CN111289806B - 一种阵列式电容传感器的动态测量电路 - Google Patents
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Abstract
一种阵列式电容传感器的动态测量电路，包括单片机、交叉选通开关阵列、电容信号转换电路、平衡电路、幅度解调电路、电平偏移电路和采样反馈电路；电容信号转换电路将交叉选通开关阵列选通的电容值转换为正弦波信号，平衡电路抵消交叉选通开关阵列选通的两个交叉电极片的静态电容的作用，输出仅反映两个电极片之间的相对于静态电容变化率的微弱不平衡信号；幅度解调电路将微弱不平衡信号的幅值解出后输出给电平偏移电路，电平偏移电路对输出信号作偏移，最终输出有用直流信号。本发明根据不同静态电容值自动调整电路参数，准确测出微弱电容的相对变化量。灵敏度高，响应速度快，抗干扰能力强，可以实现规模达数百个通道的电容阵列动态测量。
Description
技术领域
本发明涉及传感器装置领域，特别涉及一种阵列式电容传感器的动态测量电路。
背景技术
电容式传感器基本原理是把某种物理量，例如位移、面积、电介质等转化为电容，然后通过测量电容来间接测量所求物理量。电容传感器具有十分广泛的用途。尤其是在高精度检测领域，电容传感器具有无可替代的地位。电容传感器具有灵敏度高、响应快的优点，但是测量电路较为复杂。大部分情况下，电容传感器的电容量比较微弱，电路容易受到自身寄生参数、环境变化的影响，这使得问题变得更加复杂。
常见的微弱电容测量技术有直流充放电法、交流电桥法、V/T转换法和基于运算放大器的负反馈交流激励法。直流充放电法采用直流激励，测量精度容易受到放大器失调电压漂移的影响。另外，该方法要对电容进行快速充放电，需要用到电子开关，电路精度容易受电子开关电荷注入效应的影响。交流电桥法调零比较繁琐，而且容易受到电路寄生电容的影响，实际实施过程中需要复杂的屏蔽措施。该法对小电容的微弱变化测量较为困难。V/T转换法是利用测量电容充放电时间来测量电容值，同直流充放电法一样，测量精度容易受电路直流电压漂移和电子开关注入电荷的影响；从部分公开文献来看，目前微弱电容检测实际应用中测量精度最高的电路是基于运算放大器的负反馈交流激励法。该方法具有很高的分辨率，而且抗寄生电容能力强。另外还有一种高压双边激励检测方法，需要用到高频高压激励信号，仅使用于特定对象和场合，限制条件较多。
在上述电容检测方法中多用于电容的静态测量，然而在许多应用中需要测量电容随时间的动态变化。这除了对电路有精度要求外还有响应速度的要求；对于阵列式电容传感器，还要求电路具有多通道测量能力。
电子触诊技术是一种利用压力反馈及其平面分布来诊断乳腺内部组织硬度信息的技术，可在一定程度上替代传统的人工触诊。该技术所用的传感器是一个电容阵列探头，其结构如图1所示。探头敏感平面的水平和垂直方向上平行分布有窄的金属薄片，两组金属薄片平面之间填充有很薄的弹性绝缘介质。在两个平行平面上各选取一条金属薄片，在交叉处可以构成一个微小的平行板电容，如图2所示。
探头敏感面受力会使绝缘介质压缩，导致电容值发生变化。通过测量电容值的变化可测出交叉点处的压强。在绝缘材料是完全弹性和理想平行板电容的假设下，可推导出交叉点处的压强正比于交叉电容的相对电容变化量：
C0是交叉点处的初始电容(也称本体电容或静态电容值)，ΔC是受压下的电容变化量，E是绝缘介质的杨氏模量，p是交叉点处的压强。要求电路输出正比于电容相对变化量，而不是静态电容量。
实际应用中，因为交叉点处面积较小，所以基础电容量也比较小，大约在pF的数量级，这个电容值远小于线缆的寄生电容。另外，因为材料以及其它因素的限制，绝缘介质的应变也非常小，这导致了电容变化非常小，大约在fF以下量级。
