CN111342840B - 精密的电流到数字转换器 - Google Patents
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 30
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 13
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 12
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 2
- 230000003750 conditioning effect Effects 0.000 abstract description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 230000004075 alteration Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003116 impacting effect Effects 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000001737 promoting effect Effects 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
- H03M3/436—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type
- H03M3/438—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path
- H03M3/454—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path with distributed feedback, i.e. with feedback paths from the quantiser output to more than one filter stage
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/322—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M3/352—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of deviations from the desired transfer characteristic
- H03M3/354—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of deviations from the desired transfer characteristic at one point, i.e. by adjusting a single reference value, e.g. bias or gain error
- H03M3/356—Offset or drift compensation
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- H—ELECTRICITY
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/124—Sampling or signal conditioning arrangements specially adapted for A/D converters
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
- H03M3/412—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
- H03M3/422—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
- H03M3/43—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only the quantiser being a single bit one
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M1/0617—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence
- H03M1/0634—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence by averaging out the errors, e.g. using sliding scale
- H03M1/0656—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence by averaging out the errors, e.g. using sliding scale in the time domain, e.g. using intended jitter as a dither signal
- H03M1/066—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence by averaging out the errors, e.g. using sliding scale in the time domain, e.g. using intended jitter as a dither signal by continuously permuting the elements used, i.e. dynamic element matching
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
- H03M1/74—Simultaneous conversion
- H03M1/80—Simultaneous conversion using weighted impedances
- H03M1/802—Simultaneous conversion using weighted impedances using capacitors, e.g. neuron-mos transistors, charge coupled devices
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- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
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- H03M1/80—Simultaneous conversion using weighted impedances
- H03M1/808—Simultaneous conversion using weighted impedances using resistors
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- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
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- H03M3/458—Analogue/digital converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
- H03M3/464—Details of the digital/analogue conversion in the feedback path
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Abstract
提供了精密的电流到数字转换器。公开了一种电流感测系统和三角积分调制器架构，以用于以改进的功率效率对来自高阻抗信号源的电流输入信号进行感测和数字化。三角积分调制器通过利用电容式求和级将信号条件级集成在三角积分调制器反馈环路内。对于给定的增益、分辨率和带宽要求，该三角积分调制器架构通过有利地减小系统中需要高动态范围的节点的数量而实现减小的功率消耗。附加地，三角积分调制器具有非常高的输入阻抗，使得该三角积分调制器的输入可以直接连接到高阻抗信号源，而不需要前端前置放大器级等。
Description
技术领域
在该文献中公开的设备和方法涉及电流感测，并且更具体地涉及电流到数字转换器。
背景技术
除非在本文中另有指示，否则本章节中所描述的材料不是针对本申请中的权利要求的现有技术，并且并不通过在本章节中包括而被承认是现有技术。
电流感测电路被广泛用于许多传感器应用中，以处理模拟电流信号并且将其转换到数字域。对于需要高分辨率和低带宽的电流感测应用而言，三角积分（delta-sigma）调制器（DSM）由于其比其他模数转换器（ADC）架构优越的功率效率而经常被用于执行数字化。然而，在诸如感测高阻抗传感器的电流之类的许多应用中，电流感测电路必须具有高输入阻抗，以便避免汲取电流并且对传感器的性能造成负面影响。因此，当测量来自高阻抗传感器的电流时，常规的基于DSM的电流感测电路必须利用某种前端信号调节电路（诸如，前置放大器级）以将高阻抗传感器电流信号转换为低阻抗输出信号，使得其可以被数字化。
图1示出了用于测量和数字化来自高输出阻抗信号源20的电流信号IIN的常规的基于DSM的电流感测系统10。电流信号IIN在由三角积分调制器40数字化以提供数字输出信号DOUT之前被提供给前端信号调节级30。然而，随着所需分辨率变得更高，在前端信号调节级30和三角积分调制器40两者的输入节点处强制的高动态范围仍然导致了相对高功率的实现方式。因此，所需要的是提供高输入阻抗、低功率消耗和高动态范围的电流感测电路。
发明内容
