声波的传统驱动器和控制器会被设计成具有相对低功率输出的静态阻抗负载。

许多工业应用产生被污染具有不良或有害流体物质如油的废水。这些操作包括石油钻探、采矿和天然气压裂。此外，从石油钻机到海水中的泼溅在水中产生难以分离的乳化油。使用诸如水力旋流器、吸收性介质、机械过滤和化学分散的方法从水中分离油在成本上是不允许的，并且可能对环境有害。

发明内容

本公开涉及用于声泳的系统、装置和/或方法，所述声泳优选地呈大尺度。所述装置使用一个或多个本文所述的互有区别的超声波换能器，或此类换能器的阵列。在一些示例中，以产生多维驻波的频率驱动换能器。声泳可采用声音的高强度驻波来对颗粒施加力。声驻波具有使其从时间方面看"保持"静止的压力分布。驻波中的压力分布从低压区域(波节)到高压区域(波腹)变化。声驻波可在声谐振器中产生。可以使用压电元件作为超声波换能器来实现声泳。压电元件代表声泳操作期间的可变阻抗负载。此外，可以以射频(RF)驱动压电元件，以产生在微米或更小范围内影响材料的期望声波。

所公开的用于这种换能器的驱动器在可变RF频率下产生相对高的功率，具有处理可变阻抗负载的灵活性。该驱动器包括DC-DC转换器和逆变器。转换器提供与输入成比例的可变输出。该逆变器在给定的DC输入下产生RF驱动信号。转换器和逆变器由提供适当功率水平和期望频率的控制器控制。从负载到控制器的反馈回路提供反馈信号，该反馈信号允许控制器将提供给驱动器用来获得期望输出的控制信号公式化。负载可以是超声波换能器中的压电元件，或者可以是与声室结合的超声波换能器，声室可以是谐振室或系统。

负载可由驱动器驱动以获得某些特性，例如在低的或最小的电抗点条件下操作。当负载被驱动时，负载的阻抗特性会改变。阻抗的变化可归因于许多因素，包括温度、流体特性(例如，密度、可压缩性、速度)、由换能器产生的声波中的颗粒或流体捕获、频率、谐振和可能影响负载的任何其它变量。可以基于来自负载的反馈数据来控制驱动器，以调整输出参数，比如频率、功率、电压、电流、相位或驱动器在控制器的控制下可产生的任何其它参数。

在一些实施例中公开了一种声泳装置，该声泳装置包括室，该室具有入口、出口、被耦合到室的超声波换能器，该超声波换能器包括被配置用来在该流室中产生多维驻波的压电材料。

在一些实施例中，反射器可以设置在室的与超声波换能器相反的一侧上。该室可以是用于容纳经过超声波换能器的流体流的流室。

装置可包括在装置的第一端周围间隔开的多个装置入口。该装置可包括与轮廓成形壁间隔开的纵向侧壁。

超声波换能器的压电材料可具有矩形形状。反射器可具有非平面表面。

在特定实施例中，装置的第一端具有圆形截面，且流室具有矩形截面。

由换能器产生的多维驻波可导致具有相同数量级的轴向力分量和侧向力分量的声辐射力。

在一些实施例中，换能器包括：壳体，所述壳体具有顶端、底端和内部容积；以及在所述壳体的底端处的压电元件，所述压电元件具有暴露的外表面并具有内表面，所述压电元件能够在被激励时振动。压电元件可以通过施加电信号来激励。

有时，壳体内不存在背衬层，并且在压电元件与壳体顶端处的顶板之间的内部体积中存在间隙。

在其它装置中，换能器包括接触压电元件的内表面的背衬层，背衬层由基本透声的材料制成。基本透声的材料可以是轻木、软木或发泡体/发泡物。基本透声的材料可具有高达1英寸的厚度。

流室可还包括用于观察流室内部的透明窗。

在特定实施例中，所述装置具有从所述至少一个装置入口到所述纵向侧壁的底部的长度L，并且所述长度L与第一直径的比率小于1。

本文还公开了用于从颗粒/主流体混合物中保留或俘获颗粒的声泳装置。颗粒可以是细胞。在一些实施例中，一种声泳装置包括：室；耦合至所述室的至少一个超声波换能器，所述至少一个超声波换能器包括压电材料，所述压电材料被配置成被激励以在所述室中生成多维声驻波；以及与所述至少一个超声波换能器相对地耦合到所述室的反射器；其中所述颗粒被连续地俘获在所述多维声驻波中、结块、聚集、成团或聚结，并且由于增强的重力作用而从所述主流体中沉降出来，并且离开所述流室；并且其中多维驻波引起具有相同数量级的轴向力分量和侧向力分量的声辐射力。

还公开了声泳系统。在特定实施例中，声泳系统包括：用于接收流体混合物的室，该流体混合物包括流体中的细胞或颗粒；超声波换能器，该超声波换能器被耦合到所述室，并被配置为被激励以在室中产生声波；以及驱动器，该驱动器电连接至超声波换能器，并被配置为向超声波换能器提供激励以在室中产生声波，该驱动器包括放大器。

在某些实施例中，至少一个超声波换能器可包括多个换能器，并且多个换能器中的每一个可以单独地电连接到其自身的放大器。

在声泳系统的某些实施例中，可以提供函数发生器，该函数发生器通过生成被发送到放大器的信号(例如，低电压正弦电压信号)来驱动放大器。功率电阻器和/或电容器可以电连接在放大器与至少一个超声波换能器之间。可以提供示波器，用于测量在功率电阻器之前的第一电压和在功率电阻器之后的第二电压。此外，颗粒分析器位于一个或多个流室出口的下游，用于给出颗粒特征。

本文还公开了用于从主流体连续分离颗粒的方法。在特定实施例中，此方法包括：使所述主流体与颗粒的混合物流过声泳装置，所述声泳装置包括：流室，所述流室包括一个或多个入口和出口；耦合到所述流室的至少一个超声波换能器；与所述至少一个超声波换能器相对地耦合到所述流室的反射器；以及放大器，所述放大器电连接到所述至少一个超声波换能器。该方法还包括驱动放大器以产生输出信号，该输出信号驱动至少一个超声波换能器以在流室中产生多维声驻波；测量放大器与预定第一阻抗之间的第一电压；测量所述第一阻抗与所述至少一个超声波换能器之间的第二电压；从所测量的第一电压与第二电压之间的输出信号测量电流；根据所测量的电流以及所测量的第一电压和第二电压来确定所述至少一个超声波换能器的阻抗。

在某些实施例中，颗粒被连续地俘获在多维声驻波中，然后结块、聚集、成团或聚结，并最终由于增强的重力作用而从主流体中沉降出来，并离开流室。在另外的实施例中，多维驻波导致具有相同数量级的轴向力分量和侧向力分量的声辐射力。

至少一个超声波换能器的阻抗可以与测量的电流成比例。至少一个超声波换能器的阻抗可以附加地与第一阻抗成比例。至少一个超声波换能器的阻抗可以与测量的第一和第二电压成反比。该方法可还包括确定至少一个超声波换能器的阻抗的相位角。在一些实施例中，第一阻抗可以跨被电连接在放大器与至少一个超声波换能器之间的功率电阻器而预先确定。在这样的实施例中，跨功率电阻器的预先确定的第一阻抗可以与第一电压成比例，并且可以与第二电压成反比。

该方法可还包括根据所测量的第二电压和至少一个超声波换能器的阻抗来确定由至少一个超声波换能器消耗的电功率。由至少一个超声波换能器消耗的电功率可以与测量的第二电压成比例。由至少一个超声波换能器消耗的电功率可以与至少一个超声波换能器的阻抗成反比。

放大器可以由函数发生器驱动，该函数发生器生成被发送到放大器的信号(例如，低电压正弦电压信号)。第一电压和第二电压可以由示波器测量。位于声泳装置下游的颗粒分析器可以用于给出颗粒特征。

本文讨论了用于声泳的系统和方法，其用于产生优化的颗粒簇以提升重力分离与收集效率。还讨论了使用改进的流体动力学的、改进的连续声泳装置，以及用于期望性能的装置的控制。

可以基于功率设定点来实现对声换能器的控制。例如，用户可以为传送到换能器的功率设置期望的功率水平。可以基于到声换能器的调制输入功率来调制使用声换能器的声泳在声室中的性能。在一些实例下，功率设定点预期用于操作，而其它参数比如例如频率被修改。功率设定点决定RF供电装置或RF功率放大器的功率输出。功率控制被提供来维持功率设定点，而与声泳装置的操作相关联的其它参数发生变化。功率控制感测提供给声换能器的信号，比如例如电压和电流。这些反馈信号用于确定针对传送到换能器的功率的频率和相位角。在一些示例中，降压转换器被用作DC供电装置。降压转换器具有响应带宽，该响应带宽可以影响RF功率控制的响应性。例如，如果降压转换器带宽相对窄，则对于声泳装置的期望操作性能环境，针对RF功率控制的系统响应可能相对慢。

可以通过声泳装置处理多种不同的材料，每种材料可以在声换能器和声室上提供不同的负载特性。因此，RF供电装置可能承受宽范围的负载，这会对降低及RF供电装置供给提出难以满足的要求。例如，经受某些类型的正被处理的材料的声换能器和/或声室的重负载可能导致供电装置部件过载和/或过热，或者可能导致达到或超过跳闸点阈值。重负载或跳闸点阈值交叉可能在功率控制中导致有待识别的故障，导致供电装置停机。此外，对RF供电装置的功率需求可能随着其它操作参数比如温度、频率或负载特性包括电抗的变化而显著改变。基于期望功率电平设定水平的功率控制该点因此可以暗含其它操作设定点比如频率，以管理电源和声泳装置的操作，从而处理一系列的负载。

在一些实施方式中，RF线性放大器用于向换能器提供RF功率。线性放大器可以通过如下操作：接收输入AC信号，该输入AC信号可以是AC或DC；以及根据线性放大器的操作特性放大所述输入信号。线性放大器常规设计成具有线性响应，使得在线性放大器的操作参数或规格内，不论输入信号的幅度为何，任何输入信号都以相同的增益被放大。潜在地在非理想条件倾向于对响应施加非线性的区域中，这种线性操作可以通过使用有助于线性化线性放大器的响应的技术来实现。然而，以功率调节为代价获得线性操作，通常产生显著的热损失以及招致低效操作。因此，即使当输入信号的幅度相对较小和/或当增益相对较小时，线性放大器也趋向于消耗大量的功率。当对线性放大器提出响应于改变的系统条件(例如频率或负载)进行供电的要求时，在响应性和避免过载方面存在挑战。

此外，线性放大器被设计用于标称应用，例如，其中规定了50ohm负载。因此，施加到线性放大器的负载旨在主要由实阻抗或电阻构成，并且容许相对少量的电抗性阻抗。在向由压电材料构成的声换能器提供功率的情况下，供电装置遇到高电抗性负载，这限制了作为RF功率供电装置的源的RF线性放大器的有用性。

本文讨论的是RF声学驱动器供电装置以及用于向由压电材料比如PZT-8构成的声换能器供电的方法。压电材料可以形成为多晶体，在此也称为晶体。驱动器供电装置提供具有相对宽的操作带宽的RF功率，以允许响应操作具有相对高的效率并具有适应宽范围的负载的能力。该驱动器包含供电装置，为DC-DC转换器，该转换器将诸如降压、降压-升压或升压功率转换器的功率转换器与向PZT提供RF AC的RF变频器组合。

该系统可由函数发生器和放大器驱动。系统性能可由计算机监视和控制。激励频率可在从约几百千赫到数兆赫的范围内。

在流体介质中产生声驻波可以借助振荡器或函数发生器和放大器来实现，所述放大器可以是线性放大器。函数发生器或振荡线性放大器提供到压电器件的电子输入，使得压电器件以由连接到放大器的输入的函数发生器或振荡器设置的频率振动。放大器还产生、提供一定量的功率，该功率被提供给压电材料，该功率可以确定由函数发生器或振荡器的频率设置的声波的强度。为放大器和函数发生器或振荡器提供实现控制方案的控制器，以控制所产生和施加的功率。

利用函数发生器生成被赋予声谐振器系统的初始波型，该声谐振器系统包括至少一个例如由压电材料构成的声换能器。该系统可以包括耦合到声室的另一换能器和/或一个或多个反射器。来自函数发生器的信号针对各种参数(比如例如振幅)而被控制。例如，来自函数发生器的信号被放大以增加被施加到换能器的功率量。被施加到换能器的功率至少部分地决定声驻波的功率。因此，对施加到换能器的功率的控制可以控制声驻波的功率。来自函数发生器的信号的参数比如频率、振幅和相位可以用控制器来控制。来自函数发生器的信号的放大也可以由控制器控制，该控制器可以与函数发生器控制器相同或不同。

可修改对声换能器的压电材料的波形振荡器输入的特性，以允许压电材料的各式振动模态。例如，纯正弦波可以引起压电材料的非常简洁的振动，而具有谐波含量的信号可以引起压电材料的寄生振动。对压电材料的输入可以影响所产生的热或输入到其中形成有声驻波的流体中的热。该输入可以在与压电材料耦合的流体中产生更复杂的运动。

另外，用电流源而不是电压源来驱动压电材料可以允许在压电材料中支持和维持期望的振动模态方面的更大的机电自由度。可以提供驱动和控制方案，以生成低谐波信号到压电材料中。对在流体介质中产生声驻波的声换能器的控制可以利用反馈回路和计算处理器。电感器-电容器-电感器(LCL)或LC电路配置可以用于生成低谐波函数波(比如正弦波)到压电材料中。低谐波正弦波允许压电材料的较少寄生振动。这种正弦波还可以允许压电材料在其振动时产生较少的热。

LCL配置可以作为滤波器作用于来自放大器的信号，以降低放大器输出的响应的谐波含量速度。因此，LCL可以至少部分地充当针对放大器输出的低通滤波器。在一些示例中，LCL可以促使放大器输出被滤波成纯正弦波形式。结果，压电材料的扰动不会产生材料的额外寄生振动。LCL结构的输出L向压电材料提供电流源驱动。LCL输入及因此电流源被控制以改进压电材料在生成声波方面的性能。