因为探头制造工艺的缺陷，电容单元之间一致性难以保证，探头批次之间的基础电容分布也有一定的差异性。为了获得较为一致的测量性能，要求电路对传感器电容有较强的自适应性。
为了达到较高的空间分辨率，要求电容阵列越密集越好。这要求电路能够具有多个通道快速切换的能力。实际诊断过程中要求压力分布图像以动态的形式呈现，因此又要求电路具有较高的响应速度。常规电容检测技术远远不能满足上述应用的需求。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明的目的是提供一种阵列式电容传感器的动态测量电路。
本发明的目的是通过以下技术方案实现的：
一种阵列式电容传感器的动态测量电路，其特征在于，包括单片机、交叉选通开关阵列、电容信号转换电路、平衡电路、幅度解调电路、电平偏移电路和采样反馈电路；交叉选通开关阵列的输入端连接阵列式电容传感器的线缆，选通某个交叉电容的两个电极连线后接入电容信号转换电路的第一输入端；单片机输出的方波信号输入到电容信号转换电路的第二输入端，电容信号转换电路的第一输出端连接平衡电路的第一输入端，电容信号转换电路的第二输出端输出正弦激励信号到平衡电路的第二输入端和幅度解调电路的第二输入端；平衡电路的输出端连接幅度解调电路的第一输入端；幅度解调电路的输出端连接电平偏移电路的输入端；电平偏移电路的输出端连接单片机的第一片内模数转换电路；采样反馈电路分别采样电容信号转换电路、平衡电路和幅度解调电路输出的正弦波信号，经处理后输出到单片机的第二片内模数转换电路。
进一步地，所述的电容信号转换电路包括正弦信号发生器和CA转换电路，CA转换电路的第一输入端作为电容信号转换电路的第一输入端，正弦信号发生器的输入端作为电容信号转换电路的第二输入端，正弦信号发生器的输出端连接CA转换电路的第二输入端，CA转换电路的输出端作为电容信号转换电路的第一输出端，正弦信号发生器的输出端作为电容信号转换电路的第二输出端输出激励信号。
进一步地，所述的平衡电路包括第一移相电路、增益控制电路和加法电路；加法电路的第一输入端作为平衡电路的第一输入端连接CA转换电路的输出端，第一移相电路的输入端作为平衡电路的第二输入端连接正弦信号发生器的输出端；第一移相电路的输出端连接增益控制电路的输入端，增益控制电路的输出端连接加法电路的第二输入端，加法电路的输出端作为平衡电路的输出端。
进一步地，所述的幅度解调电路包括第一固定增益器、第一低通滤波电路、模拟乘法器、第二低通滤波电路、第二固定增益器和第二移相电路；第二移相电路的输入端作为幅度解调电路的第二输入端，第二移相电路的输出端经第二固定增益器后连接到模拟乘法器的第二输入端，平衡电路的输出端依次经第一固定增益器、第一低通滤波电路后连接到模拟乘法器的第一输入端,模拟乘法器的输出端经第二低通滤波电路后作为幅度解调电路的输出端。
进一步地，采样反馈电路包括一个多路选择开关和均方根电路，多路选择开关的一端分别连接CA转换器的输出端、增益控制电路的输出端、第一低通滤波电路的输出端和第二固定增益器的输出端，多路选择开关的另一端连接均方根电路的输入端，均方根电路的输出端连接到单片机的第二片内模数转换电路。
进一步地，所述的CA转换电路包括第一电容(CR)、第一运算放大器(U7-A)、第一电阻(R32)，第一电容(CR)的一端作为CA转换电路的第二输入端连接信号发生器的输出端，第一电容(CR)的另一端分别连接第一电阻(R32)的一端、第一运算放大器(U7-A)的反相输入端；第一运算放大器(U7-A)的同相输入端接地；第一运算放大器(U7-A)的输出端与第一电阻(R32)的另一端连接后作为CA转换电路的输出端，第一电阻(R32)的两端作为CA转换电路的第一输入端。