公开了一种用于感测电流源的电流输入信号的三角积分调制器。所述三角积分调制器包括：第一节点，其被配置成连接到所述电流源并且接收所述电流输入信号，所述第一节点是所述三角积分调制器的输入；电容式求和电路，其具有连接到所述第一节点的输入和连接到第二节点的输出，所述电容式求和电路被配置成将所述第一节点处的信号放大并且将经放大的信号提供给所述第二节点，所述电容式求和电路包括：（i）第一放大器，其具有连接到所述第一节点的输入和连接到所述第二节点的输出，和（ii）第一电容，其连接在所述第一放大器的输出与所述第一放大器的输入之间；环路滤波器电路，其具有连接到所述第二节点的输入和连接到第三节点的输出，所述环路滤波器被配置成对所述第二节点处的经放大的信号进行滤波，并且将经滤波的信号提供给所述第三节点；量化器电路，其具有连接到所述第三节点的输入和连接到第四节点的输出，所述第四节点是所述三角积分调制器的输出，所述量化器电路被配置成对所述第三节点处的经滤波的信号进行量化，并且将经量化的信号提供给所述第四节点；以及第一反馈路径，其连接在所述第四节点与所述第一节点之间，至少一个第二电容被布置在所述第一反馈路径中，并且被配置成将经量化的信号电容式地耦合到所述第一节点。
公开了一种电流感测系统。所述电流感测系统包括：电流源，其被配置成提供电流输入信号；以及三角积分调制器。所述三角积分调制器包括：第一节点，其被配置成连接到所述电流源并且接收所述电流输入信号，所述第一节点是所述三角积分调制器的输入；电容式求和电路，其具有连接到所述第一节点的输入和连接到第二节点的输出，所述电容式求和电路被配置成将所述第一节点处的信号放大并且将经放大的信号提供给所述第二节点，所述电容式求和电路包括：（i）第一放大器，其具有连接到所述第一节点的输入和连接到所述第二节点的输出，和（ii）第一电容，其连接在所述第一放大器的输出与所述第一放大器的输入之间；环路滤波器电路，其具有连接到所述第二节点的输入和连接到第三节点的输出，所述环路滤波器被配置成对所述第二节点处的经放大的信号进行滤波，并且将经滤波的信号提供给所述第三节点；量化器电路，其具有连接到所述第三节点的输入和连接到第四节点的输出，所述第四节点是所述三角积分调制器的输出，所述量化器电路被配置成对所述第三节点处的经滤波的信号进行量化，并且将经量化的信号提供给所述第四节点；以及第一反馈路径，其连接在所述第四节点与所述第一节点之间，至少一个第二电容被布置在所述第一反馈路径中，并且被配置成将经量化的信号电容式地耦合到所述第一节点。
附图说明
在结合附图考虑的以下描述中解释了三角积分调制器和电流感测系统的前述方面和其他特征。
图1示出了用于测量和数字化来自高阻抗信号源的电流信号的常规的基于DSM的电流感测系统。
图2示出了利用功率高效架构进行电流到数字转换的电流感测系统。
图3示出了图2的电流感测系统的示例性实现。
图4为了进行比较示出了具有前端电容式调节级的示例性替换电流感测系统。
图5示出了具有开关的另外的电流感测系统，该开关被配置成选择性地将信号源连接到三角积分调制器。
图6示出了另外的电流感测系统，该电流感测系统除了FIR DAC之外还具有被布置在至少主反馈路径中的动态元件匹配电路。
图7示出了另外的电流感测系统，该电流感测系统具有被布置在至少主反馈中的动态元件匹配电路而没有FIR DAC。
具体实施方式
出于促进对本公开原理的理解的目的，现在将参考在附图中图示并在以下书面说明书中描述的实施例。应理解的是，并不由此意图限制本公开的范围。应进一步理解的是，本公开包括对所图示的实施例的任何更改和修改，并且包括如本公开所涉及领域的技术人员通常将会想到的本公开原理的另外的应用。
图2示出了利用功率高效架构来进行电流到数字转换的电流感测系统100。电流感测系统100通过有利地减小系统中需要高动态范围的节点的数量，以大幅减小的功率消耗实现大于15位的分辨率和亚MHz带宽。通过将电容式调节级包括在三角积分调制器（DSM）110的主反馈环路内，来完成系统中需要高动态范围的节点的数量的减小，使得仅需要在三角积分调制器110的单个节点处强制高动态范围。附加地，电容式调节级有助于在三角积分调制器110的输入112处建立非常高的输入阻抗。以此方式，三角积分调制器110的输入112可以直接连接到高阻抗信号源120，而不需要前端前置放大器级等。
电流感测系统100包括三角积分调制器110，该三角积分调制器110被配置成在输入112处直接从高阻抗信号源120接收模拟电流输入信号IIN，并且在输出114处提供数字输出信号DOUT。三角积分调制器110在前向路径中包括求和块130、环路滤波器140和量化器150。三角积分调制器110包括由具有有限脉冲响应数模转换器（FIR DAC）170的主反馈路径160形成的负反馈环路（在本文中也称为“DSM环路”）。此外，在至少一些实施例中，三角积分调制器110进一步包括由具有偏移校正电路190的次反馈路径180形成的偏移校正环路。
高阻抗信号源120是具有非常高的阻抗的时变电流信号源，诸如时变电容、电容式地耦合的时变电压源等。在许多实施例中，高阻抗信号源120是被配置成测量某个物理量或参数的高阻抗传感器。在一些实施例中，高阻抗传感器可以包括电容式传感器（诸如麦克风），该电容式传感器由高阻抗源（诸如，反向偏置的二极管）所偏置。在一个实施例中，高阻抗信号源120具有例如至少千兆欧或更高的数量级的阻抗。以此方式，可以认为高阻抗信号源120类似于理想电流源（理论上其具有无限阻抗）。将领会的是，在给定高阻抗传感器作为信号源的情况下，电流感测系统100必须具有高输入阻抗，以便避免汲取电流（超过可忽略的量），并且从而对高阻抗传感器的性能造成负面影响。本文中所述的电流感测系统100在信号源120与三角积分调制器110之间没有任何前端信号调节电路的情况下，有利地实现了非常高的输入阻抗。然而，尽管电流感测系统100最有利地与高阻抗电流源结合利用，但是高阻抗信号源120可以可替换地包括低阻抗信号源，而不影响电流感测系统100的功能性并同时仍实现改进的功率效率。