可以驱动声换能器以在耦合介质中产生多维声驻波，其中，该波在与波的传播方向横切的方向上具有至少非零的声力。多维声驻波产生过程利用了松散悬浮的压电板的高阶振动模态。

压电材料基于施加到其上的电信号(比如电压或电流信号)或基于穿透该材料的对应电场而改变形状。来自外部电荷的电场影响材料中的束缚电荷的场，并从而影响材料的形状。电信号可以来自电压源。在这种情况下，材料变形量与所施加的电压有关。例如，变形可以是"电压钳位"或"电压阻尼"。感应的电荷量与所施加的电压以及材料的特性有关。该关系可以数学地表示为Q＝C*V，其中Q是电荷，C是材料电容，并且V是所施加的信号的电压。电极可以附着到压电材料，从而为所施加的电荷信号提供导管。在这种情况下，所得的电压以及对应的电场是外部施加的电荷的函数。使用上述等式，电压可以表达为V＝Q/C。所得到的电压可以相对于压电器件的操作是"无约束的"。压电器件的"C"归因于其物理几何形状和材料特性。由于材料随透过它的电场而改变形状，因此器件的"C"随透过它的电场而变化。对于给定的Q，并且用作为电荷的时变源的电流源驱动材料，C作为电场的函数而变化，这使跨器件的电压变化以"适应"变化的C。在电压驱动系统中，电场可以决定电荷量，电荷量可决定变形的程度以及对应的C的变化量。为了促进压电材料中的多模表现，压电材料可以被配置成"自由浮动"，并且在一些示例中，被制作成在机械方面和电方面两者上尽可能自由浮动。

LCL电路可以被实现为阻抗匹配网络，该阻抗匹配网络可以根据被匹配的阻抗的值来放大电流或电压。一种操作实现技术是放大电压。在这种情况下，借助使用低损耗电感器(L)和电容器(C)，可以以很小的功率损耗通过LCL传输功率。

由于电路中所用元件的布置结构，谐波频率被降低或消除，并且与是否存在电压放大无关。该电路布置结构可以被实现为低通滤波器。低通滤波器允许低于某一频率(称为转折频率)的信号通过该滤波器，同时阻止频率高于转折频率的信号。当方波的谐波处于滤波器的转折频率以上的频率时，输入到这种网络中的方波产生正弦波输出。

电压放大可以在某些频率发生或不发生。如果LCL的输入阻抗小于LCL所连接至的阻抗，则在特定频率范围内可以进行放大。如果施加电压增益，则由于进入网络中的电压与电流相乘(V*I)的乘积产品必须等于离开该网络的V*I乘积，因此只要在网络本身内存在可忽略的损耗，就将会有对应的电流损耗。当系统在压电材料的反谐振频率下操作时存在电压放大，这产生大阻抗，并且LCL被设计成在其输入处呈现这些阻抗的倒数。例如，假设压电材料或晶体在特定频率下的电阻是100欧姆并且吸收25瓦。晶体处的电压为50伏，对应的电流为0.5安培(V*I＝25)。如果LCL在其输入端处将100欧姆转换成9欧姆，则驱动电压是15伏，具有等于25瓦的1.67安培的对应电流。因此，对于特定的驱动器功率，进入LCL的电压可以是低的并且电流可以是高的，而LCL的输出处的电流可以是低的并且电压输出可以是高的，其中输入和输出V*I乘积相等，假设可忽略的损耗。

对多维声驻波和声谐振器或换能器的控制是声泳过程的重要部分。例如，当利用多维声驻波来俘获来自生物反应器过程的生物细胞和细胞碎片时，谐振器的电抗发生变化。通过感测RF传输线到压电元件的电压和电流，谐振器可以被适当地调谐以优化声泳过程。可以从压电元件上的电压和电流信号中提取电抗和功率。例如，电压和电流信号可以被提供给数字信号处理器(DSP)，数字信号处理器可以被用于计算RF电抗和功率。针对压电元件的测量的以及计算的操作参数可以用于为调谐过程提供反馈。作为示例，该调谐过程可以包括调节放大器的增益以实现被提供给压电元件的期望功率和/或调节驱动信号的频率以实现谐振器的期望电抗。

多维声驻波是借助由函数发生器或振荡器产生并由放大器调整的电信号通过压电材料的多模摄动来产生。在美国专利9,228,183中描述了压电材料的多模摄动和多维声驻波的产生，该专利通过引用被并入本文中。

提供RF功率驱动器或转换器以驱动声换能器。在一些实施方式中，所述驱动器功率转换器由耦合到DC-AC逆变器的DC-DC转换器构成。在转换器与逆变器之间设置滤波器。逆变器的输出可以被提供给LCL匹配滤波器。RF驱动器功率转换器与上述线性放大器相比具有许多优点，包括更有效的操作、更好的响应性以及驱动高电抗负载的能力。

DC-DC转换器可以是例如降压、降压-升压或升压转换器，然而也可以使用任何类型的DC-DC转换器。与上述函数发生器或振荡器结合使用的放大器可以被实现为转换器，可被实现为某一(器件)和滤波器。滤波器可以实现为RLC滤波器，该RLC滤波器的带宽允许滤波器输出(比如输出电压)响应于换能器和/或声腔的动态变化。

上述函数发生器或振荡器可以被实现为DC-AC逆变器。逆变器接收DC输入并提供RF频率输出。逆变器输出可以被施加到LCL或LC匹配滤波器，LCL或LC匹配滤波器平滑逆变器的输出并且为逆变器的输出提供阻抗匹配以允许高效的电功率传输。

设置控制装置，控制装置可以是数字控制装置或模拟控制装置，控制装置可以接收从声换能器或其它系统部件反馈回的输入，并向RF驱动器功率转换器的不同部件提供控制信号。控制装置可以提供控制信号以改变转换器的DC输出，和/或修改和控制用于声换能器的驱动信号的功率的振幅。由控制装置提供的控制信号可以改变逆变器的操作，以调整和控制驱动信号的频率。带有该控制装置的RF驱动器功率转换器允许将声换能器作为高电抗性负载控制和调制，同时保持期望的换能器及声室性能。

控制技术提供了用于在有或没有负载的情况下定位声换能器-腔组合的期望操作点的系统及方法，所述负载可以是高电抗的。来自声换能器的反馈可以用于定位换能器操作的谐振和反谐振频率。根据一些实施方式，针对作为操作点的最小电抗，检测小于换能器反谐振的操作频率。一些实施方式将频率定位在反谐振频率之上，针对作为操作点的最大电抗检测该频率。根据这些实施方式，对于利用声换能器借由换能器所耦合到的声室或声腔中的流体来生成声驻波的声泳，可获得期望水平的效率。依照本文所讨论的控制技术被确定的操作点可以是频率设定点，所述频率设定电可被动态维持。例如，期望的操作点可随着声室的操作特性而改变，所述特性比如材料分离的程度、温度、传送到换能器的功率以及可以影响或调整期望的操作点的其它现象。

这些及其它非限制性特征将在下面更具体地描述。

附图说明

专利或申请文件包含至少一幅彩色绘制的图。具有彩图的该专利或专利申请公开的副本将由管理局应请求以及必要费用的支付而提供。

以下是附图的简要描述，附图出于说明在此公开的实施例的目的而被呈现，而不是出于限制本发明的目的。

图1是本公开的装置的示例性实施例的前顶部视角立体图。

图2是图1的装置的前底部视角立体图。

图3是图1的装置的右侧视图。

图4是图1的装置的正视图。

图5是图1的装置的后视图。

图6是图1的装置的左侧视图。

图7是图1的装置的俯视图。

图8是图1的装置的仰视图。

图9是图1的装置的右侧剖视图。

图10是超声波换能器的截面简图。

图11A是具有自由压电元件的声换能器的截面侧视图；

图11B是具有阻尼压电元件的声换能器的截面图；

图12是适于用在本公开的装置中的方形换能器与圆形换能器的照片。

图13A是曲线图，图示出对流体中的颗粒施加的力；

图13是以不同频率驱动方形换能器时电阻抗振幅对比频率的曲线图。

图14图示针对图13中的七个峰值振幅的俘获线配置。

图14A是声室的等距视图；

图14B是图14A中的声室的左侧立面图；

图14C是图14A中的声室的前立面图；

图15A图示针对一组换能器的可行的阵列配置。

图15B图示针对一组换能器的另一种可行的阵列配置。

图16A是阻抗测量电路的广义示意图。

图16B是用于校准功率电阻器的电路的示意图。

图16C是用于测量换能器阻抗的电路的示意图。

图16D是用于控制声泳装置的电子系统的示意图。

图17是声泳分离器的计算机模型，被模型经模拟而生成图18-29。

图18示出具有产生单个驻波的压电元件的声泳分离器中的颗粒上的轴向力的模拟结果。

图19示出具有产生单个驻波的压电元件的声泳分离器中的颗粒上的侧向力的模拟结果。

图20示出在多模激励下具有压电元件的声泳分离器中的颗粒上的轴向力的模拟结果。

图21示出在多模激励下声泳分离器压电元件中的颗粒上的侧向力的模拟结果。

图22示出以1MHz频率驱动的圆形晶体的振型计算的三维计算机生成模型。

图23示出在1.9964MHz下的侧向(水平)声辐射强度。

图24示出对于1.9964MHz谐振频率的轴向(竖直)分量。

图25示出在1.9964MHz下的声压振幅。

图26示出在2.0106MHz谐振频率下的侧向力分量。

图27示出在2.0106MHz谐振频率的轴向声辐射力分量。

图28示出了在2.025MHz谐振频率下的侧向力分量。

图29示出在2.025MHz谐振频率下的轴向声辐射力分量。

图30是照片，示出了油/水分离实验的结果。

图31是曲线图，图示出主模态的换能器频率响应与频率；

图32是LCL网络的电路和框图；

图33是曲线图，图示出对于负载电流的频率响应；

图34是曲线图，图示出对于RMS电流的频率响应；

图35是曲线图，图示出对于输出功率的频率响应；

图36是曲线图，图示出对于输出功率的频率响应；

图37是曲线图，图示出对于输出电流的频率响应；

图38是曲线图，图示出对于预计输出功率的频率响应；

图39是电路图，示出具有LCL网络的RF供电装置；

图40是电路图和曲线图，图示出对于峰值负载电流的频率响应；

图41是电路图和曲线图，图示出对于峰值负载电流的频率响应；

图42是曲线图，图示出有LCL网络情况下和没有LCL网络情况下的频率响应；

图43是具有LCL网络的RF供电装置的电路图；

图44是与图43的RF驱动器供电装置一起使用的低通滤波器的电路图；

图45是流程图，图示出用于控制声换能器的方法；

图46是流程图，图示出用于实现优化的低通滤波器的方法；

图47是曲线图，图示出对于声换能器的频率响应；

图48是曲线图，图示出对于声换能器的频率响应；

图49是框图，图示出用于声换能器的控制技术；

图50是框图，图示出用于声换能器的控制技术；

图51是框图，图示出用于获得声换能器的控制参数的计算技术；

图52是框图，图示出电压或电流信号的解调；

图53是流程图，图示出用于声换能器的控制技术；

图54是流程图，图示出用于与声换能器一起使用的控制技术的部件；

图55是曲线图，图示出对于LC网络的频率响应；

图56是曲线图，图示出了针对声换能器的功率、电抗、电阻以及峰值性能；

图57是曲线图，图示出对照频率的电阻曲线；

图58是曲线图，图示出电抗对比频率，其中标示了多个不同模态；

图59、图60、图61和图62是曲线图，图示出对于给定声泳示例的浊度和电抗；

图63是曲线图，图示出压电位移；

图64是曲线图，图示出功率和阻抗振幅；

图65是曲线图，图示出绝对阻抗振幅；

图66是曲线图，图示出阻抗相位；

图67是曲线图，图示出经功率归一化后的位移；

图68是曲线图，图示出经功率归一化后的平均压力；

图69示出两幅曲线图，图示出轴向辐射力和侧向辐射力；

图70示出五幅曲线图，图示出针对不同模态的位移；

图71、72是曲线图，图示出压电材料的尺寸与模态数量之间的关系；

图73是曲线图，图示出与时间相对照的平面波的浊度、电阻、电抗和实际功率；

图74是曲线图，图示出与时间相对照的在最小电抗点处针对多模操作的浊度、电阻、电抗和实际功率；

图75是曲线图，图示出与频率相对照的电阻、电抗和实际功率；

图76是曲线图，图示出与时间相对照的在零或正的最小电抗点处针对多模操作的浊度、电阻、电抗和实际功率；

图77、图78、图79和图80是流程图，图示出硬件和软件配置；

图81示出曲线图，图示出扫频响应；

图82是曲线图，图示出操作的区域；

图83是曲线图和文本，图示出控制技术；

图84是文本，图示出示例控制技术；以及

图85、图86、图87和图88是曲线图，图示出与频率相对照的各种参数。

具体实施方式

通过参考以下对所需实施方案的详细描述和其中包括的实施例，可以更容易地理解本公开。在以下说明书和所附权利要求书中，将参考许多术语，其将被定义为具有以下含义。

单数形式"一"、"一个"和"该"包括复数对象，除非上下文另外明确指出。

如说明书和权利要求书中所用，术语"包括"可包含"由组成"和"基本上由组成"的实施方案"

数值应当理解为包括当减少到相同数量的有效数字时相同的数值和与所述值的差异小于本申请中所述类型的常规测量技术确定该值的实验误差的数值。

本文公开的所有范围包括所述端点并且可独立地组合(例如，"2克至10克"的范围包括端点2克和10克，以及所有中间值)。

如本文所用，可应用近似语言来修饰任何定量表示，所述定量表示可变化而不导致其相关的基本功能的变化。因此，由一个或多个术语例如"约"和"基本上"修饰的值可以不限于所指定的精确值。修饰语"约"也应被认为公开了由两个端点的绝对值所限定的范围。例如，表述"约2至约4"也公开了范围"2至4"。

应当注意，这里使用的许多术语是相对术语。例如，术语"上"和"下"在位置上彼此相对，即，在给定的取向上，上部件位于比下部件更高的高度处，但是如果设备被翻转，则这些术语可以改变。术语"入口"和"出口"是相对于给定结构流过它们的流体，例如流体通过入口流入结构中并且通过出口流出结构。术语"上游"和"下游"是相对于流体流过各种部件的方向，即，流体在流过下游部件之前流过上游部件。应当注意，在回路中，第一部件可以被描述为在第二部件的上游和下游。

术语"水平"和"垂直"用于指示相对于绝对基准/绝对参考(即，地面)的方向。然而，这些术语不应被解释为要求结构彼此绝对平行或绝对垂直。例如，第一垂直结构和第二垂直结构不必彼此平行。术语"顶部"和"底部"或"基底"用于指相对于绝对基准、即地球表面，顶部总是高于底部/基底的表面。术语"向上"和"向下"也是相对于绝对基准；向上流动总是与地球的重力相反。