进一步地，所述的第一移相电路包括第二电阻(R1)、第三电阻(R2)、第二运算放大器(U1-A)、第一数字电位器(U3)、第二电容(C1)，第三电阻(R2)的一端和第一数字电位器(U3)的一端连接，并作为第一移相电路的输入端，第三电阻(R2)的另一端连接第二电阻(R1)的一端和第二运算放大器(U1-A)的反相输入端；第一数字电位器(U3)的另一端连接第二电容(C1)的一端和第二运算放大器(U1-A)的同相输入端，第二电容(C1)的另一端接地；第二电阻(R1)的另一端连接第二运算放大器(U1-A)的输出端并作为移相电路的输出端。
进一步地，所述的增益控制电路包括第四电阻(R3)、第二数字电位器(U4)、第三运算放大器(U7-B)；第三运算放大器(U7-B)的同相输入端作为增益控制电路的输入端，第三运算放大器(U7-B)的反相输入端经过第四电阻(R3)后接地；第二数字电位器(U4)的两端分别连接在第三运算放大器(U7-B)的反相输入端和输出端之间；第三运算放大器(U7-B)的输出端作为增益控制电路的输出端。
本发明的动态测量电路，具有自动调零功能，能够根据传感器单元的不同初始电容值自动调整电路参数，使电路参数达到最佳配置，准确地测量出微弱电容的变化量。本发明解决了微弱传感器电容阵列下的检测问题，灵敏度高，响应速度快，可以实现动态测量。
附图说明
图1为阵列式电容传感器的结构示意图；
图2为阵列式电容传感器中两个交叉的金属薄片电极形成的平板电容示意图；
图3为本发明的阵列式电容传感器的动态测量电路的框图；
图4为本发明的交叉选通开关阵列的电路图；
图5为本发明的CA转换电路的电路原理图；
图6为本发明的第一移相电路Ⅰ和第二移相电路Ⅱ的电路原理图；
图7为本发明的增益控制电路的电路原理图。
具体实施方式
下面结合附图对本公开实施例进行详细描述。
以下通过特定的具体实例说明本公开的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本公开的其他优点与功效。显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。本公开还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本公开的精神
下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。基于本公开中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。
实施例一
本发明所用的电容-电压转换方法基于电容测量的交流负反馈法，并在此基础上进行大量地改进，使得电路直接输出正比于电容相对变化率的直流电压信号。先通过交叉选通开关阵列将阵列式电容传感器的电容单元接入交流负反馈电路，将阵列式电容传感器被接通的电容单元的微弱电容变化值被调制为激励正弦信号的幅值。为了去除传感器单元的静态电容影响，产生另一路幅度和相位可调的正弦波，使其波形刚好与传感器静态电容引起的作用相互抵消。该过程称之为“调零”，该电路称之为“平衡电路”，幅度和相位可调的正弦波被称之为“平衡信号”。调零过程完成后，平衡信号的控制量被MCU存储。调零完成后，当阵列式电容传感器的被接通的电容单元的电容值发生变化时，平衡电路输出一个幅度正比于被接通的电容单元的电容变化率的正弦波。该正弦波的幅值被模拟乘法器构成的解调电路解出，经低通滤波后输出正比于被测电容相对变化量的直流电压信号。
本发明的阵列式电容传感器的动态测量电路的框图如图3所示，包括单片机MCU、交叉选通开关阵列、电容信号转换电路、平衡电路、幅度解调电路、电平偏移电路和采样反馈电路。
交叉选通开关阵列具有输入端，其输入端连接阵列式电容传感器的线缆，选通某个交叉电容的两个电极连线后接入电容信号转换电路的被测电容接入端(即第一输入端)。