求和块130可操作地连接到输入112以接收电流输入信号IIN，并且连接到主反馈路径160、更具体地连接到FIR DAC 170的输出以接收负反馈电流信号IFB。求和块130包括电容式求和电路132，电容式求和电路132被配置成在求和节点138处加上和/或减去电流输入信号IIN和负反馈电流信号IFB。电容式求和电路132还起到信号调节功能，并且被配置成将电流输入信号IIN和负反馈电流信号IFB的和或差放大，并且在第一中间节点142处输出差信号VDIFF。与信号源120的输入电容和/或FIR DAC 170的电容相组合的电容式求和电路132被配置为纯增益级，并且具有平坦或全通的频率响应/传递函数HCS，并且未被配置成对输出信号的频率内容进行滤波或以其他方式成型。在许多实施例中，电容式求和电路132被配置成具有大于一的增益G（例如，G=3），但是在一些实施例中，电容式求和电路132可以仅充当具有单位增益的缓冲器。在至少一个实施例中，电容式求和电路132包括至少一个放大器134，放大器134具有连接在其输出端子与其负输入端子之间的电容器136。放大器134的负输入端子连接到输入112并且被配置成接收电流输入信号IIN。差信号VDIFF被提供在放大器134的输出端子处。
环路滤波器140可操作地连接到求和块130的输出和/或第一中间节点142，并且被配置成对差信号VDIFF进行滤波，并且在第二中间节点152处提供经滤波的信号VFILT。环路滤波器140包括一个或多个滤波器级，该滤波器级可以包括连续时间滤波器级、离散时间滤波器级和/或混合滤波器级。在至少一个实施例中，环路滤波器140的一个或多个滤波器级是噪声成型滤波器，其具有抑制差信号VDIFF的较高频率内容的频率响应/传递函数HLF。将领会的是，对较高频率内容的抑制有助于减小电流感测系统100中的量化噪声。在至少一些实施例中，滤波器级中的一个或多个包括积分器电路，每个积分器电路具有放大器、连接在放大器的输出端子与反相输入端子之间的电容器、以及连接到反相输入端子的电阻器。
量化器150可操作地连接到环路滤波器140的输出和/或第二中间节点152，并且被配置成对经滤波的信号VFILT进行量化和/或数字化，并且在连接到输出114的输出节点154处提供经量化的数字输出信号DOUT。将领会的是，经量化的信号是仅具有预定数量的可能值/量值的信号。在至少一个实施例中，量化器150包括一个或多个比较器，该比较器被配置成生成单个位或多位输出信号。特别地，在单个位输出的情况下，量化器150包括单个比较器，该单个比较器被配置成响应于经滤波的信号VFILT大于阈值而输出第一电压/电流值（例如，逻辑“高”电压），并且响应于经滤波的信号VFILT小于阈值而输出第二电压/电流值（例如，逻辑“低”电压）。在多位输出的情况下，量化器150包括多个比较器，该多个比较器被配置成基于经滤波的信号VFILT与多个不同阈值的比较来输出不同的电压/电流电平。
主反馈路径160被提供在量化器150的输出和/或输出节点154与求和块130的输入和/或求和节点138之间。FIR DAC 170被提供在主反馈路径160中，并且具有连接到量化器150的输出的输入和连接到求和块130的输入的输出。FIR DAC 170被配置成将经量化的数字输出信号DOUT转换为模拟负反馈电流信号IFB。在至少一个实施例中，FIR DAC 170具有频率响应/传递函数HFIR。在至少一个实施例中，FIR DAC 170包括数字逻辑172，数字逻辑172被配置成操作连接到电容器176的阵列的一个或多个开关和/或抽头，以便生成负反馈电流信号IFB。将领会的是，FIR DAC 170改进了系统200的增益因子。
在量化器150的输出与求和块130的输入之间还提供了次反馈路径180。偏移校正电路190被提供在次反馈路径180中，并且具有连接到量化器150的输出的输入和连接到求和块130的输入的输出。偏移校正电路190被配置成在求和块130的输入处设置DC偏置和/或DC操作点，并且消除系统100中的任何偏移。特别地，偏移校正电路190被配置成调整或校正在放大器134的反相输入处存在的DC偏移，使得其等于期望的DC偏置点（例如，零）。在一些实施例中，偏移校正电路190包括比例积分器电路和/或低通滤波器电路。可以使用模拟、数字或混合组件来实现偏移校正电路190。
将领会的是，负反馈电流信号IFB具有与电流输入信号IIN类似但为负的形式。因此，与电流输入信号IIN和与负反馈电流信号IFB相比，差信号VDIFF在量值方面非常小。因此，电容式求和电路132针对具有相对小规格的电容器136的情况可以实现相对大的增益G。此外，由于差信号VDIFF非常小，因此不需要在环路滤波器140的输入处强制高动态范围要求。因此，可以以更加功率高效的方式来实现环路滤波器140。
图3示出了电流感测系统200，该电流感测系统200是电流感测系统100的示例性实现。在电流感测系统200中，高阻抗信号源120被图示为直接耦合到输入112的理想电流源122。然而，高阻抗信号源120可以可替换地被图示为经由具有电容C 1的电容器（未示出）耦合到输入112的电压源。