本申请涉及"相同的数量级"。如果较大数除以较小数的商是至少一且小于10的值，则两个数具有相同的数量级。

采用超声驻波技术的示例性大体积流速/大体积流率声泳相分离器可构造成提供具有很少或没有消耗品、很少或没有产生的废物和/或低的能量使用或成本的益处。该技术在去除尺寸变化很大的颗粒方面是有效的，包括分离微米和亚微米尺寸的颗粒。利用声泳的声滤波器/收集器的示例可以在共同拥有的美国专利申请No.12/947,757、No.13/085,299、No.13/216,049、和No.13/216,035中发现，它们每个全文结合在此引作参考。通常，本文讨论的声泳系统简单地使用超声驻波来捕获(即保持静止)悬浮在主流体流中的第二相颗粒、气体或液体。当混合物流过声泳系统时，第二相可以从主流体中连续分离出来。

当颗粒相对于波长较小时，声辐射力与颗粒体积(例如半径的立方)成比例。它与频率和声学对比度因子成比例。它还与声能(例如声压振幅的平方)依比例决定。对于谐波激励，力的正弦空间变化是将颗粒驱动到驻波内的稳定位置的因素。当施加在颗粒上的声辐射力强于流体阻力和浮力/重力的组合效果时，颗粒被捕获在声驻波场中。声力作用在被捕获的颗粒上导致颗粒和液滴的聚集、凝聚和/或聚结。比主流体密度大的颗粒通过增强的重力沉降而分离，而比主流体密度小的颗粒通过增强的浮力而分离。

高效和经济的颗粒分离方法在多种能量产生领域例如生产水、水力压裂，和生物燃料、例如收获和脱水中是有用的。声泳技术可用于靶向水中细菌孢子的加速捕获、油回收和来源于微藻的生物油的脱水。当前在油回收领域中使用的技术在小油滴，即小于20微米的油滴的回收中表现不好。然而，本文所述的声泳系统增强了小油滴的捕获和聚结，从而改变了粒度分布，导致总体上增加的油捕获。需要在15-20加仑每分钟(GPM)/平方英尺(横截面积)等级的实用的、有用的大流率/流速。另一个目标是增加对具有小于20微米的直径的油滴的捕获。许多关于声泳的现有工作在研究设定的MEMS应用中仅发生在微米尺度处。工业方法具有高流率/流速和连续操作。

声泳分离还可用于辅助诸如先进生物精炼技术的应用，以将低成本容易获得的非食品生物质(例如城市固体废物和污水污泥)转化成多种化学品和仲醇/二级醇，然后可将它们进一步精炼成可再生汽油、飞机燃料或柴油。水处理技术用于使发酵液脱水并分离有价值的有机盐以进一步加工成燃料。目前通过昂贵且低效的超滤方法进行脱水过程，该超滤方法遭受频繁的膜结垢、相对低的浓缩因子和高的资本和操作费用。声泳分离可以过滤出具有跨越三个数量级以上、即600微米至0.3微米的引入粒度分布的颗粒，从而允许以较低的资金和操作费用改进分离的液体培养基(broth)的浓度。

声泳分离也可用于微藻的收获、油回收和脱水以转化为生物油。目前用于微藻的收获、油回收和脱水技术存在着高操作和资本费用的问题。目前最佳的估计是将来源于微藻的一桶生物油的价格设置为每桶至少$200.00。微藻生物燃料领域需要改进该过程的收获、油回收和脱水步骤的技术。声泳分离是一种成功的技术。

一些其它应用是废水处理、灰水回收和水生产领域。其它应用是在生物制药、生命科学和医学应用例如从红细胞分离脂质的领域中。这在涉及抽吸流出的纵隔血的心肺旁路手术期间是至关重要的。当血液被再输到身体时，脂质被无意地引入血流。脂质微栓可以移动到大脑并引起各种神经认知障碍。已经进行了努力以去除脂质和清洁再输血的血液，然而，现有的方法相对低效和/或对红细胞有害。

具体实施方案关注于亚20微米油滴的捕获和生长。至少80％体积的亚20微米液滴被捕获，然后生长为大于20微米的液滴。该过程包括在声驻波中捕获油滴、聚结许多小的捕获的液滴、以及当声捕获力变得小于浮力时最终释放较大的液滴。

期望地，超声波换能器在流体中产生三维驻波，该三维驻波在悬浮颗粒/次级流体上施加横向力以伴随轴向力，从而增加声泳系统的颗粒捕获能力。文献中公开的典型结果表明，横向力比轴向力小两个数量级。相反，本申请中公开的技术提供了与轴向力具有相同数量级的横向力。

本发明涉及由一个或多个超声波换能器产生的声驻波的使用，以在宏观上从处理过的水中分离油。油可以用水部分乳化。通过在驻波中的压力波节和反压波节处捕获油颗粒来发生分离。当油被捕获在这些节点处时，它聚集，并且由于浮力，将移动到捕获的浓缩油的区域。浮力分离是通过流体动力学实现的，主流体流沿向下的方向流动，并且由于浮力，被捕集、聚集和聚结的油颗粒向上漂浮到捕集器中。

由于油颗粒的声学对比度因子与流体流的差异，油颗粒在声学驻波的反压节点处与流体流分离。用于确定流体中的油的声学对比度因子的公式是已知的，并且与流体的密度、流体中的油的密度、流体的可压缩性和流体中的油的可压缩性有关。油和乳化油通常都具有负的对比度因子(φ)。

在本公开中，通过使超声波换能器以与"活塞"方式相反的"鼓面(drumhead)"方式动作来产生3-D声学驻波。超声波换能器中的压电元件的"鼓面"操作使得在3-D空间中产生多个驻波。这与超声波换能器中的压电元件以"活塞"方式n作用的作用相反，在后者中产生单个驻波。通过使用3-D多驻波，可以实现油微粒的宏观尺度捕获。这允许处理大量的处理水并从水中分离出油，

超声波换能器中的压电元件可以直接与流体流交界，或者可以在压电元件的与流体流交界的表面上具有保护层或匹配层。保护层可以是涂层，例如聚氨酯或环氧树脂。保护层也可以镀到压电元件的与流体流交界的表面上。镀层可通过电解镀或无电解镀而添加到压电元件的表面上。电镀材料可以是镍、铬、铜、铟或这些材料的层的组合。而且，辅助材料或匹配层可以粘附到压电元件的表面上，使得匹配层现在与流体流交界。匹配层可以是诸如不锈钢的材料，其通过使用两部分环氧树脂系统而粘附到压电元件上。

图1至图9示出了本公开的声泳装置的各种视图。通常，声泳装置利用超声波换能器将流体流中的悬浮的油颗粒/液滴分离成被捕获在声泳装置的驻波中的有序、聚结和聚集的颗粒。流体流的流是从上端向下(即，在重力作用下)。流体流可以通过围绕用于聚集和分离的油的中央捕获装置的许多入口中的一个进入装置。流体流通过入口从泵流入声泳分离装置。凝聚且聚结的油得到浮力上升进入中央油捕获装置。这里示出的装置处于流动方向向下的取向，其用于从主流体分离低密度颗粒。然而，该装置可以大致上下颠倒过来，以便允许分离比主流体更重的颗粒。代替向上方向的浮力，由于重力引起的团聚颗粒的重量向下拉动颗粒。

初始流体流由主流体(例如水)和悬浮相(例如油滴/物品)构成。流体流通过一个或多个装置入口206进入装置200，进入装置的第一端202处的环形内腔(annular plenum)220。第一端202包括外侧壁222和内纵向侧壁224。端壁212也是可见的，纵向侧壁从该端壁延伸。如本文所用，术语"环形"仅指定外侧壁和内纵向侧壁之间的区域或体积，并且不应被解释为要求装置的第一端部具有圆形横截面。然而，在预期的实施方案中，装置的第一端具有圆形横截面。环形内腔具有内径225和外径227。这种结构引导流体流在中心线方向上向下流动，即，具有很少或没有径向或周向运动分量。这有助于在随后的下游产生层流/活塞流(平推流)。这里示出了一个装置入口206，其中以虚线示出了围绕第一端间隔开的三个其它入口。可以设想，可以根据需要设置任何数量的入口。在特定实施例中，使用四个入口。入口径向定向。

廓型的喷嘴壁230减小了流路径的外径，这在壁附近产生了更高的速度并减少了湍流，从而在流体速度分布发展和流体通过连接管道并进入流/分离室时产生了接近活塞流。该廓型的壁还向悬浮颗粒增加径向运动分量，使颗粒移动至更靠近装置的中心线，并与上升的、漂浮的团聚颗粒产生更多碰撞。这种径向运动将允许在到达分离室之前从连接管道中的流体中最佳地擦洗颗粒。术语擦洗用于描述颗粒/液滴附聚、聚集、结块或聚结的过程，当较大的颗粒/液滴在与流体流动相反的方向上行进并且与较小的颗粒碰撞时发生所述附聚、聚集、结块或聚结，从而有效地将较小的颗粒从悬浮液中擦洗出来。该廓型的喷嘴壁以在第一装置出口的进入处产生大规模涡流的方式引导流体，也增强了颗粒收集。大体上，装置的流面积被设计成从装置入口到分离室连续减小，以确保低湍流和涡流形成，用于更好的颗粒分离、凝聚和收集。换句话说，廓型的壁230具有宽端232和窄端234。该装置的第一端/喷嘴壁的宽端具有第一直径235，喷嘴壁的窄端具有第二直径237。第二直径小于第一直径。连接管道240在喷嘴壁的下游并且连接到流动室250的入口256。

流/分离室250在连接管道240的下游，并且具有在第一端252处的入口256和在与第一端相反的第二端254处的出口258。至少一个超声波换能器270位于壁260上，反射器272位于与换能器相对的壁262上。根据需要，可以使用多个换能器。在使用中，在换能器270和反射器272之间产生驻波。这些驻波可以用于使颗粒聚结，并且这种定向用于使有浮力的颗粒(例如油)聚结。然后，包含残余颗粒的流体通过流室出口258和通过位于与装置的第一端202相反的装置的第二端204处的冷凝装置出口210离开。这里还示出了流室的侧壁264上的透明窗274。可以设想，在特定实施例中，流室具有矩形横截面。流室入口和出口具有圆形横截面，用于与装置的其它部件交界。

当漂浮颗粒聚集时，它们最终克服了流体流阻力和声辐射力的组合效应，并且它们的浮力足以使漂浮颗粒向上升起。在这点上，第一装置出口或收集导管208位于装置202的第一端，并且由纵向侧壁224环绕，或者换句话说，由纵向侧壁224与装置入口206分开，或者换句话说，第一装置出口是端壁212中的孔。凝聚的漂浮微粒通过第一装置出口208离开装置。第一装置出口和第二装置出口位于装置的相反端上。

应当注意，在分离室250中形成的漂浮颗粒随后通过连接管道240。这使得来自装置入口206的进入流体流的流因由廓型的壁230所赋予的径向向内运动而流经聚集的颗粒。这允许上升的颗粒也捕获进入的流中的较小颗粒，从而增加擦洗效率。连接管道的长度和廓型的喷嘴壁因而提高了擦洗效果。对于具有0.1微米至10微米的尺寸的颗粒，发现了特别高的有效性，其中对于常规方法效率非常低。如这里所述，从装置入口206到纵向侧壁224的底部的距离标记为长度(L)。第一直径标记为D1(参考标号235)。这里的长径比(即L/D1)小于1。

因此，该设计导致流室出口处的低流湍流、流室之前(即，上游)的擦洗长度，以在声学分离之前增强颗粒凝聚和/或聚结，以及收集涡流的使用，以帮助在流室上游去除颗粒。

超声波换能器被布置成覆盖流体流流路径的整个横截面。在某些实施例中，流室具有6英寸×6英寸的方形横截面，其以高达每分钟3加仑(GPM)的流速或者8mm/sec的线速度操作。该换能器可以是具有1英寸直径和标称2MHz谐振频率的PZT-8(锆钛酸铅)换能器。每个换能器针对以3GPM流速捕获的液滴消耗大约28W的功率。这转化为0.25kW hr/m3的能量成本。这表明该技术的能量成本非常低。理想地，当存在多个换能器时，每个换能器由其自己的放大器供电和控制。该装置通过较小油滴聚集成较大油滴来改变主流体中的粒度分布。

图10是传统超声波换能器的横截面图。该换能器具有在底端的耐磨板/保护层50、环氧树脂层52、压电材料54(由例如PZT制成)、环氧树脂层56和背衬层58。环氧树脂层56将背衬层58附着到晶体54上。整个组件被包含在壳体60中，该壳体可以由例如铝制成。连接器62提供为线材提供连接，以便穿过壳体并连接到附连到压电材料54的引线(未示出)。大体上，背衬层被设计成增加阻尼并且产生在宽频率范围内具有均匀位移的宽带换能器，并且被设计成在特定振动本征模式抑制激励。耐磨板通常被设计成阻抗变换器，以更好地匹配换能器辐射到其中的介质的特性阻抗，并且面对产生波的方向。压电材料可以是例如陶瓷晶体。

图11是本发明的超声波换能器81的截面图，其可以与图1至9的声泳装置一起使用。换能器81具有铝制壳体82。PZT晶体86限定换能器的底端，并且从壳体的外部暴露。晶体在其周边由外壳支撑，具有位于晶体和外壳之间的小的弹性层，例如硅树脂或类似材料。

螺钉(未示出)通过螺纹88将壳体的铝顶盖板82a附接到壳体的本体82b。顶板包括连接器84，以将功率传递到PZT晶体86。PZT晶体86的底面和顶面各自包含电极，卷绕电极接头片90连接到底电极并与顶电极隔离。通过电极将电力提供给PZT晶体86，其中环绕翼片90是接地连接点。注意，晶体86没有如图5中所示的背衬层或环氧树脂层。换句话说，在换能器中于铝顶板82和晶体86之间存在气隙87。在一些实施例中可以提供最小的背衬。

换能器设计可以影响系统的性能。典型的换能器是分层结构，其中陶瓷晶体结合到背衬层和耐磨板。因为换能器被加载了由驻波呈现的高机械阻抗，所以用于耐磨板的传统设计准(例如，用于驻波应用的半波长厚度或用于辐射应用的四分之一波长厚度)、以及制造方法可能是不合适的。相反，在本发明的一个实施例中，换能器没有耐磨板或背衬，允许晶体以其具有高Q因子的本征模之一振动。振动的陶瓷晶体/盘直接暴露于流经流室的流体。

去除背衬(例如，使晶体空气背衬)还允许陶瓷晶体/压电材料以具有很小阻尼的振动高阶模式(例如，高阶模态位移)振动。在具有带背衬的晶体的换能器中，晶体以更均匀的位移振动，就像活塞一样。移除背衬允许晶体以非均匀位移模式振动。晶体的振型越高阶，则晶体具有的节点线越多。晶体的高阶模态位移产生更多的捕获线，尽管捕获线与节点的相关性不一定是一对一的，并且以较高频率驱动晶体将不一定产生更多的捕获线。在本公开中，驱动换能器，使得压电元件以通式(m，n)的高阶模振动，其中m和n独立地为1或更大。实际上，本公开的换能器将以比(1，2)更高的阶振动。