MCU输出的方波信号DS0输入到电容信号转换电路的第二输入端，电容信号转换电路将被测电容的变化调制为正弦信号的幅值变化。该实施例中电容信号转换电路包含一个正弦信号发生器和CA转换电路；CA转换电路的第一输入端作为电容信号转换电路的第一输入端，连接交叉选通开关阵列输出的电容信号，正弦信号发生器将来自MCU的方波信号DS0转变为正弦信号AS0后，该正弦信号AS0作为激励信号输入到CA转换电路的第二输入端；在激励信号的作用下，被选通的阵列式电容传感器的交叉电容的静态电容会使CA转换电路产生一个较大的静态正弦信号输出。同时正弦信号发生器产生的正弦激励信号也输入到平衡电路的第一输入端。CA转换电路的输出端作为电容信号转换电路的第一输出端，正弦信号发生器的输出端作为电容信号转换电路的第二输出端。
平衡电路的第二输入端连接正弦信号发生器输出的激励信号，平衡电路的输出端连接幅度解调电路的第一输入端，平衡电路的控制端连接MCU，被MCU通过控制总线DS3和DS4分别控制相位和增益。因此平衡电路产生一个幅度和相位受MCU控制的正弦信号AS6，调节该信号的幅值和相位，使之与CA转换电路输出的静态正弦信号等大反相，两者输入到一个加法器后相互抵消，传感器静态输出为0，实现电路调零。该实例中，平衡电路包含一个第一移相电路Ⅰ、增益控制电路和加法电路。第一移相电路Ⅰ的输入端作为平衡电路的第二输入端，第一移相电路Ⅰ的输出端连接增益控制电路的输入端，增益控制电路的输出端连接加法电路的第二输入端，加法电路的第一输入端作为平衡电路的第一输入端。
当电容传感器阵列的被选通单元电容值相对于静态电容发生变化时，平衡电路输出一个微弱不平衡信号。不平衡信号为一个正弦信号，其幅值正比于传感器电容值的相对变化率。
不平衡信号被输入到幅度解调电路的第一输入端，幅度解调电路的第二输入端连接正弦信号发生器输出的激励信号，幅度解调电路将不平衡信号的幅值解出后输出给电平偏移电路。该实例中，幅度解调电路包含一个第一固定增益电路K1、第一低通滤波电路ⅰ、模拟乘法器、第二低通滤波电路ⅱ、第二固定增益电路K2和第二移相电路Ⅱ。第二移相电路Ⅱ的输入端作为幅度解调电路的第二输入端，第二移相电路Ⅱ的输出端经第二固定增益电路K2后连接到模拟乘法器的第二输入端，平衡电路输出的不平衡信号依次经第一固定增益电路K1、第一低通滤波电路ⅰ后输入到模拟乘法器的第一输入端，模拟乘法器的输出端经第二低通滤波电路ⅱ后连接到电平偏移电路。
幅度解调电路的直流输出信号输入到电平偏移电路，电平偏移电路对输出信号作适当的偏移，以减少实际调零残余误差对ADC(模数转换电路)输入有用量程的占用。电平偏移电路接受单片机DAC(数模转换电路)输出的偏移量和幅度解调电路的输出直流信号，最终输出有用直流信号到单片机ADC中。
采样反馈电路包括n:1的多路选择开关和均方根电路，n:1开关分别连接CA转换器输出的正弦波信号AS1、增益控制电路输出的正弦波信号AS6、第一低通滤波电路ⅰ输出的正弦波信号AS2、以及第二移相电路Ⅱ经第二固定增益电路K2后输出的正弦波信号AS7，n:1开关选通一路后输出给均方根电路，均方根电路的输出端连接到MCU的模数转换电路ADC1。
交叉选通开关阵列作为动态测量电路的输入端连接传感器线缆。它是一组电子开关，在MCU的控制总线DS2控制下，每次可以把阵列式电容传感器中的一个水平方向的金属薄片电极和垂直方向的金属薄片电极选通，从而将选通的两个金属薄片构成的交叉电容接入到测量电路，如图4所示。
CA转换电路的电路原理图如图5所示，包括第一电容CR、运算放大器U7-A、电阻R32，第一电容CR的一端作为CA转换电路的第二输入端连接信号发生器输出的正弦波信号SINE0(即AS0)，第一电容CR的另一端分别连接电阻R32的一端、放大器U7-A的反相输入端；放大器U7-A的同相输入端接地；放大器U7-A的输出端与电阻R32的另一端连接后作为CA转换电路的输出端。电阻R32的两端作为CA转换电路的第一输入端连接到交叉选通开关阵列的输出端。图中CX为交叉选通开关阵列选通的传感器单元的等效电容，CR为第一电容。