求和块130利用由放大器234形成的电容式求和电路232实现，该放大器234具有连接在其输出与其反相输入之间的电容器236。电容器236具有电容C 1/G，其中G是电容式求和电路232的增益。电容式求和电路232的噪声被图示为具有电压V n1的电压源238，该电压源238连接到放大器234的非反相输入。如以上关于电流感测系统100类似讨论的，电容式求和电路232被配置成将电流输入信号IIN与负反馈电流信号IFB的和或差放大，并且输出差信号VDIFF。
环路滤波器140包括由放大器244形成的至少一个积分器电路242，该放大器244具有连接在其输出与其反相输入之间的电容器246、以及连接在放大器244的输入与电容式求和电路232的放大器234的输出之间的电阻248。电阻248可以采取电阻器、开关电容器等的形式。电容器246具有电容C 2，并且电阻248具有电阻R。在一些实施例中，环路滤波器140的后级250可以包括被类似地配置的另外的积分器。如以上关于电流感测系统100类似讨论的，积分器232和/或后级250被配置成对差信号VDIFF进行滤波，并且提供经滤波的信号VFILT。
FIR DAC 170包括数字逻辑272，数字逻辑272被配置成操作连接到电容器276的阵列的多个开关和/或抽头274，以便生成负反馈电流信号IFB。电容器276具有总电容C 1。 在至少一个实施例中，电容器276的总电容大于或等于高阻抗信号源120的时变电容。如以上关于电流感测系统100类似讨论的，数字逻辑272被配置成操作开关和/或抽头274，以基于经量化的数字输出信号DOUT来生成模拟负反馈电流信号IFB。特别地，每个电容器276具有连接到求和节点138的第一端子和连接到开关和/或抽头274中的至少一个的第二端子。数字逻辑272被配置成操作开关和/或抽头274，以将每个电容器176的第二端子选择性地连接到第一电压（例如，VDD）或第二电压（例如，GND）。数字逻辑272可以包括任何逻辑，诸如延迟元件、处理器、控制器、可编程逻辑设备、一个或多个逻辑门等。
与如下的类似系统相比，电流感测系统200具有显著减小的输入参考噪声：在该类似系统中，在DSM环路内不包括电容式求和电路232，并且而是在高阻抗信号源120与三角积分调制器110的输入112之间包括前端调节级。特别地，为了比较起见，图4示出了电流感测系统300的示例性实现，其与电流感测系统200类似，除了从DSM环路中去除了电容式求和电路232并且代替地使用类似的电容式调节电路332来将高阻抗信号源120与三角积分调制器310的输入112耦合。附加地，在电流感测系统300中，电容器176的阵列被具有总电阻R的电阻器376的阵列替代。最后，将领会的是，系统300的DC偏置点由电阻器248和376而不是如系统200中那样由偏移校正电路来设置。等效于电流感测系统200的元件的电流感测系统300的其他元件用相同的参考标号来进行标记，并且不再详细描述。
在示例性电流感测系统300中，电容式调节电路332和环路滤波器140的第一积分器242管控系统输入参考噪声。特别地，电流感测系统300的输入参考噪声近似等于：
，
其中，k是玻尔兹曼常数并且T是操作温度。
因此，电容式调节电路332和第一积分器242中的放大器需要消耗功率，以便抑制噪声并为小的电阻器R提供足够的驱动强度。
返回图3，为了解决这个问题，电流感测系统200有利地将电容式求和电路232包括在三角积分调制器110的DSM环路内，该电容式求和电路232起到信号调节功能。通过在DSM反馈环路内部移动电容式求和电路232，电容式求和电路232仅放大在输入电流信号IIN与负反馈电流信号IFB之间的差，从而使得能够使用减小的反馈电容器C 1/G来将信号放大并使来自后级的噪声衰减。附加地，通过在FIR DAC 170中利用电容器276而不是电阻器376，消除了反馈路径160中的噪声源。作为结果，电流感测系统200的输入参考噪声近似等于：
。
在G＞1的情况下，电容式信号条件级的噪声代价是受限的，而来自后续环路滤波器级的噪声减小是显著的。因此，对于大多数情形，与电流感测系统300相比，电流感测系统200具有大幅改进的性能。特别地，电流感测系统200具有减小的输入参考噪声，这对于给定的增益、分辨率和带宽要求而使能实现更加功率高效的实现方式。
图5示出了另外的电流感测系统400，该电流感测系统400基本上类似于电流感测系统200，除了它进一步包括开关404，该开关404被配置成基于控制信号选择性地将高阻抗信号源120连接到三角积分调制器110的输入112和从输入112断连。在至少一个实施例中，处理器、控制器等（未示出）被配置成利用控制信号来操作开关404，使得在输出节点154处的经量化的输出信号DOUT的值改变值的同时，开关404被短暂地断开。以此方式，经量化的输出信号DOUT的值中的改变不会在输入电流信号IIN中产生干扰。在至少一个实施例中，开关404在量化器150的比较器的每个时钟周期的结束之前断开小的预定量的时间，并且在量化器150的比较器的每个时钟周期的开始之后闭合小的预定量的时间。在其中高阻抗电流源120是传感器的实施例中，这通过不引起这类干扰来改进传感器的性能。
图6示出了另外的电流感测系统500，该电流感测系统500基本上类似于电流感测系统200，除了它进一步包括被布置在至少主反馈路径160中的动态元件匹配（DEM）电路504。在一些实施例中，DEM电路504被布置在主和次反馈路径160和180两者的共享部分中。特别地，在具有多位量化器150的实施例中，包括DEM电路504。DEM电路504被配置成当与多位量化器结合使用时减轻FIR DAC 170中的非线性。