在一些实施例中，晶体可以具有对晶体的Q因子影响最小(例如，小于5％)的背衬。背衬可以由基本上透声的材料制成，例如轻木、泡沫或软木，其允许晶体以高阶模态振型振动并且保持高Q因子，同时仍然为晶体提供一些机械支撑。在另一实施例中，背衬可以是以特定高阶振动模式跟随振动晶体的节点的网格工件，从而在节点位置处提供支撑，同时允许晶体的其余部分自由振动。晶格结构或透声材料的目的是提供支撑，而不降低晶体的Q因子或干扰特定振型的激发。

通过避免环氧树脂层和耐磨板的阻尼和能量吸收效应，将晶体放置成与流体直接接触也有助于高Q因数。其它实施方式可具有耐磨板或磨损表面/保护层，以防止含铅的PZT接触基质流体/主流体。这在例如生物学应用如分离血液中可能是期望的。这些应用可以使用耐磨层，例如铬、电解镍或无电镀镍。化学气相沉积也可用于施加聚(对二甲苯)(例如聚对二甲苯)或其它聚合物层。有机和生物相容涂层如硅酮或聚氨酯也被考虑用作耐磨表面。

图12示出了可在本公开的装置中使用的两个不同的超声波换能器。右边的换能器示出了直径为1英寸的圆形PZT-8晶体110。右侧的换能器示出了矩形晶体，其在这里是正方形的1英寸乘1英寸的晶体。研究了换能器形状对油分离效率的影响，并且表1示出了结果。

表1：圆形和方形换能器形状的研究结果

结果表明，正形换能器112比圆形换能器110提供了更好的油分离效率，原因在于正方形换能器112提供了利用声捕获力更好地覆盖流通道，并且圆形换能器仅提供了沿着驻波中心线的强捕获力。

换能器的尺寸、形状和厚度确定了在不同激励频率下的换能器位移，这转而影响油分离效率。大体上，换能器在厚度谐振频率(半波长)附近的频率下操作。换能器位移的梯度大体上导致更多的位置来捕获油。高阶模态位移产生在所有方向上声场中具有强梯度的三维声驻波，从而在所有方向上产生同样强的声辐射力，导致多个捕获线，其中捕获线的数量与换能器的特定模态形状相关。

图13示出了在2.2MHz换能器谐振附近作为频率的函数的所测量的换能器电阻抗幅度。换能器电阻抗中的最小值对应于水柱的声共振，并代表操作的潜在频率。数值建模已经表明，换能器位移分布在这些声学共振频率处显著变化，并且由此直接影响声学驻波和所产生的捕获力。由于换能器在其厚度共振附近工作，电极表面的位移基本上是异相的。换能器电极的典型位移是不均匀的，并且根据激励频率而变化。作为示例，在具有单线捕获的油滴的一个激励频率下，位移在电极的中间具有单个最大值，并且在换能器边缘附近具有最小值。在另一激励频率下，换能器分布具有导致油滴的多条捕获线的多个最大值。更高阶的换能器位移模式导致更高的捕获力和用于捕获的油滴的多个稳定的捕获线。

为了研究换能器位移分布对声捕集力和油分离效率的影响，重复十次实验，其中除了激励频率之外所有条件都相同。使用十个连续的声学共振频率作为激发频率，在图13中用带圈数字1-9和字母A表示。条件为：在总实验持续时间为30分钟，油浓度为1000ppm，流速/流率为500ml/min，施加功率为20W。

当乳液通过转换器时，观察并表征油滴的捕获线。该表征包括对于图13中确定的十个共振频率中的七个，观察和图案化穿过流通道的捕获线的数量，如图14所示。

激发频率的影响清楚地确定了捕获线的数量，其从声谐振5和9的激发频率下的单个捕获线变化到声谐振频率4的九个捕获线。在其它激发频率下，观察到四个或五个节点捕获线。换能器的不同位移分布可以产生驻波的不同(更多)的捕获线，其中位移分布中的更多梯度大体上产生更高的捕获力和更多的捕获线。

表2总结了使用类似于图1至的系统进行油捕获实验的结果。一个重要的结论是，声学分离器的油分离效率直接与换能器的模态形状相关。更高阶的位移剖面产生更大的声捕获力和更多的捕获线，从而导致更好的效率。第二个结论(对于按比例缩放研究是有用的)是测试表明，以500ml/minus捕获5微米油滴使用每1"声束跨度、每平方英寸换能器面积的10瓦特。主要的耗散是在声驻波的体积中的热-粘性吸收。与该流速相关的能量成本是每立方米0.667kWh。

表2：捕获模式获取效率研究

在更大的系统中，不同的换能器布置是可行的。图15示出了包括三个1"×1"晶体120a、120b、120c的换能器阵列120。两个正方形彼此平行，并且第三个正方形偏移以形成三角形图案并获得100％的声学覆盖。图15B示出了换能器阵列122，其包括两个矩形1"x2.5"晶体122a、122，其长轴彼此平行地排列。每个换能器的功率耗散为10W/1"x1"换能器横截面积和每英寸声学驻波跨度，以便获得足够的声学捕获力。对于中间尺度系统的4"跨度，每个1"x1"方形换能器消耗40W。较大的1"×2.5"矩形换能器在中间尺度系统中使用100W。三个1"×1"方形换能器的阵列将消耗总共120W，且两个1"×2.5"换能器的阵列将消耗约200W。紧密间隔的换能器阵列表示所述技术的替代潜在实施例。换能器的尺寸、形状、数量和位置可以根据需要改变，以产生期望的三维声驻波。

当多个换能器串联连接时，用于对换能器供电和控制的放大器以增加的电流汲取递送更多的电压。当多个换能器并联连接时，电压保持类似于单个换能器操作，但是电流汲取与连接的换能器的数量成比例地增加。典型的放大器在电流的转换速率方面比在电压方面受到更多限制。而且，典型的放大器仅在高达100W的功率下工作，这假定了理想的阻抗匹配(即，50欧姆的负载阻抗)，这在实践中可能不会发生。另一个复杂的因素是当多个换能器连接到同一放大器时，换能器以相同的频率被激励。换能器的阻抗测量已经示出了每个换能器的谐振频率的小变化，这可能使得难以找到对于每个换能器最优的激励频率。因此，将期望开发用于对(一个或多个)声换能器和本公开的所得声驻波进行供电和控制的定制电子器件。

串联的两个电阻抗的电路布局被用于表征换能器。从电压测量中，可以导出电阻抗和由换能器消耗的电功率。如图16A所示，该电路由两个阻抗的串联组合构成。阻抗可以由电阻、电容和/或电感组成，并且稍后指定。在阻抗Z1之前和之后测量电压。因为电阻器是无源器件(即，它们既不产生电能也不消耗电能)，所以这些电路中的电压与电流的比率取决于电源的频率和相位角(φ)。因为AC阻抗(Z)等效于DC电阻(R)，所以在这些电路中，R＝Z。

放大器和阻抗Z1之间的测量是电压V1，阻抗Z1和阻抗Z2之间的测量是电压V2。区分两种情况。在第一种情况下，阻抗Z2是已知阻抗，通常是纯电阻，并且与电压测量一起使用以获得阻抗Z2。由于元件可以是无功的(reactive)，所以电压和电流可以被视为矢量(即，具有幅度和相位的相位器)。在第二种情况下，已知阻抗Z1与电压测量一起使用，以获得阻抗Z2，其然后是未知换能器。可用于求解电路的一般电路方程是用于电压的Kirchoff方程：

并且，电压和电流之间的关系：

当上述公式被组合时，获得测量电压与电路阻抗之间的以下关系：

在典型的设定中，使用已知电阻的功率电阻器来测量和表征换能器。功率电阻器在典型超声频率下表现得像电阻器和电感的串联组合，因为在本公开的超声频率下，电阻器不再是纯电阻器。这样，校准过程中的第一步是确定功率电阻器的电阻和电感的值。这可以通过例如用已知的终端电阻(通常为50或75欧姆)完成电路来实现。图16B中示出了这种电路。

求解测量电压和电路阻抗之间的以下关系得到阻抗Z1的以下公式：

根据上述公式，可以获得表示功率电阻器的电阻和电感的实部和虚部。首先，上述等式的实部，表示功率电阻器的电阻，可以通过以下公式得到：

并且上述等式的虚部，表示功率电阻器的电感，可以通过以下公式得到：

其中ω是功/能量，L是功率电阻器的自感。

从上述两个公式，可以获得R1和L的第一估计值。计算机程序LabVIEW可用于将这些值计算为在每个频率的所有预测值的平均值。接下来，通过比较V2/V1的测量电压振幅比和V1与V2之间的相位差，可以获得这些值的更准确的估计。电压振幅比可以通过以下公式获得：

并且相位差可以通过以下公式获得：

使用LabVIEW计算机程序，可以迭代R1和L的值，直到获得最佳拟合。在该点，功率电阻器的电阻和电感值已经被确定。为了示例的目的，在大约2MHz的频率范围内，10欧姆功率电阻器的典型值是9.6欧姆的电阻和9.7×10-7亨的电感。

一旦功率电阻器被表征，换能器的阻抗就可以用图16C中所示的示意图来测量。现在已知阻抗Z1，而阻抗Z2保持未知，其是换能器阻抗Zt。使用上面提供的相同公式，获得以下公式：

使用这些公式，获得Z_t的以下公式：

并且获得Z_t的相位的以下公式：

换能器消耗的电功率由以下公式给出：

根据所消耗的功率，通过以下公式给出实际功率：

无功功率(reactive power)由以下公式给出：

这些公式可以在LabVIEW计算机程序中编程，该计算机程序测量电压V1和V2并由此推导出换能器的电特性。

图16D示意性地示出了根据本公开的声泳装置的实验设置以及用于控制该装置的超声波换能器和其中产生的声驻波的电子器件。如图16D所示，函数发生器(TektronixAFG3022B)用于生成发送到放大器(AR型号100A250A)的信号(例如，低电压正弦电压信号)。放大器输出信号电连接到功率电阻器，功率电阻器又电连接到声波分离器(AWS)装置的超声波换能器。测量电阻器之前的电压(第一电压V1)和电阻器之后的电压(第二电压V2)。如图16D所示，示波器(Agilent Technologies DSO5014A)被用于测量电压。如前所述，功率电阻器用于测量和表征换能器的性能。运行计算机程序LabVIEW的计算机用于与函数发生器和示波器(例如，经由USB电缆)通信。使用颗粒分析仪(Jorin VIPA)表征乳液中的颗粒。

图17是模拟产生图18-29的声泳分离器92的计算机模型。压电陶瓷晶体94与水通道96中的流体直接接触。硅层98位于晶体94和铝顶板100之间。反射器102反射这些波以产生驻波。反射器由提供良好反射的高声阻抗材料例如钢或钨制成。作为参考，Y轴104将被称为轴向方向。X轴106将被称为径向或横向方向。声压和速度模型在COMSOL中计算，包括PZT换能器的压电模型、周围结构(例如反射板和壁)的线性弹性模型和水柱中的波的线性声学模型。声压和速度作为数据输出到MATLAB。在MATLAB中使用Gor'kov's理论计算作用于悬浮颗粒的辐射力。将诸如密度、声速和颗粒尺寸的颗粒和流体材料特性输入到程序中，并且用于确定单极和偶极散射贡献。通过对场电势U执行梯度操作来确定声辐射力，场电势U是颗粒的体积以及声场的时间平均势能和动能的函数。

图18-21示出了在单个声波和多模式声波之间的捕获压力梯度的差异的模拟。图18示出了与单个声学驻波相关联的轴向力。图19示出了由于单个声学驻波而产生的横向力。图20和图21分别示出了在多模式(具有多个节点的高阶振动模式)压电元件激励中的轴向力和横向力，其中形成了多个驻波。电输入与图18和图19的单模式相同，但是捕获力(横向力)大70倍(注意与图21相比在图19中的右边的比例)。这些图是通过对由10V AC驱动的1MHz压电转换器的计算机模拟产生的，所述转换器在开放水道中被封装在铝顶板中，所述开放水道终止于钢反射器(见图17)。图18和图19中的场为960kHz，峰值压力为400kPa。图20和图21中的场是961kHz，峰值压力为1400kPa。除了较高的力之外，961kHz场具有更多的梯度和焦斑。

图22示出了模态振型计算的三维计算机生成模型，其示出了在1MHz频率下驱动的圆形晶体的面外位移。

图23-29基于图17的模型，其中PZT-8压电换能器以2MHz操作。换能器为1"宽和0.04"厚，在4"×2"水道中封装在铝顶板(0.125"厚)中，该水道终止于钢反射器板(0.180"厚)，声束跨越2"的距离。深度维度，即1"，不包括在2D模型中。换能器在15V驱动，并且进行频率扫描计算以识别各种声共振。示出了三个连续的声学共振频率，即1.9964MHz(图23-25)、2.0106MHz(图26和图27)和2.025MHz(图28和图29)的结果。对于半径为5微米、密度为880kg/m3、声速为1700m/sec的油滴，计算其声辐射力。水是主要流体，密度为1000kg/m3，声速为1500m/sec，动态粘度为0.001kg/msec。

图23示出了横向(水平)声辐射力。图24示出1.9964MHz共振频率的轴(垂直)分量。图25示出了声压幅值。图23和图24示出了辐射力的横向和轴向分量的相对幅度非常相似，大约1.2e-10N，表明可以产生大的捕获力，其中横向力分量具有相似的幅度或高于轴向分量。这是新的结果，与文献中提到的典型结果相抵触。

第二结果是，对于mm/s量级的典型的流速而言，声捕获力的大小超过流体曳力的大小，因此可以使用该声场来捕获油滴。当然，通过增加施加到换能器的功率，可以获得在较高流速下的捕获。也就是说，声压与换能器的驱动电压成比例。电功率与电压的平方成比例。

第三结果是，在所示频率，与此特定捕获模式相关的高捕获力横跨整个流通道延伸，从而能够横跨整个通道宽度捕集油滴。最后，声捕获力场的最小值(即被捕获的颗粒的位置)与驻波中观察到的液滴的捕获位置的比较显示出良好的一致性，表明COMSOL建模确实是用于颗粒的声捕获预测的精确工具。这将在下面更详细地示出。