第一移相电路Ⅰ和第二移相电路Ⅱ的电路原理图如图6所示，包括第二电阻R1、电阻R2、运算放大器U1-A、数字电位器U3、电容C1，电阻R2的一端和数字电位器U3的一端连接，并作为移相电路的输入端输入方波信号SIN0(即信号发生器输出的方波信号AS0)，电阻R2的另一端连接第二电组R1的一端和运算放大器U1-A的反相输入端；数字电位器U3的另一端连接电容C1的一端和运算放大器U1-A的同相输入端，电容C1的另一端接地；第二电阻R1的另一端连接运算放大器U1-A的输出端并作为移相电路的输出端输出移相后的正弦信号SHIFT1。
增益控制电路的电路原理图如图7所示，包括第四电阻R3、数字电位器U4、运算放大器U7-B；运算放大器U7-B的同相输入端作为增益控制电路的输入端连接第一移相电路Ⅰ的输出端，运算放大器U7-B的反相输入端经过第四电阻R3后接地；数字电位器U4的两端分别连接在运算放大器U7-B的反相输入端和输出端之间；运算放大器U7-B的输出端作为增益控制电路的输出端连接加法电路。
结合图3至图7说明本发明的电路原理：
交叉选通开关阵列在MCU的DS2总线的控制下选通阵列式电容传感器中的一个水平方向的金属薄片电极和垂直方向的金属薄片电极，并将选通的两个金属薄片的交叉平板电容接入到CA转换电路的被测电容输入端。
如图4所示，电路中X0、X1、X2、X3，......Xn、Y0、Y1、Y2、Y3，......Yn为传感器阵列电极(探头线缆接入信号)，X、Y为CA转换电路的接入点。图4电路中x方向和y方向仅画出4个电极，只是为了说明交叉选通开关阵列的电路结构，不代表x方向和y方向只有4个电极。
MCU通过CH0引脚输出一个方波信号DS0给正弦信号发生器，正弦信号发生器接收单片机输出的方波信号，经低通滤波后输出幅值和频率稳定的正弦波信号AS0，为整个系统提供初始信号源。本实例中，用使方波信号经过一个低通滤波电路滤除谐波保留基频正弦信号的方法实现信号发生器，也可以通过其它方法得到正弦波。
信号DS0为方波信号，AS0为正弦波信号。AS0信号可表示为：
fAS0＝A0·sin(ωt)公式(2)
A0为正弦波的振幅，ω为角频率，相位定义为0。
CA转换电路把交叉选通开关阵列选通的交叉平板电容容值的变化调制成正弦信号AS1的幅值变化。该电路基于经典的交流法电容测量电路，区别在于传感器电容布置在反馈回路上。如图5所示，电路中CX为传感器单元等效电容，CR为第一电容。
一定近似条件下，CA转换电路输出的正弦波AS1的幅值表示为：
C0是选通的交叉选通平板电容的初始电容(也称本体电容或静态电容值)，ΔC是电容变化量，Cr为参考电容。在ΔC为0时，fAS1为传感器静态电容引起的正弦波输出。
第一移相电路Ⅰ在MCU通过总线DS4的控制下，连续平滑移动正弦信号AS0的相位而不改变其幅值，输出一个与AS0相位相反幅值相同的正弦波信号给增益控制电路，增益控制电路的增益受MCU控制。第一移相电路Ⅰ可用通用的有源相移电路来实现。通过改变移相电路的极点可以改变输入输出信号的相位差。极点位置可以通过改变电阻阻值实现，本实例中用数字电位器U3替代电阻，使得输出信号的相位可以被MCU控制。如图6所示。
增益控制电路在MCU通过总线DS3的控制下，将第一移相电路Ⅰ移相后的正弦信号进行放大或者缩小，输出一个幅度可调的正弦波AS6，使得AS6与AC转换电路输出的静态正弦信号幅值相等，相位相反。增益控制电路可用同相或者反相的程控放大器实现，本实例的增益控制电路如图7所示。图中反馈电阻用数字电位器U4替代，MCU通过控制总线DS3控制数字电位器U4的阻值从而控制电路的增益。
AS6的产生过程为：在阵列式电容传感器处于完全静态时，按照一定的算法不断调节平衡电路的移相器和增益控制器，使得AS2信号幅值趋近于0。
此时有：