在至少一些实施例中，当利用多位量化器150和DEM电路504时，可以省略FIR DAC170。特别地，图7示出了另外的电流感测系统600，该电流感测系统600基本上类似于电流感测系统500，除了消除了FIR DAC 170。取而代之，由电容670来代替FIR DAC，该电容670被配置成将DEM电路504的输出和/或经量化的输出信号DOUT电容式地耦合到求和节点138。电容670可以是并联和/或串联连接的一个或多个电容器。在至少一个实施例中，与信号源120的输入电容以及电容670相组合的电容式求和电路132以与以上关于图2所描述的相同的方式被配置为纯增益级，并且具有平坦或全通的频率响应/传递函数HCS，并且未被配置成对输出信号的频率内容进行滤波或以其他方式成型。
虽然已经在附图和前述描述中详细图示并描述了本公开，但是其在性质上应当被视为说明性而非限制性的。应理解的是，仅已呈现了优选实施例，并且期望保护落入本公开的精神内的所有改变、修改和另外的应用。
Claims (18)
1.一种用于感测电流源的电流输入信号的三角积分调制器，所述三角积分调制器包括：
第一节点，其被配置成连接到所述电流源并且接收所述电流输入信号，所述第一节点是所述三角积分调制器的输入；
电容式求和电路，其具有连接到所述第一节点的输入和连接到第二节点的输出，所述电容式求和电路被配置成将所述第一节点处的信号放大并且将经放大的信号提供给所述第二节点，所述电容式求和电路包括：（i）第一放大器，其具有连接到所述第一节点的输入和连接到所述第二节点的输出，和（ii）第一电容，其连接在所述第一放大器的输出与所述第一放大器的输入之间；
环路滤波器电路，其具有连接到所述第二节点的输入和连接到第三节点的输出，所述环路滤波器被配置成对所述第二节点处的经放大的信号进行滤波，并且将经滤波的信号提供给所述第三节点；
量化器电路，其具有连接到所述第三节点的输入和连接到第四节点的输出，所述第四节点是所述三角积分调制器的输出，所述量化器电路被配置成对所述第三节点处的经滤波的信号进行量化，并且将经量化的信号提供给所述第四节点；
第一反馈路径，其连接在所述第四节点与所述第一节点之间，至少一个第二电容被布置在所述第一反馈路径中，并且被配置成将经量化的信号电容式地耦合到所述第一节点；以及
连接在所述第四节点与所述第一节点之间的第二反馈路径，所述第二反馈路径包括在所述第二反馈路径中布置的偏移校正电路，所述偏移校正电路被配置成通过将所述第一节点处的DC偏移调整为具有预定的DC偏移量值来校正所述三角积分调制器中的DC偏移。
2.根据权利要求1所述的三角积分调制器，所述第一反馈路径包括：
在第一负反馈路径中布置的有限脉冲响应数模转换器，所述有限脉冲响应数模转换器被配置成将所述第四节点处的经量化的信号转换为模拟反馈信号，并且将所述模拟反馈信号提供给所述第一节点。
3.根据权利要求2所述的三角积分调制器，所述有限脉冲响应数模转换器包括：
多个第二电容，每个第二电容具有第一端子和第二端子，每个第二电容的第一端子连接到所述第一节点；
多个开关，其被配置成将每个第二电容的第二端子选择性地连接到第一电压和第二电压；以及
处理器，其被配置成操作所述多个开关以在所述第一节点处提供所述模拟反馈信号。
4.根据权利要求1所述的三角积分调制器，其中与所述至少一个第二电容相组合的所述电容式求和电路提供平坦的频率响应。
5.根据权利要求1所述的三角积分调制器，所述环路滤波器包括：
至少一个噪声成型滤波器。
6.根据权利要求5所述的三角积分调制器，所述环路滤波器包括：
至少一个积分器电路。
7.根据权利要求6所述的三角积分调制器，所述至少一个积分器电路包括：
第二放大器；
第三电容，其连接在所述第二放大器的输出与所述第二放大器的输入之间；以及
电阻，其连接在所述第二节点与所述第二放大器的输入之间。
8.根据权利要求1所述的三角积分调制器，进一步包括：
连接在所述电流源和所述第一节点之间的开关；以及
至少一个处理器，其被配置成操作所述开关以：（i）在所述第四节点处的经量化的信号的值中的每个改变之前断开第一预定量的时间，以及（ii）在所述第四节点处的经量化的信号的值中的每个改变之后闭合第二预定量的时间。
9.根据权利要求1所述的三角积分调制器，其中：
所述量化器是多位量化器；以及
所述第一反馈路径包括动态元件匹配电路。
10.根据权利要求1所述的三角积分调制器，其中所述第一节点直接连接到所述电流源。
11.根据权利要求1所述的三角积分调制器，其中所述电流源是时变电容。
12.根据权利要求1所述的三角积分调制器，其中所述电流源是电容式传感器。
13.根据权利要求1所述的三角积分调制器，其中所述电流源是经由第四电容耦合到所述第一节点的时变电压源。
14.一种电流感测系统，包括：
电容式传感器，配置为测量物理参数并提供代表该物理参数的电流输入信号，所述电容式传感器具有至少千兆欧的输出阻抗；以及
三角积分调制器，包括：
第一节点，其直接连接到所述电容式传感器并且配置成接收所述电流输入信号，所述第一节点是所述三角积分调制器的输入；
电容式求和电路，其具有连接到所述第一节点的输入和连接到第二节点的输出，所述电容式求和电路被配置成将所述第一节点处的信号放大并且将经放大的信号提供给所述第二节点，所述电容式求和电路包括：（i）第一放大器，其具有连接到所述第一节点的输入和连接到所述第二节点的输出，和（ii）第一电容，其连接在所述第一放大器的输出与所述第一放大器的输入之间；