图26示出了2.0106MHz共振频率下的横向力分量，图27示出了2.0106MHz共振频率下的轴向声音辐射力分量。图26和图27展示了比图23和图24更高的峰值捕获力。横向声辐射力超过轴向辐射力。然而，较高的捕获力位于流通道的上部，并且不跨越流通道的整个深度。因此，它代表了一种在通道的上部高效捕获颗粒的模式，但不必跨越整个通道。再次，与测量的捕获类型的比较表明存在这种模式和捕获类型。

图28示出了在2.025MHz的共振频率下的横向力分量，图29示出了在2.025MHz的共振频率下的轴向声音辐射力分量。声场在每个声共振频率处急剧变化，因此系统的仔细调谐是重要的。二维模型用于声捕获力的相对精确预测。

开发了二维轴对称模型来计算圆形换能器的捕获力。该模型用于预测颗粒上的声捕获力，然后其可以用于结合流体阻力和浮力的作用预测颗粒轨迹。这些模型清楚地表明，可以产生横向声捕集力，该力可以用于捕获颗粒并克服浮力和流体阻力的影响。模型还示出圆形换能器不提供跨换能器产生的驻波的整个体积的大捕获力，这表明圆形换能器仅在换能器产生的超声驻波的中心附近产生高捕获力，但提供朝向驻波的边缘的小得多的捕获力。这进一步表明，圆形换能器仅对将流过圆形换能器的驻波的流体流的一小部分提供有限的捕获，而在驻波的边缘附近没有捕获。

图30是显示通过图1至9的装置在30分钟操作之后获得的分离的图。该图是在附接到第一装置出口的柱中拍摄的。在顶部存在空气层，随后是油层和水柱。油明显地与水柱分离。

本公开的声泳装置产生包括垂直于流体流的驻波的三维压力场。压力梯度足够大以产生与驻波方向正交的声泳力(即，声泳力与流体流方向平行)，其与波方向上的声泳力具有相同的数量级。这允许在流室内并沿着良好限定的捕获线更好的颗粒捕获，与如传统装置中仅在收集平面中捕获颗粒相反。颗粒有相当多的时间移动到驻波的波节或波腹，产生颗粒可以集中、聚集和/或聚结的区域。

在一些实施例中，流体流具有高达500的雷诺数(Reynolds number)，即，发生层流。对于工业中的实际应用，对于通过系统的流，雷诺数通常为10至500。相对于流体运动的颗粒移动产生远小于1.0的雷诺数。雷诺数表示在给定流场中惯性流效应与粘性效应的比率。对于雷诺数低于1.0，在流场中粘性力占主导。这导致显著的阻尼，其中在整个流中剪切力是主要的。粘性力占主导的这种流被称为斯托克斯流动(Stokes flow)。糖蜜的流是一个例子。

壁的廓型和流线型化对于非常粘性的流体的流或非常微小的通道(如MEMS器件)中的流具有非常小的重要性。在MEMS设备中颗粒相对于流体的流是斯托克斯流动，因为颗粒直径和颗粒与流体之间的相对速度都非常小。另一方面，由于流体速度和入口直径大得多，所以通过本系统的流的雷诺数将远大于1.0。对于远大于1.0的雷诺数，仅在流与表面接触的地方粘性力是主要的。该表面附近的粘性区域被称为边界层，首先被Ludwig Prandtl(参考文献2)所识别。在管道流动中，如果对于管道中完全产生的流雷诺数明显高于1.0并且低于2300，则流将是层流。流速开始不均匀。当流体沿管道向下移动时，壁粘性力的作用将向内朝向中心线扩散，以产生抛物线速度曲线。该抛物线分布可以具有两倍于平均速度的峰值。针对抛物线分布发展的管道或通道的长度是雷诺数的函数。对于雷诺数20，发展长度将是1.2倍管道直径。因此，充分发展的流发生得非常快。在中心的这个峰值速度可以不利于声学颗粒分离。此外，可以发生湍流，并且流表面轮廓在控制流方面非常重要。因此，廓型的喷嘴壁的形状将对最终的速度分布具有大的影响。区域会聚增加了流平均速度，但是是壁廓型确定了速度分布。喷嘴壁廓型将是流流线型的，并且被设计成具有小曲率半径。

使用换能器预应力场，该预应力场产生在与驻波方向正交和与驻波方向正交的方向上相同数量级的力。当力为大致相同的数量级时，大小为0.1微米至300微米的颗粒更高效地向附聚区域("捕获线")移动。由于正交声泳力分量中的同样大的梯度，所以在换能器与反射器之间的驻波方向上的规则位置中不存在"热点"或颗粒聚集区。这样的热点位于声辐射势的最大值或最小值。这种热点代表颗粒收集位置，其允许收集期间在换能器和反射器之间更好的声波传输，以及更强的颗粒间力，导致更快和更好的颗粒团聚。

在生物学应用中，许多部件，例如通向和来自该装置的管道，都可以是一次性的，只有换能器和反射器被清洁以便重新使用。避免离心和过滤使得可以更好地分离细胞而不降低细胞的生存力。声泳装置的形状因子也小于过滤系统，使得细胞分离小型化。还可以驱动换能器以产生快速的压力变化，从而防止或清除由于细胞团聚而引起的堵塞。换能器的频率也可以变化以获得对于给定功率的最佳效果。

在超声波换能器和反射器之间产生一个或多个多维声驻波。透声或响应材料也可以与换能器或反射器一起使用以修改和/或控制驻波。可以使用两个彼此面对的换能器以在其间产生驻波，例如，可以用换能器代替反射器。由(一个或多个)换能器生成的声波是通过大体积(例如，声室的体积)传播的体声驻波。

当流体混合物流过具有主动(active)超声波换能器的声室时，取决于颗粒或次级流体相对于主流体的声对比度因子，颗粒或次级流体簇在多维声驻波的节点或波腹处收集、聚集或聚结。当簇生长到足够大以克服多维声驻波的保持力(例如聚结或聚集克服重力或浮力)的尺寸时，颗粒形成最终离开多维声驻波节点或波腹的簇。对于比基质流体/主流体更稠密的流体/颗粒(例如细胞)，簇下沉到底部并且可以与澄清的基质流体/主流体分开收集。对于密度小于主流体的流体/颗粒，浮力团簇向上漂浮并且可以被收集。

声场从颗粒的散射导致趋于将颗粒吸引到一起的次级声辐射力。多维声驻波产生多维声辐射力，其充当多维捕获场。多维特征可以在至少两个或三个维度上是活跃的。当颗粒相对于波长较小时，声辐射力与颗粒体积(例如半径的立方)成比例。该力与频率和声学对比度因子成比例。该力与声能(例如声压振幅的平方)依比例而定。当施加在颗粒上的声辐射力强于流体阻力和浮力以及重力的组合效果时，颗粒被捕获在声驻波场中。多维声驻波中的颗粒捕获导致捕获的颗粒的聚集、集中、凝聚和/或聚结。因此，一种材料的相对大的固体可以通过增强的重力/浮力分离与不同材料、相同材料和/或主流体的较小颗粒分离。

多维驻波在轴向方向(例如，在换能器与反射器之间的、可以与流方向成一定角度的或在一些情况下与流方向垂直的驻波的方向上)和侧向方向(例如，在流方向或横向于换能器与反射器之间的方向上)两者上生成声辐射力。当混合物流过声室时，悬浮液中的颗粒在驻波方向上经受强的轴向力分量。由于该声应力横过(例如垂直于)流方向和拖曳力，它迅速地将颗粒移动到压力节面或反节面，这取决于颗粒的对比度。横向声辐射力用于使集中的颗粒朝向每个平面节点的中心移动，导致成簇、团聚或聚集。横向声辐射力分量可以克服用于这样的颗粒凝块的流体阻力，以连续地生长由于重力或浮力可以离开混合物的团簇。随着颗粒簇尺寸的增加，每个颗粒的阻力的下降，以及随着颗粒簇尺寸的增加，每个颗粒的声辐射力的下降，可以单独地或共同地影响声学分离器装置的操作。在本公开中，多维声驻波的横向力分量和轴向力分量具有相同或不同的数量级。在这方面，注意到在由单个换能器产生的多维声驻波中，轴向力比横向力强，但是这种多维声驻波的横向力比平面驻波的横向力高得多，通常高两个数量级或更多。

颗粒拖曳和声辐射力效应可影响本公开的系统和方法的最佳操作。在小于10的低雷诺数下，层流占优势，并且粘性力比惯性力强得多。

当颗粒被多维超声驻波捕获时，它们开始聚集并形成颗粒的凝块。对这个颗粒凝块的阻力是凝块的几何形状的函数，而不仅仅是组成该凝块的单个颗粒的阻力的总和。

对于层流，Navier Stokes方程表示为：

其中

表示不稳定运动，

表示惯性运动，

表示压力运动，而

表示粘性运动。

对于低雷诺数，不稳定运动和惯性运动项可以被忽略(即，设定为等于零)，并且方程可以简化为：

对于直径a的颗粒，以下等式成立：

其中P是压力，μ是动态粘度，a是粒径，V是流速，而F是Stoke's阻力。

在讨论系统的进一步优化之前，现在提供如何产生多维声驻波的解释是有帮助的。用于颗粒收集的多维声驻波通过以产生声驻波并激励换能器的基本3D振动模式的频率驱动由压电材料构成的超声波换能器而获得。换能器可以由各种材料组成，这些材料可以被扰动以产生超声波。例如，换能器可以由压电材料构成，包括压电晶体或多晶，在超声波换能器中对压电材料(其可以是压电晶体或多晶)进行扰动以实现多模响应，这允许生成多维声驻波。压电材料可以被特别设计成在设计频率下以多模响应变形，从而允许生成多维声驻波。可以利用压电材料的不同模式，诸如生成多维声驻波的3×3模式，来生成多维声驻波。通过允许压电材料通过许多不同的振型振动，也可以产生多个多维声驻波。因此，材料可以被选择性地激发以在多种模式下操作，例如0x0模式(即活塞模式)、1x1、2x2、1x3、3x1、3x3和其他更高阶模式。材料可以被操作以顺序地循环通过各种模式或跳过一个或多个模式，并且不必在每个循环中以相同的顺序循环。材料在模式之间的这种切换或转换允许在指定时间内产生各种多维波形以及单活塞振型。

对本公开的装置、系统和方法中使用的超声波换能器的一些进一步解释也可能是有帮助的。在这点上，换能器可以由压电材料构成，例如压电晶体或多晶，其可以由PZT-8(锆钛酸铅)制成。这种晶体可以具有1英寸和更大的主要尺寸。压电材料的谐振频率可以标称地为大约2MHz，并且可以在一个或多个频率下操作。每个超声波换能器模块可以仅具有一个晶体，或者可以具有多个晶体，每个晶体用作单独的超声波换能器并且由一个或多个控制器控制，控制器可以包括信号放大器。压电材料可以是正方形、矩形、不规则多边形或大体上任何任意形状。换能器用于产生压力场，该压力场产生与驻波方向(横向)正交和沿驻波方向(轴向)两者的相同数量级的力。

图10是传统超声波换能器的横截面图。该换能器具有在底端的耐磨板50、环氧树脂层52、陶瓷晶体54(由例如PZT制成)、环氧树脂层56和背衬层58。在陶瓷晶体的任一侧上，存在电极：正电极61和负电极63。环氧树脂层56将背衬层58附着到晶体54上。整个组件包含在壳体60中，该壳体可以由例如铝制成。电适配器62提供用于线材的连接，以穿过壳体并连接到附着到晶体54的引线(未示出)。通常，背衬层被设计成增加阻尼并且产生在宽频率范围内具有均匀位移的宽带换能器，并且被设计成在特定振动本征模式抑制激励。耐磨板通常被设计成阻抗变换器，以更好地匹配换能器辐射到其中的介质的特性阻抗。

图11是根据本公开的示例的超声波换能器81的截面图。换能器81的形状为盘或板，并具有铝制壳体82。压电晶体是钙钛矿陶瓷晶体的物质，每个钙钛矿陶瓷晶体由在较大二价金属离子(通常为铅或钡)和O2-离子的晶格中的小的四价金属离子(通常为钛或锆)组成。作为一个例子，PZT(锆钛酸铅)晶体86限定换能器的底端，并且从外壳的外部暴露。晶体具有内表面和外表面。晶体在其周边上由位于晶体和外壳之间的小弹性层98(例如硅树脂或类似材料)支撑。换句话说，不存在磨损层。在特定的实施方案中，晶体是不规则多边形，在进一步的实施方案中，是不对称的不规则多边形。

螺钉88通过螺纹将外壳的铝制顶板82连接到外壳的本体82上。顶板包括用于给换能器供电的连接器84。PZT晶体86的顶面与由绝缘材料94分开的正电极90和负电极92相连。电极可以由任何导电材料制成，例如银或镍。通过PZT晶体86上的电极向该晶体提供电功率。注意，晶体86没有背衬层或环氧树脂层。换句话说，在换能器中在铝顶板82和晶体86之间存在气隙87(即，外壳是空的)。在一些实施例中，可以提供最小背衬58(在内表面上)和/或耐磨板50(在外表面上)，如图11B所示。

换能器设计可以影响系统的性能。典型的换能器是分层结构，其中陶瓷晶体结合到背衬层和耐磨板。因为换能器被加载了由驻波呈现的高机械阻抗，所以用于耐磨板的传统设计准则(例如，用于驻波应用的半波长厚度或用于辐射应用的四分之一波长厚度)以及制造方法可能是不合适的。相反，在本发明的一个实施例中，换能器没有耐磨板或背衬，允许晶体以其具有高Q因子的本征模之一(即，接近本征频率)振动。振动的陶瓷晶体/盘直接暴露于流过声室的流体。

移除背衬(例如，使晶体空气背衬)还允许陶瓷晶体以具有很小阻尼的高阶振动模式(例如，高阶模态位移)振动。在具有带背衬的晶体的换能器中，晶体以更均匀的位移振动，就像活塞一样。移除背衬允许晶体以非均匀位移模式振动。晶体的振型越高，晶体具有的节点线越多。晶体的高阶模态位移产生更多的捕获线，尽管捕获线与节点的相关性不一定是一对一的，并且以较高频率驱动晶体将不一定产生更多的捕获线。

在一些实施例中，晶体可以具有对晶体的Q因子影响最小(例如，小于5％)的背衬。背衬可以由基本上透声的材料制成，例如轻木、泡沫或软木，其允许晶体以高阶模态振型振动并且保持高Q因子，同时仍然为晶体提供一些机械支撑。背衬层可以是固体，或者可以是具有穿过层的孔的晶格，使得晶格以特定的高阶振动模式跟随振动晶体的节点，从而在节点位置处提供支撑，同时允许晶体的其余部分自由振动。晶格结构或透声材料的目的是提供支撑，而不降低晶体的Q因子或干扰特定振型的激发。