该过程可以被称之为调零过程。调零完成后，MCU会存储第一移相电路Ⅰ和增益控制电路的参数。之后每进行一次测量之前都会加载这两个参数，使电路处于调零完成状态。
加载调零参数后，当被选通传感器电容单元容值发生变化时(相对于静态值)，信号AS1的幅值相对于静态时会发生轻微变化。此时AS1信号被传感器电容的变化量和传感器电容的静态量(初始量)两个作用量影响。静态作用量引起的输出被AS6信号通过相加的方式抵消(经加法器)。因此，加法电路的目的就是去除传感器单元的本体电容(即两个金属薄片电极之间的静态电容)的输出，使得输出中仅包含电容变化的成分。加法电路可以通过反相比例加法器来实现。
加法电路输出经过一个第一固定增益电路K1后再经过第一低通滤波电路ⅰ。第一低通滤波电路ⅰ滤除微弱信号中携带的部分噪声。经过第一低通滤波电路ⅰ后得到了与电容变化量有关的正弦波AS2，
正弦波信号AS2的表达式为：
其中N1为第一固定增益电路K1设置的固定增益值。
第二移相电路Ⅱ的输入信号来自系统初始激励信号源AS0。AS0信号经过第二移相电路Ⅱ和第二固定增益电路K2后输出一个相位可调的信号AS7。该信号可以被称之为参考信号。通过总线DS5，MCU可以调节参考信号AS7的相位。
第二移相电路Ⅱ的原理同第一移相电路Ⅰ。
模拟乘法器电路的两个输入端分别输入AS2和AS7。本实例中，选用单片通用四象限模拟乘法器集成电路实现乘法器电路。乘法器输出信号正比于两个输入信号的乘积。为了消除信号中直流误差的影响，通过电容耦合输入信号。
乘法电路的目的是测量微弱正弦信号fAS3的幅值，其输出为：
其中N2为第二固定增益电路K2设置的固定增益值。
从公式(6)可以看出，乘法器的输出由两项组成，第一项为直流项，其值正比于电容变化率。第二项为交流信号，频率为激励频率的2倍。
AS3经过第二低通滤波电路ⅱ后，滤除掉AS3信号中的交流成分，仅输出直流量AS4，AS4的表达式为：
为了使电路得到最高灵敏度，需要调节第二移相电路Ⅱ，使得信号AS2和参考信号AS7的相位差趋近于0。
N:1的多路选通电子开关、均方根电路用于电路的调零。在调零过程中，AS1、AS2、AS6和AS7的幅值被均方根电路分时测量，测量结果AS9被反馈给MCU。MCU在算法的判断下，根据AS1、AS2、AS6和AS7的幅值，判断电路是否实现调零。
因为电路参数调节是一次性的，所以允许用较长的测量时间换取较高的测量精度。因此对电路的响应时间要求不高，可以用通用求均方根电路实现。本实例中用求均方根集成电路实现。
电平偏移电路用一个加法电路实现，其偏移量AS10来自单片机的片内DAC输出。因此偏移量可以被单片机调节。用信号AS4经过电平偏移电路后，得到最终测量结果AS5被单片机ADC采集。其输出结果可以表示为：
式中Vref为ADC参考电压，VZero为调零误差，VAS10为单片机输出的偏移控制电压，其取值范围为0～Vref，因此电平偏移电路偏移量调节范围为可以应对电路调零误差在之间的所有情况。
以上仅为说明本发明的实施方式，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，凡在本发明的精神和原则之内，不经过创造性劳动所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (3)
1.一种阵列式电容传感器的动态测量电路，其特征在于，包括单片机、交叉选通开关阵列、电容信号转换电路、平衡电路、幅度解调电路和电平偏移电路和采样反馈电路；交叉选通开关阵列的输入端连接阵列式电容传感器的线缆，选通某个交叉电容的两个电极连线后接入电容信号转换电路的第一输入端；单片机输出的方波信号输入到电容信号转换电路的第二输入端，电容信号转换电路的第一输出端连接平衡电路的第一输入端，电容信号转换电路的第二输出端输出正弦激励信号到平衡电路的第二输入端和幅度解调电路的第二输入端；平衡电路的输出端连接幅度解调电路的第一输入端；幅度解调电路的输出端连接电平偏移电路的输入端；电平偏移电路的输出端连接单片机的第一片内模数转换电路；采样反馈电路分别采样电容信号转换电路、平衡电路和幅度解调电路输出的正弦波信号，经处理后输出到单片机的第二片内模数转换电路；平衡电路的控制端连接单片机；