环路滤波器电路，其具有连接到所述第二节点的输入和连接到第三节点的输出，所述环路滤波器被配置成对所述第二节点处的经放大的信号进行滤波，并且将经滤波的信号提供给所述第三节点；
量化器电路，其具有连接到所述第三节点的输入和连接到第四节点的输出，所述第四节点是所述三角积分调制器的输出，所述量化器电路被配置成对所述第三节点处的经滤波的信号进行量化，并且将经量化的信号提供给所述第四节点；以及
第一反馈路径，其连接在所述第四节点与所述第一节点之间，至少一个第二电容被布置在所述第一反馈路径中，并且被配置成将经量化的信号电容式地耦合到所述第一节点。
15.根据权利要求14所述的电流感测系统，所述第一反馈路径包括：
在第一负反馈路径中布置的有限脉冲响应数模转换器，所述有限脉冲响应数模转换器被配置成将所述第四节点处的经量化的信号转换为模拟反馈信号，并且将所述模拟反馈信号提供给所述第一节点。
16.根据权利要求15所述的电流感测系统，所述有限脉冲响应数模转换器包括：
多个第二电容，每个第二电容具有第一端子和第二端子，每个第二电容的第一端子连接到所述第一节点；
多个开关，其被配置成将每个第二电容的第二端子选择性地连接到第一电压和第二电压；以及
处理器，其被配置成操作所述多个开关以在所述第一节点处提供所述模拟反馈信号。
17.根据权利要求14所述的电流感测系统，所述三角积分调制器进一步包括：
连接在所述第四节点与所述第一节点之间的第二反馈路径，所述第二反馈路径包括：
在所述第二反馈路径中布置的偏移校正电路，所述偏移校正电路被配置成通过将所述第一节点处的DC偏移调整为具有预定的DC偏移量值来校正所述三角积分调制器中的DC偏移。
18.根据权利要求14所述的电流感测系统，其中与所述至少一个第二电容相组合的所述电容式求和电路提供平坦的频率响应。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US16/223178 | 2018-12-18 | ||
| US16/223,178 US10581453B1 (en) | 2018-12-18 | 2018-12-18 | Precision current-to-digital converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN111342840A CN111342840A (zh) | 2020-06-26 |
| CN111342840B true CN111342840B (zh) | 2024-01-02 |
Family
ID=69645682
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201911301929.7A Active CN111342840B (zh) | 2018-12-18 | 2019-12-17 | 精密的电流到数字转换器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US10581453B1 (zh) |
| CN (1) | CN111342840B (zh) |
| DE (1) | DE102019219882A1 (zh) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017086188A1 (ja) * | 2015-11-20 | 2017-05-26 | 株式会社村田製作所 | センサ装置 |
| US10718801B2 (en) | 2017-08-21 | 2020-07-21 | Cirrus Logic, Inc. | Reducing noise in a capacitive sensor with a pulse density modulator |
| EP3783798A1 (en) * | 2019-08-22 | 2021-02-24 | ams International AG | Current to digital converter circuit, optical front end circuit, computed tomography apparatus and method |
| WO2023287361A2 (en) * | 2021-07-16 | 2023-01-19 | Agency For Science, Technology And Research | A quantizer device |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6369730B1 (en) * | 1999-04-21 | 2002-04-09 | U.S. Philips Corporation | Sigma-delta analog-to-digital converter |
| CN102138283A (zh) * | 2008-06-30 | 2011-07-27 | 爱立信电话股份有限公司 | 带有dc偏移和im2抑制反馈环的单端多频带反馈线性化rf放大器以及混频器 |
| CN102832948A (zh) * | 2012-09-07 | 2012-12-19 | 复旦大学 | 可重构的连续时间型高速低功耗sigma-delta调制器 |