通过避免环氧树脂层和耐磨板的阻尼和能量吸收效应，将晶体放置成与流体直接接触也有助于高Q因数。其它实施方式可具有耐磨板或磨损表面，以防止含铅的PZT接触主流体。这在例如生物学应用如分离血液中可能是期望的。这些应用可以使用耐磨层，例如铬、电解镍或无电镀镍。化学气相沉积也可用于施加聚(对二甲苯)(例如聚对二甲苯)层或其它聚合物或聚合物膜。有机和生物相容的涂层例如硅树脂或聚氨酯也可用作磨损表面。

图13A是一个对数-对数图(对数y轴，对数x轴)，其示出了声辐射力、流体曳力和浮力与颗粒半径的比例关系，并提供了使用声辐射力分离颗粒的解释。浮力是取决于颗粒体积的力，并且对于微米级的颗粒尺寸可能是可忽略的，但是对于数百微米的颗粒尺寸则增大并且变得显著。流体曳力(斯托克斯曳力)与流体速度成线性比例，因此通常超过微米尺寸颗粒的浮力，但对于几百微米量级的较大尺寸的颗粒是可忽略的。声辐射力比例是不同的。当颗粒尺寸小时，Gor'kov's方程是精确的，并且声捕获力与颗粒的体积依比例而定。最终，当颗粒尺寸增加时，声辐射力不再随着颗粒半径的立方而增加，并且将在一定的颗粒尺寸快速消失。对于颗粒尺寸的进一步增加，辐射力再次在幅度上增加，但具有相反的相位(未在曲线图中示出)。重复该模式以增加颗粒尺寸。

最初，当悬浮液主要与小微米尺寸的颗粒一起流过系统时，声辐射力平衡流体阻力和浮力的组合效应，以允许颗粒被捕获在驻波中。在图13A中，在标记为Rc1的颗粒尺寸下发生这种捕获。图13A指出所有较大颗粒也将被捕集。因此，当小颗粒被捕集在驻波中时，发生颗粒聚集/聚结/成团/聚集/附聚，导致有效粒度尺寸的连续生长。当颗粒聚集时，聚集的总阻力远低于单个颗粒上的阻力总和。本质上，当颗粒聚集时，它们彼此屏蔽流体流，并减小了颗粒的总阻力。随着颗粒簇尺寸的增大，声辐射力从簇反射，使得净声辐射力每单位体积减小。颗粒上的声学横向力可以大于使团簇保持静止并尺寸增大的曳力。

颗粒尺寸的增长一直持续到浮力变得占优势，这由第二颗粒尺寸Rc2表示。由于其是颗粒密度、团簇浓度和重力常数的函数，因此团簇的每单位体积的浮力与团簇尺寸保持恒定。因此，随着所述组尺寸的增加，所述组上的浮力增加得比声辐射力快。在尺寸Rc2时，颗粒将上升或下沉，这取决于它们相对于主流体的相对密度。在该尺寸下，声学力是次要的，重力/浮力变得占优势，并且颗粒自然地从主流体中掉落或上升出来。一些颗粒可能随着其它颗粒的团簇脱落而保留在声波中，并且那些剩余颗粒和随着流体混合物的流动进入声室的新颗粒继续移动到三维节点位置，重复生长和脱落过程。簇可以生长为大于声波的半波长，这导致簇上的声辐射力的周期性和急剧的变化。这种现象解释了超过尺寸Rc2的声辐射力的快速下降和上升。因此，图13A表明小颗粒如何能够被连续地捕获在驻波中，生长为较大的颗粒或块，然后由于浮力/重力的增加最终将上升或沉降出来。

在一些示例中，换能器的尺寸、形状和厚度可以确定在不同激励频率下的换能器位移。具有不同频率的换能器位移可能影响颗粒分离效率。高阶模态位移可以生成在所有方向上声场中具有强梯度的三维声驻波，从而在所有方向上产生强声辐射力，所述力可以例如在大小上相等，导致多个捕获线，其中捕获线的数量与换能器的特定模态形状相关。

图14A是系统的等距视图，其中捕获线位置正在被确定。图14B是当沿着箭头114向下看入口时系统的视图。图14C是当沿箭头116直接看换能器面时系统的视图。

激发频率的影响清楚地确定了捕获线的数量，其从声共振5和9的激发频率下的单个捕获线变化到声共振频率4的九个捕获线。在其它激发频率下，观察到四条或五条捕获线。换能器的不同位移分布可以在驻波中产生不同(更多)的捕获线，其中位移分布中的更多梯度大体上产生更高的捕获力和更多的捕获线。注意，尽管在图13所示的频率下获得了图14所示的不同捕获线分布，但是也可以在不同频率下获得这些捕获线分布。

图14示出了通过驱动晶体以不同的振动基频振动而可能实现的不同晶体振动模式。晶体的3D振动模式由声驻波携带，穿过室中的流体，一直到达反射器并返回。所得到的多维驻波可以被认为是包含两个分量。第一分量是晶体的平面面外运动分量(跨晶体表面的均匀位移)，其生成驻波，并且第二分量是位移幅度变化，其中峰值和谷值跨晶体表面在横向方向上发生。通过驻波产生三维力梯度。这些三维力梯度导致横向辐射力，横向辐射力通过克服粘滞曳力而相对于流停止和捕获颗粒。此外，横向辐射力负责产生紧密填充的颗粒簇。因此，颗粒分离和重力驱动收集依赖于产生多维驻波，该多维驻波能够克服当混合物流过声驻波时的颗粒拖曳力。如图14中示意性地示出的，多个颗粒簇在驻波的轴向上沿着捕获线形成。

通过改变用于激励晶体的驱动参数(包括频率)，可以在各种响应模式下操作这里描述的换能器的压电晶体。每个操作点理论上具有无限数量的叠加的振动模式，其中一个或多个模式是主要的。实际上，在换能器的任意工作点上存在多个振动模式，在给定工作点上一些模式占主导地位。图52显示了在典型颗粒尺寸上的晶体振动和横向辐射力的COMSOL结果。绘制了横向辐射力与轴向辐射力的比值与工作频率的关系曲线。在曲线上标记出特定振动模式占优势的点。模式I表示设计成在混合物中产生2MHz驻波的晶体的平面振动模式。模式III代表1×1晶体的3×3模式操作。这些分析结果显示，3×3模式对于不同水平的横向辐射力可以是主要的。更具体地说，在2.283MHz的频率下操作该示例性系统对于3×3模式产生大约1.11的最低横向力比。该操作点产生最大的群集大小和用于示例系统的最佳收集操作。对于给定的构造以产生具有最低横向力比的期望的3D模式的频率操作本文所述的装置和系统是实现最有效的分离所期望的。

图32中的描述示出了用于平滑发送到压电材料的电脉冲的电感器-电容器-电感器系统。该步骤是该过程的关键部分，因为否则压电材料的寄生振动将在系统中产生热量，并且在产生多维声驻波时降低声谐振器的总效率。图32还示出了数字信号处理器(DSP)，其可用于通过检测声波的退化来优化声谐振器的性能，并评估谐振器系统的性能，从而调节系统以获得最佳性能。

图33示出了在不同频率和不同电阻下使用安培为单位的负载电流。在大约2.4MHz处的最高电流负载是5欧姆的最低电阻。

图34示出了相对于从2.1MHz到2.3MHz的频率绘制的三个均方根(RMS)电流，其中电流处于从25V到35V的不同电压。

图35示出了在2.1MHz到2.3MHz的频率上，在25V处以功率(以瓦特测量)到晶体的输出。该图还示出了压电材料在相同频率范围上的电阻。

图36示出了在2.1MHz到2.3MHz范围内和在三个不同的电压电平(25V、30V、35V)下以瓦特为单位进入压电材料的输出。

图37示出在三个不同电压(25V、30V、35V)下在2.1MHz至2.3MHz的范围内到压电材料的RMS电流的输出。

图38示出了进入压电材料的投射输出功率，其中存在三个测量功率输出数和第四投射功率数，第四功率数在2.1MHz至2.3MHz的频率范围内处于45V。

图39示出了降压书(Buck book)电压、逆变器和电感器-电容器电感器(LCL)储能电路的示意图。

图40示出了LCL电路的配置，并且绘出了在2MHz到3MHz范围内的峰值电流负载。

图41示出了在不同电阻水平下在2.2MHz到2.3MHz的频率范围上绘制的LCL电路和峰值负载电流。

LCL电路的效果在图42中示出，其示出了从发送到压电材料的电信号中滤除的较高频谐波。特定的谱线越小，滤波操作越好。结果，将在压电材料中产生的寄生振动被减小或消除。

图43是由DC-DC转换器、转换器滤波器、ADC-AC逆变器和LCL匹配滤波器组成的RF驱动器功率转换器的图。转换器的开关由具有相同频率和占空比的互补时钟信号驱动。可以操作开关以避免同时闭合两个开关。转换器的输出是具有平均DC电压的斩波信号，该平均DC电压取决于开关的占空比。

转换器的输出被提供给RLC滤波器，该滤波器对转换器的输出进行平均。转换器的斩波输出表现为滤波器输出上的平均DC信号。滤波器的带宽或响应足以跟随或跟上提供给转换器的开关的时钟信号的占空比的变化。时钟信号的占空比或转换器的DC输出与声换能器的动态特性(例如压电材料的电抗性质)的控制有关。

滤波器的输出被提供给DC-AC逆变器。逆变器包括由互补时钟信号驱动的开关，该互补时钟信号以与声换能器和腔系统的操作相关的频率切换。逆变器的DC输入用作RF功率转换的控制信号，其中逆变器提供具有由DC输入控制的功率电平的RF信号。

逆变器的输出被施加到LCL匹配滤波器，该LCL匹配滤波器连接到声换能器。LCL匹配滤波器平滑逆变器的输出，并为逆变器输出提供负载匹配。

图44中示出了插入在RF驱动器功率转换器中的转换器和逆变器之间的滤波器的示例。滤波器可以被实现为低通滤波器，其具有足以对用于驱动DC-DC转换器开关的互补信号的占空比的变化做出反应的响应时间或带宽。如图44所示，电阻器Rg为0.1欧姆，电感器L1为10微亨，电容器C1为90μF，且电阻器R1为1.0欧姆。滤波器的输出提供给高频滚降元件，这里实施为电容器C2，其值为3μF。滤波器有助于将基于占空比工作的DC-DC转换器与DC-AC逆变器对接，DC-AC逆变器作为函数发生器或振荡器工作，该函数发生器或振荡器将来自转换器的DC输入转换成可以用于驱动声换能器的RF放大信号。滤波器因此执行若干功能，包括平滑DC-DC转换器的输出的响应，以及平均转换器的斩波输出以提供与声换能器的操作(例如反馈数据)相关的良好调节的DC信号。

参考图45，示出了用于定位声换能器和/或换能器/声室组合的最小和/或最大电抗的过程的流程图，该组合可能在负载下。负载可以是声室中的流体和/或颗粒或与主流体或主流体分离的次流体。当颗粒或辅助流体与主流体或主流体分离时，声室中的流体的特性改变，这会影响换能器和/或换能器/声室组合的操作。用于定位驱动换能器的工作点的过程开始于扫描施加到换能器的频率，例如，通过将一系列频率施加到换能器并测量来自换能器的反馈数据。要扫描的频率范围可以由用户设置来提供。收集换能器的电抗X和电阻R的数据。一种用于收集电抗和电阻数据的技术是测量换能器上的电压、电流和相位角。电阻被确定为电压除以电流的实部，而电抗被确定为电压除以电流的虚部。

当收集频率扫描的数据时，可以确定多个共振和反共振频率。数据可以通过低通滤波器，并且可以使用导数函数来识别峰值。还识别抗谐振的最大峰值。该方法可以接受来自反谐振的电抗的数目的输入设置以定位最小电抗。基于所收集和计算的数据，确定低于反谐振的期望最小电抗或高于反谐振的期望最大电抗，在这种情况下，作为最小或最大电抗的指标。一旦确定了期望电抗的频率，就将RF驱动器功率转换器的频率设置为所确定的频率。所定位的频率可以是用于操作换能器的操作设定点。

在一段时间之后，例如几毫秒直到几十秒，重复该过程。通过重复该过程，可以动态地识别系统中的变化，诸如由温度偏移引起的电抗变化，并且可以与该过程一致地相应地修改期望的操作设定点。

参考图46，流程图示出了用于实现在上述的频率确定过程中使用的低通滤波器的过程。可以根据所示的过程修改滤波器特性，以有助于优化期望频率设定点的检测。该过程通过使用现有的截止或拐角频率结合从频率扫描收集的数据开始。零相位低通巴特沃斯滤波器被用于利用截止频率对所收集的数据进行滤波。取数据的导数来确定最小值和/或最大值，并且识别和计数正到负的零交叉。正到负的零交叉表示频率响应中的检测峰值。如果该过程检测到比预期更多的峰值，则增加截止频率并且重复该过程。如果计数小于峰值的期望数量，则将滤波数据提供给最小/最大电抗检测过程。

图47示出了耦合到声腔的轻微阻尼的1×3压电换能器的频率扫描，包含CHO(中国仓鼠卵巢)细胞的流体流过该声腔。如图所示，定位峰值反谐振，并且选择距离反谐振两个距离的最小电抗用于频率设定点。在图中，反共振大约是2.278MHz，并且选择的频率设定点大约是2.251MHz。

图48示出了用于与包含CHO的声室耦合的高阻尼2MHz1×3换能器的频率扫描。识别峰值反谐振，并且对于操作设定点选择与反谐振频率相距二的最小电抗。尽管选择距离反谐振频率二的最小电抗作为操作设定点，但是可以选择距离反谐振频率二的任何电抗或指数作为操作设定点。

通过大规模声过滤系统的实验测试，已经确定，当在换能器反谐振以下的频率下在最小电抗点处操作时以及在换能器的反谐振以上的最大电抗点处操作时，1MHz和2MHz的1x3换能器可以具有最佳效率。这里描述的技术提供了一种自动方法，用于设置换能器的RF驱动的频率，从而使其工作在低于反谐振的最小电抗点或高于反谐振的最大电抗。根据一个特征，该技术维持期望的操作点。该技术可用于设置RF驱动的频率，例如上述的逆变器、函数发生器或振荡器。

1表1：函数和可变输入和输出

该方法通过运行频率扫描并收集每个频率步长的电阻和电抗数据开始。电阻和电抗数据从RF驱动器的电压和电流测量中推断/外推。扫描范围由用户指定，但是目标是高于换能器的反谐振50kHz和低于换能器的反谐振50kHz。步长和步时间隔也是可以改变的变量。当扫描完成时，它在每个步骤输出频率、电阻和电抗。

然后利用零相位低通Butterworth滤波器对来自扫描的数据进行滤波。电抗进入环路，其中滤波器的低截止频率不断增加，直到滤波数据的峰值数量等于估计峰值的数量。估计峰值的这个数量由用户输入。使用零相位低通Butterworth滤波器对电阻数据进行滤波，然而，低截止频率增加直到存在一个峰值。滤波后的电阻数据的峰值被解释为换能器的反谐振。

计算滤波电抗数据的导数，并将其用于找到电抗曲线的所有最大或最小点。如果来自反谐振数据输入的电抗最小值/最大值的数量是负的，则该方法将寻找在反谐振之下的最小电抗点。该方法通过识别负到正的零交叉，换句话说，滤波电抗曲线导数的向上斜率零交叉，来实现这一点。如果该数为正，则该方法将寻找反谐振上方的正到负的过零点，这些过零点是电抗曲线的最大点。来自反谐振数据输入的电抗最小值/最大值的数量的绝对值是来自反谐振的最小或最大点的数目。该点的索引用于确定设置RF驱动的频率。

设置RF驱动，并且该方法等待由用户设置的指定时间量。一旦该时间段过去，该方法然后扫描并再次开始该序列。轻微和高度阻尼数据的样本数据可以在错误！没有找到参考源中被看到。和错误！没有找到参考源。在这两个例子中，选择该方法以挑选在反谐振之下的两个最小电抗点。设置频率由红线表示。可以看出，该线落在滤波电抗数据曲线的导数的负到正的过零点上，并且在滤波电抗数据曲线的局部最小值处。

参照图49，示出了用于控制耦合到声室114的声换能器112的控制配置的图。声换能器112由RF驱动器功率转换器驱动，该RF驱动器功率转换器由DC源110、DC-DC转换器116和RF DC-AC逆变器118组成。由逆变器118提供的输出驱动信号被检查或感测以获得电压感测122和电流感测124，它们被反馈到控制器120。控制器120向转换器116和逆变器118提供控制信号，以调制提供给声换能器112的驱动信号。

由控制器120提供给转换器116的信号是脉冲宽度测量，其确定转换器116中的开关信号的占空比。占空比确定了变换器116的输出的DC电平，该DC电平被施加到逆变器118。例如，占空比越大，由转换器116产生的DC输出越高。控制器120还向逆变器118提供控制信号，该控制信号确定逆变器118的工作频率。提供给逆变器118的控制信号可以是用于切换逆变器118中的开关的切换信号，这种开关的示例在图43中示出。替代地或另外，控制器120可将用于指示所要切换频率的控制信号提供到逆变器118，且逆变器118内部的电路解译所述控制信号并根据解译的控制信号切换内部开关。

电压感测122和电流感测124产生作为反馈信号提供给控制器120的信号，以控制提供给声换能器112的驱动信号。控制器120对由电压感测122和电流感测124提供的信号执行操作和计算，例如，以获得功率测量，P＝V×I，或者获得相位角，θ＝arctan(X/R)。

控制器120被提供有控制方案，该控制方案接受诸如功率输出、频率操作范围或其它用户可选参数的过程设置，并基于过程设置和反馈值向转换器116和逆变器118提供控制信号。例如，如上所述，控制器120可以顺序地通过提供给逆变器118的频率范围内的多个频率，以扫描通过该频率范围，并确定换能器112或与声室114结合的换能器112的特性，该声室可以在负载下。从电压感测122和电流感测124获得的关于电压和电流的频率扫描的结果分别用于识别部件或系统的阻抗曲线的特性，例如图47中所示。频率扫描可以被实现为在所示系统的操作期间的设置和/或间隔处发生。在稳态操作期间，可以进行扫描的频率以基于用户设置和反馈值来识别用于操作的期望设定点，诸如功率或频率。因此，由控制器120实现的控制方案是动态的，并且响应于系统中的变化的条件，例如可能遇到频率漂移、温度变化、负载变化和任何其它系统参数变化。控制方案的动态特性允许控制器响应或补偿非线性，例如当部件老化或失去公差时可能遇到的非线性。因此，控制方案是自适应的，并且可以适应系统变化。

系统操作的一些示例包括驱动声换能器112以在声室114中产生多维声驻波。通过驱动声换能器112来激励3D声波，该声换能器可以被实现为压电晶体，在此有时被称为PZT，接近其反谐振频率。腔谐振调制PZT的阻抗曲线以及影响其谐振模式。在3D声场的影响下，声腔114中的液体介质中的悬浮颗粒被迫成为凝聚的片，然后成为凝聚材料的"珠"串。一旦颗粒浓度达到临界尺寸，重力就起作用，并且凝聚材料从声场掉落到腔室的底部。改变团聚材料的浓度以及该材料的掉落影响腔的共振，这又改变PZT上的声负载及其相应的电阻抗。所收集材料的变化的动力学使腔和PZT失谐，从而降低了3D波在澄清介质方面的影响。另外，介质和腔温度的变化也使腔失谐，从而降低了澄清。为了跟踪在腔中发生的谐振变化，使用控制技术来跟随PZT的电特性的变化。

通过在PZT的输入阻抗是复数(实和虚)量的频率下驱动PZT，可以产生强3D声场。然而，腔动态可导致该阻抗值以不稳定的方式显著改变。阻抗的变化至少部分地是由于施加到声换能器112和/或声室114的负载的变化。当颗粒或次级流体与主流体或主流体分离时，声换能器112和/或声室114上的负载改变，这又可影响声换能器112和/或声室114的阻抗。

为了校正失谐，控制器120使用电压感测122和电流感测124从在PZT处感测的电压和电流计算PZT阻抗，并且确定改变操作频率以补偿失谐的方式。由于频率变化影响输送到室的功率，所以控制器还确定如何调节(动态)降压转换器116的输出电压以维持从RF DC-AC逆变器118输出并到声换能器112和/或声腔室114中的期望功率量。

降压转换器116是电子可调的DC-DC电源，并且是逆变器118的电源。RF DC-AC逆变器118将从转换器116输出的DC电压转换回高频AC信号以驱动PZT。室中的动态以对应于低音频带中的频率的速率发生。因此，转换器116、控制器120和DC-AC逆变器118能够以快于低音频带的速率工作，以允许控制器120跟踪室动态并保持系统协调。

控制器120可以同时改变DC-AC逆变器118的频率和从降压转换器116输出的DC电压，以实时跟踪腔动态。系统的控制带宽是逆变器118的RF带宽和降压转换器116的滤波系统的截止频率的函数。

控制器120可以被实现为例如DSP(数字信号处理器)控制，或者FPGA(现场可编程门阵列)控制。控制器120可以用两个通道来实现，以允许并行处理，例如分析实际和/或电抗性阻抗、电压、电流和功率。

腔的声学动力学影响PZT的电特性，该电特性影响PZT所汲取的电压和电流。由控制器处理所感测的PZT电压和电流，以计算PZT所消耗的实时功率以及其瞬时阻抗(受声学动力学影响)。基于用户设定点，控制器实时调整供应到逆变器118的DC功率和逆变器118操作的频率以跟踪腔动态并维持用户设定点。LCL网络用于匹配逆变器t118的输出阻抗以增加功率传输效率。

控制器120足够快速地对传感器信号进行采样，以实时检测腔性能的变化(通过PZT阻抗的变化)。例如，控制器120可以每秒一百亿个样本对来自电压感测122和电流感测124的反馈值进行采样。实施信号处理技术以允许系统操作的宽动态范围以适应腔动态和应用的宽变化。转换器116可以被配置为具有快速响应时间以跟随来自控制器120的信号命令。逆变器118可以驱动宽范围的负载，这些负载要求随时间变化的有功功率和无功功率的量。用于实现图49所示系统的电子封装可以被配置成满足或超过电磁干扰(EMI)的UL和CE要求。

参考图50，控制器120可以使用RTL(寄存器传输级)以非常高速的并行数字信号处理回路来实现，RTL在现场可编程门阵列(FPGA)内的实际数字电子电路中实现。两个高速数字比例积分(PI)回路调节由控制器120产生的频率和振幅控制信号以跟踪功率和电抗。线性放大器132用于放大来自控制器130(其可以实现为控制器120)的输出信号，以准备驱动PZT。电压和电流感测用于感测换能器处的电压和电流。控制器130串行地执行计算以产生提供给线性放大器132的控制信号。FPGA可以用100MHz的时钟信号操作。时钟速度有助于获得足够快的采样以实时监测和适应PZT的状况。此外，FPGA的结构允许每个门部件具有与时钟速度相当的传播延迟。每个门部件的传播延迟可以小于一个周期，或者在100MHz的时钟速度下小于10ns。

参考图51，该图图示了用于计算控制信号的并行和顺序操作。控制器130可以被配置为计算以下参数。

VRMS＝sqrt(V12+V22+…+Vn2)

IRMS＝sqrt(I12+I22+…+in2)

实际功率(P＝V-Inst.x I-Inst在N个周期上积分)

视在功率(S＝VRMS×IRMS)

控制器130可以被配置为通过将感测的电压和电流分解成同相和正交相分量来计算无功功率和双极相位角。图52示出了电压和电流的同相和正交相位解调，以获得四象限相位、无功功率和电抗。使用同相和正交相位分量可以简化无功功率和相位角的计算。

VPhase Angle＝Arctan(QV/IV)

IPhase Angle＝Arctan(QI/II)

相角＝VPhase-Iphase

无功功率＝(Q＝视在功率x正弦(相角)

控制器130可以实现以频率扫描开始的控制方案，以确定在频率扫描范围内的离散频率处的系统性能参数。控制方案可以接受定义频率扫描范围的起始频率、频率步长大小和步长数量的输入。控制器130向线性放大器132提供控制信号，以调制施加到PZT的频率，并且使用电压感测和电流感测来测量PZT的电压和电流。控制器130的控制方案可以多次重复频率扫描，以具有相对高保证水平地确定系统特性(例如电抗)。

作为对在频率扫描中获得的数据的分析结果，可以识别多个电抗最小值。控制技术可以提供有指定期望的电抗最小值所处的特定频率范围的输入，以及提供有可以用于基于与期望的最小电抗相对应的电阻跟踪来跟踪期望的操作点的电阻斜率(+/-)。电阻斜率在最小电抗附近可以是恒定的，这可以提供用于跟踪技术的有用参数。通过在期望频率跟踪电阻，可以获得用于在最小电抗点处操作的鲁棒控制。

控制技术可以采用电阻/电抗值的导数来定位零斜率导数，其指示最大值和最小值。比例-积分-微分(PID)控制器回路可用于跟踪电阻以获得期望最小电抗发生的频率设定点。在一些实施方式中，控制可以是比例积分(PI)回路。在FPGA以100MHz操作的情况下，可以每10ns进行调节或频率校正，以补偿被跟踪电阻的变化。这种类型的控制可以非常精确，并且可以实时实施，以在存在多个变化变量的情况下管理PZT的控制，所述变量例如包括电抗、负载和温度。控制技术可以被提供有针对电抗最小值或频率设定点的频率的误差限制，以允许控制调节到线性放大器132的输出，以将频率维持在误差极限内。

流体混合物，例如流体和颗粒的混合物，可以流过声室以被分离。流体混合物流可经由流体泵提供，所述流体泵可对流体以及PZT和室施加扰动。扰动可在感测的电压和电流振幅中产生显著波动，表明室的有效阻抗随泵扰动而波动。然而，由于控制技术的速度，波动几乎可以完全被该控制方法抵消。例如，扰动可以在来自PZT的反馈数据中被识别，并且可以在来自控制器的控制输出中被补偿。反馈数据，例如感测的电压和电流，可以用于跟踪总的声室压力。当换能器和/或声室的特性随时间和各种环境参数(例如压力或温度)而变化时，可以感测该变化，并且控制技术可以补偿该变化以在期望的设置点继续操作换能器和声室。因此，可以以非常高的精度和准确度维持用于操作的期望设定点，这可以导致用于系统操作的优化效率。

FPGA可实施为独立模块且可与D类驱动器耦合。每个模块可以具有硬编码的地址，以便在连接到系统时可以被识别。模块可以被配置成可热交换的，从而允许系统的连续操作。该模块可以针对特定系统和换能器进行校准，或者可以被配置为在特定点执行校准，例如在初始化时。该模块可以包括长期存储器，例如EEPROM，以允许存储操作时间、健康状况、错误日志和与模块的操作相关联的其他信息。该模块被配置成接受更新，使得例如可以利用相同的设备来实现新的控制技术。

现在参考图53，利用流程图示出了用于控制声换能器的方法。所示方法可以在控制器120或130上或利用其来实现。该方法在于频率范围内驱动声换能器的频率扫描期间使用低电压输出。来自声换能器的反馈用于确定换能器于频率范围内在低电压输出的电阻和电抗响应。一旦收集了换能器响应的数据，就识别出最小电抗在反谐振以下出现的频率。识别最小电抗处的电阻，并且设置频率设定点以建立该电阻处的操作。建立用于频率设定点的实际功率设定点，其可以基于用户输入。在建立工作设定点时，该方法使得功率控制信号输出用于线性放大器或变换器-逆变器电源。

该方法执行一个循环，其中在声换能器处测量电压和电流，计算有功功率和电阻并将其提供给比例积分(PI)控制器。PI控制器的输出用于调节提供给换能器的信号的振幅和频率。重复该循环，导致提供给换能器的功率的幅度受到控制和跟踪，并且提供给换能器的功率的频率受到控制和跟踪。该循环允许控制器动态地调节系统中的变化，例如包括与换能器和/或换能器/声腔组合的负载相关的变化或与温度相关的变化。

图54示出了用于处理信息以实现换能器控制的示例方法。该方法使用用于有功功率和最小电抗的期望操作点，其可以从用户输入获得。从换能器接收数据，包括驱动电压和驱动电流。从换能器接收的数据被调节以改善信息的质量和由此导出的计算。例如，对表示驱动电压和驱动电流的数据进行去偏斜，提供偏移并缩放以用于随后的计算。条件数据用于计算换能器的有功功率、电阻和电抗。这些参数与在该方法中接收的操作点相比较，并且PI控制器用于产生可以调节提供给换能器的驱动信号的实际功率和频率的信号。注意，调节的反馈参数可以用于结合期望的工作点信息产生误差信号，其中误差信号被提供给放大器，该放大器调节提供给RF驱动器电源的信号，无论是线性放大器还是转换器-逆变器组合。

LCL匹配滤波器在上面诸如参考图43讨论。根据另一示例，在转换器输出与PZT之间提供LC匹配滤波器。LC匹配滤波器提供阻抗缩放以获得逆变器驱动的不适当负载。LC组合可以被认为是网络，其被调谐以提供通过换能器并进入谐振腔的期望的功率传输，诸如优化的功率传输。实现LCL滤波器或LC滤波器的考虑包括换能器和谐振腔的组合响应。根据一个示例，当声换能器在多维模式下或者在例如具有产生一个或多个主或主导振动模式的多个重叠振动模式的多模式下操作时，滤波器被实现为允许期望的功率传输，诸如优化的功率传输。如上所述，期望的操作模式处于与换能器的响应和/或换能器/谐振腔组合的响应的最小电抗点对应的频率。

对于固定谐振频率，LC网络可以根据用于形成LC网络的电感器和电容器值的组合基于系统谐振驻留来递送不同量的功率。图55说明了具有1.596uH的电感器值和3.0nF的电容器值的LC网络的响应曲线。LC网络的谐振频率为2.3MHz，电阻阻抗(A)以蓝色示出，电抗性阻抗(B)以红色示出，输入有功功率(C)以黄色示出，并且进入腔的声有功功率(D)以紫色示出。关于传递到系统中的功率，增加具有相同谐振的电容器值增加了到系统中的功率。大体上，改变电感器和/或电容器的值可以影响LC网络的谐振频率。改变LC网络的谐振频率改变了发生最佳功率传输的频率，并且可能影响传输的效率。例如，相对于系统的输入阻抗的最小电抗点(B)的最佳功率传输的频率受LC网络的谐振频率影响。

图55中的曲线示出了在电抗最小值处输入有功功率(C)和声学有功功率(D)上的点。输入有功功率和声学有功功率相当好地匹配，指示功率的有效传递。如果电感器的值变为0.8uH且电容器的值变为6.0nF，则相同的电抗最小值以稍低的效率产生更大的功率传输。当输入有功功率(C)显著地不同于(大于)声学有功功率(D)时，功率传输变得效率更低。在一些情况下，取决于电感器和电容器值，功率传输可以是高效的，然而，频率操作点可能不在最小电抗点(B)。因此，可以在为了在声室内获得高度有效的分离而操作换能器、暗示最小电抗点、与获得进入室内的有效功率传输之间进行选择的折衷。对于给定的被分离的材料和给定的换能器，可以选择具有谐振频率的LC网络，以获得进入声腔的有效功率传输，从而提高整体系统效率。

图57是示出了电阻曲线与频率的关系的曲线图，其中识别了多个不同的模式。沿着电阻高于最小值的图线位置获得高阶模。图58是示出电抗与频率的关系的曲线图，其中识别了多个不同模式。较高阶模式被图示为沿着图线上的多个位置可用。图59，60，61和62是示出给定声泳实例的浊度和电抗的曲线图。图62中的声换能器在1MHz工作。

可以计算和/或建模施加在流体中的颗粒上的声辐射力。例如，创建COMSOL模型，并将其用于预测线性声驻波场。该模型实现了压电、弹性和声学的建模。该模型用于预测与波长相比小的颗粒(其包括使用Gorkov方程)以及较大的颗粒(其包括使用Yurii-Zhenia方程)上的声辐射力。在一些情况下，例如通过相对于功率归一化来对结果进行归一化可能是有帮助的。可以研究声辐射力对颗粒的影响，并且尤其是用于确定换能器配置，以及用于控制换能器和/或换能器/腔组合。

图63是示出压电位移的曲线图。图64是示出功率和阻抗幅度的曲线图。图65是示出绝对阻抗幅度的曲线图。沿着图的线识别多个模式。在峰值绝对阻抗振幅附近可以获得更高阶的模式。图66是示出阻抗相位的曲线图。再次，沿着曲线图的线示出了多个模式。图67是示出了通过功率归一化的位移的曲线图。同样，在较高位移值下可以获得较高阶的多模操作。图68是示出了由功率归一化的平均压力的曲线图。图69示出了说明轴向和横向辐射力的两个曲线图。

图70示出了说明各种模式的位移的五个曲线图。图71、72是示出压电材料的尺寸和模式的数量之间的关系的曲线图。图73是示出平面波的浊度、电阻、电抗和实际功率与时间关系的曲线图。图74是示出了在最小电抗点处的多模式操作的浑浊度、电阻、电抗和实际功率与时间关系的曲线图。图75是示出了电阻、电抗和实际功率与频率的关系的曲线图。图76是示出了在零或正的最小电抗点处的多模式操作的浊度、电阻、电抗和实际功率与时间关系的曲线图。

图73中所示的性能相当差，最小浊度约为1000，并且典型的浊度性能高得多。图73中所示的性能在图75和零相位中示出。在这种情况下，声换能器产生平面模式声驻波，其可以被设想为活塞操作。

图74中的浊度性能是比图73中所示的浊度性能显著增加，最小浊度通常小于500。在这种情况下，声换能器在电抗最小值处工作，如图75的曲线图中在点X-1处所示。点X-1表示多模式操作，其可以在声驻波所通过的流体中的颗粒上产生轴向力和横向力。这些声学力在图69的示例中示出。因此，提供用于以电抗最小值操作声换能器的控制技术可以获得期望的性能。当在多模式中操作时，即使在零相位处也可获得所要性能，如图75中的点X-4所说明。点X-4是零相位的电抗最小值，其由于多模式操作而可以实现期望的性能，这与零相位平面波操作不同。图76是示出了在零或正的最小电抗点处的多模式操作的混浊度、电阻、电抗和实际功率与时间关系的曲线图；

图77、78、79和80是示出硬件和软件配置的流程图。图80示出了说明频率扫描响应的曲线图。图81示出了说明频率扫描响应的曲线图。图82是示出了操作区域的曲线图。图83是示出控制技术的图形和文本。图84是说明控制技术的文本。

图85、86、87和88是提供各种参数对频率的曲线图。图85是曲线图，左侧刻度测量各种频率下的横向力与轴向力的比值(蓝线)，右侧刻度测量电抗(红线)。比率图线上标识的是用于各种多模式操作模式的位置和范围。用于多模式操作的给定模式的范围被标识为存在于空心圆之间，该模式的主频率或主频率被标识为实心圆。

图86是左侧刻度测量各种频率下每功率的平均压力(蓝线)和右侧刻度测量电抗(红线)的曲线图。在压力曲线上标识的是用于多模式操作的各种模式的位置和范围。用于多模式操作的给定模式被标识为圆，该圆是该模式的主频或主频。

图87是表示电抗与频率的关系的曲线，用于多模式操作的多个模式被标识为在图线上的的位置和范围。用于多模式操作的给定模式的范围被标识为存在于空心圆之间，该模式的主频或主频被标识为实心圆。

图88是表示电抗与频率的关系的曲线，其中用于多模式操作的多个模式被标识为在图线上的的位置和范围。用于多模式操作的给定模式的范围被标识为存在于空心圆之间，该模式的主频或主频被标识为实心圆。

如图85-88中可见，在最小电抗附近具有很强的多模式操作。图85示出了在最小电抗点处具有大于0.1的比率的力比率曲线。与这些模拟结果一起，显示最小电抗的实验数据给出最佳性能。注意，图85-88中所示的测试反映了稳态测试。

本公开的声泳装置可以用于过滤器"系列"，其中使用多个不同的过滤步骤来澄清或纯化初始流体/颗粒混合物以获得期望的产物并管理来自每个过滤步骤的不同材料。每个过滤步骤可以被优化以除去特定的物质，从而提高澄清过程的总效率。单个声泳装置可以作为一个或多个过滤步骤操作。例如，特定声泳装置内的每个单独超声波换能器可被操作以捕获给定颗粒范围内的材料。特别地，声泳装置可以用于去除大量材料，从而减少后续下游过滤步骤/阶段的负担。可以在声泳装置的上游或下游设置附加的过滤步骤/级。也可以使用多个声泳装置。在这种过滤/纯化之后，可以回收/分离所需的生物分子或细胞。

本公开的声泳装置(例如，澄清流体和浓缩细胞)的出口可流体地连接至任何其它过滤步骤或过滤级。这样的过滤步骤可以包括各种方法，例如深度过滤、无菌过滤、尺寸排阻过滤或切向过滤。深层过滤使用物理多孔过滤介质，其可以保留材料通过过滤器的整个深度。在无菌过滤中，使用具有极小孔径的膜过滤器来除去微生物和病毒，通常不加热或辐照或暴露于化学品。尺寸排阻过滤使用具有给定尺寸的孔的物理过滤器根据尺寸和/或分子量分离材料。在切向过滤中，大部分流体流穿过过滤器的表面，而不是进入过滤器。

也可使用色谱法，包括阳离子色谱柱、阴离子色谱柱、亲和色谱柱、混合床色谱柱。其它亲水/疏水方法也可用于过滤目的。

期望地，通过本公开的装置的流速可以是声室的每cm2横截面积4.65mL/min的最小值。甚至更理想地，流速可以高达25mL/min/cm2，并且可以高达40mL/min/cm2至270mL/min/cm2，或甚至更高。这对于可以使用本文讨论的声泳装置和换能器的批量反应器、补料批量生物反应器和灌注生物反应器是真实的。例如，声泳装置可以插入生物反应器和下游过滤装置之间，例如以上讨论的那些。声泳装置可以被配置成在联接到生物反应器的过滤装置的下游，并且可以在其他过滤装置的上游。此外，声泳装置和/或其他过滤装置可以被配置成具有到生物反应器的反馈。

以上讨论的方法、系统和设备是示例。各种配置可适当地省略、替代或添加各种过程或组件。例如，在替代配置中，可以以与所描述的顺序不同的顺序来执行方法，并且可以添加、省略或组合各种步骤。此外，关于某些配置描述的特征可以以各种其他配置组合。可以以类似的方式组合配置的不同方面和元素。而且，技术发展，并且因此，许多元件是示例，并且不限制本公开或权利要求的范围。

在描述中给出了具体细节以提供对示例配置(包括实现)的透彻理解。然而，可在没有这些具体细节的情况下实践配置。例如，已示出公知的过程、结构和技术而没有不必要的细节以避免使配置模糊。本说明书仅提供示例配置，并且不限制权利要求的范围、适用性或配置。相反，配置的前述描述提供了用于实现所描述的技术的描述。在不脱离本公开的精神或范围的情况下，可以对元件的功能和布置进行各种改变。

此外，配置可被描述为被描绘为流程图或框图的过程。尽管每个操作可以将操作描述为顺序的过程，但是许多操作可以并行或同时执行。另外，可以重新排列操作的顺序。过程可以具有未包括在图中的附加阶段或功能。

已经描述了若干示例性配置，在不背离本公开的范围的情况下，可以使用各种修改、替代构造和等效物。例如，上述元件可以是较大系统的部件，其中其它结构或过程可以优先于本发明的应用或以其它方式修改本发明的应用。而且，可以在考虑上述元件之前、期间或之后进行多个操作。因此，以上描述不限制权利要求的范围。

值超过第一阈值(或大于第一阈值)的语句等效于值满足或超过第二阈值的语句，第二阈值略大于第一阈值，例如，在相关系统的解析中，第二阈值是比第一阈值高的一个值。值小于第一阈值(或在第一阈值内)的语句等效于该值小于或等于第二阈值的语句，该第二阈值略低于第一阈值，例如，在相关系统的解析中，第二阈值是比第一阈值低的一个值。

Claims (18)

1.一种声泳系统，包括：

室，其接收流体混合物，所述流体混合物包括流体中的细胞或颗粒；

超声波换能器，其被耦合到所述室并且被配置为被激励以在所述室中生成声波；以及

驱动器，其电连接到所述超声波换能器，所述驱动器被配置成向所述超声波换能器提供激励以在所述室中生成所述声波，所述驱动器包括放大器。

2.根据权利要求1所述的系统，其中至少一个超声波换能器包括多个换能器，所述多个换能器中的每一个个别地被电连接到其自己的放大器。

3.根据权利要求1所述的系统，还包括函数发生器，所述函数发生器通过生成被发送到所述放大器的信号来驱动所述放大器。

4.根据权利要求1所述的系统，还包括电连接在所述放大器和所述至少一个超声波换能器之间的电容器。

5.根据权利要求1所述的系统，还包括电连接在所述放大器和所述至少一个超声波换能器之间的功率电阻器。

6.根据权利要求5所述的系统，还包括示波器，用于测量所述功率电阻器之前的第一电压和所述功率电阻器之后的第二电压。

7.根据权利要求1所述的系统，还包括位于所述一个或多个流室出口下游的颗粒分析器。

8.一种用于控制使用超声波换能器来产生多维声驻波的声泳装置的方法，所述方法包括：

驱动电连接到至少一个超声波换能器的放大器，以将输出信号发送到所述超声波换能器；

测量放大器与预定第一阻抗之间的第一电压；

测量所述第一阻抗和所述至少一个超声波换能器之间的第二电压；

从所测量的第一电压和第二电压之间的输出信号测量电流；

从所测量的电流和所测量的第一电压和第二电压确定所述超声波换能器的实际阻抗；以及

调整来自所述放大器的输出信号以获得所述超声波换能器的期望阻抗。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述超声波换能器的实际阻抗与所测量的电流和所述第一阻抗这两者成正比，并且与所测量的第一电压和第二电压这两者成反比。

10.根据权利要求8所述的方法，还包括根据所测量的第二电压和所述至少一个超声波换能器的阻抗来确定由所述超声波换能器消耗的电功率。

11.根据权利要求10的方法，其中，由所述超声波换能器消耗的电功率与所测量的第二电压成正比，并且与所述至少一个超声波换能器的阻抗成反比。

12.根据权利要求8所述的方法，其中所述放大器由函数发生器驱动，所述函数发生器生成被发送到所述放大器的低电压正弦电压信号。

13.根据权利要求8所述的方法，其中所述第一电压和所述第二电压由示波器测量。

14.根据权利要求8所述的方法，还包括使用位于所述声泳装置下游的颗粒分析器来表征所述颗粒。

15.根据权利要求8所述的方法，其中，所述第一阻抗是跨越电连接在所述放大器与所述超声波换能器之间的功率电阻器而被预先确定。

16.根据权利要求15所述的方法，其中，跨越所述功率电阻器的所述预先确定的第一阻抗与所述第一电压成正比，并且与所述第二电压成反比。

17.根据权利要求8所述的方法，还包括确定所述超声波换能器的阻抗的相位角。

18.一种用于控制相关的声泳装置的系统，包括：

放大器，其产生输出信号；

函数发生器，其向所述放大器提供信号；

功率电阻器，其电连接在所述放大器与所述相关的声泳装置之间；以及

用于测量所述功率电阻器之前的第一电压和所述功率电阻器之后的第二电压的器具。

Images