所述的电容信号转换电路包括正弦信号发生器和CA转换电路，CA转换电路的第一输入端作为电容信号转换电路的第一输入端，正弦信号发生器的输入端作为电容信号转换电路的第二输入端，正弦信号发生器的输出端连接CA转换电路的第二输入端，CA转换电路的输出端作为电容信号转换电路的第一输出端，正弦信号发生器的输出端同时作为电容信号转换电路的第二输出端输出正弦激励信号；
所述的平衡电路包括第一移相电路、增益控制电路和加法电路；加法电路的第一输入端作为平衡电路的第一输入端连接CA转换电路的输出端，第一移相电路的输入端作为平衡电路的第二输入端连接正弦信号发生器的输出端；第一移相电路的输出端连接增益控制电路的输入端，增益控制电路的输出端连接加法电路的第二输入端，加法电路的输出端作为平衡电路的输出端；
所述的幅度解调电路包括第一固定增益器、第一低通滤波电路、模拟乘法器、第二低通滤波电路、第二固定增益器和第二移相电路；第二移相电路的输入端作为幅度解调电路的第二输入端，第二移相电路的输出端经第二固定增益器后连接到模拟乘法器的第二输入端，平衡电路的输出端依次经第一固定增益器、第一低通滤波电路后连接到模拟乘法器的第一输入端,模拟乘法器的输出端经第二低通滤波电路后作为幅度解调电路的输出端；
采样反馈电路包括一个多路选择开关和均方根电路，多路选择开关的一端分别连接CA转换器的输出端、增益控制电路的输出端、第一低通滤波电路的输出端和第二固定增益器的输出端，多路选择开关的另一端连接均方根电路的输入端，均方根电路的输出端连接到单片机的第二片内模数转换电路；所述的CA转换电路包括第一电容(CR)、第一运算放大器(U7-A)、第一电阻(R32)，第一电容(CR)的一端作为CA转换电路的第二输入端连接信号发生器的输出端，第一电容(CR)的另一端分别连接第一电阻(R32)的一端、第一运算放大器(U7-A)的反相输入端；第一运算放大器(U7-A)的同相输入端接地；第一运算放大器(U7-A)的输出端与第一电阻(R32)的另一端连接后作为CA转换电路的输出端；第一电阻(R32)的两端作为CA转换电路的第一输入端。
2.根据权利要求1所述的一种阵列式电容传感器的动态测量电路，其特征在于，所述的第一移相电路包括第二电阻(R1)、第三电阻(R2)、第二运算放大器(U1-A)、第一数字电位器(U3)、第二电容(C1)，第三电阻(R2)的一端和第一数字电位器(U3)的一端连接，并作为第一移相电路的输入端，第三电阻(R2)的另一端连接第二电阻(R1)的一端和第二运算放大器(U1-A)的反相输入端；第一数字电位器(U3)的另一端连接第二电容(C1)的一端和第二运算放大器(U1-A)的同相输入端，第二电容(C1)的另一端接地；第二电阻(R1)的另一端连接第二运算放大器(U1-A)的输出端并作为移相电路的输出端。
3.根据权利要求1所述的一种阵列式电容传感器的动态测量电路，其特征在于，所述的增益控制电路包括第四电阻(R3)、第二数字电位器(U4)、第三运算放大器(U7-B)；第三运算放大器(U7-B)的同相输入端作为增益控制电路的输入端，第三运算放大器(U7-B)的反相输入端经过第四电阻(R3)后接地；第二数字电位器(U4)的两端分别连接在第三运算放大器(U7-B)的反相输入端和输出端之间；第三运算放大器(U7-B)的输出端作为增益控制电路的输出端。
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