| US9602126B2 (en) * | 2012-12-21 | 2017-03-21 | Teledyne Dalsa B.V. | Sigma-delta analog-to-digital converter |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7450665B2 (en) | 2003-12-09 | 2008-11-11 | Freescale Semiconductor, Inc. | Method and apparatus to implement DC offset correction in a sigma delta converter |
| US7366021B2 (en) * | 2005-05-04 | 2008-04-29 | Micron Technology, Inc. | Method and apparatus for sensing flash memory using delta sigma modulation |
| US7183957B1 (en) | 2005-12-30 | 2007-02-27 | Cirrus Logic, Inc. | Signal processing system with analog-to-digital converter using delta-sigma modulation having an internal stabilizer loop |
| US7375666B2 (en) * | 2006-09-12 | 2008-05-20 | Cirrus Logic, Inc. | Feedback topology delta-sigma modulator having an AC-coupled feedback path |
| US7423567B2 (en) * | 2006-09-12 | 2008-09-09 | Cirrus Logic, Inc. | Analog-to-digital converter (ADC) having a reduced number of quantizer output levels |
| US7358880B1 (en) | 2007-02-07 | 2008-04-15 | Cirrus Logic, Inc. | Magnetic field feedback delta-sigma modulator sensor circuit |
| TWI400891B (zh) * | 2007-02-15 | 2013-07-01 | Realtek Semiconductor Corp | 應用於三角積分調變器中之濾波電路及其相關濾波方法 |
| US20120056661A1 (en) * | 2010-09-08 | 2012-03-08 | Ayman Shabra | High voltage multiplexer element and multiplexer system using same |
| US9407283B2 (en) | 2013-10-17 | 2016-08-02 | Analog Devices Global | Delta-sigma modulator having sensor front-end |
-
2018
- 2018-12-18 US US16/223,178 patent/US10581453B1/en active Active
-
2019
- 2019-12-17 CN CN201911301929.7A patent/CN111342840B/zh active Active
- 2019-12-17 DE DE102019219882.1A patent/DE102019219882A1/de active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6369730B1 (en) * | 1999-04-21 | 2002-04-09 | U.S. Philips Corporation | Sigma-delta analog-to-digital converter |
| CN102138283A (zh) * | 2008-06-30 | 2011-07-27 | 爱立信电话股份有限公司 | 带有dc偏移和im2抑制反馈环的单端多频带反馈线性化rf放大器以及混频器 |
| CN102832948A (zh) * | 2012-09-07 | 2012-12-19 | 复旦大学 | 可重构的连续时间型高速低功耗sigma-delta调制器 |
| US9602126B2 (en) * | 2012-12-21 | 2017-03-21 | Teledyne Dalsa B.V. | Sigma-delta analog-to-digital converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE102019219882A1 (de) | 2020-06-18 |
| US10581453B1 (en) | 2020-03-03 |
| CN111342840A (zh) | 2020-06-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |