CN111245189A - 一种六相正弦波双凸极电机及其控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种六相正弦波双凸极电机及其控制系统，单元电机为12/10极结构，每个励磁元件跨六个定子极绕制，相邻励磁线圈产生的磁场方向相反。电枢线圈绕制于定子极上，绕制方向与所匝链的励磁线圈磁场一致，相位相差180°电角度的电枢线圈相互组合并反相串联后构成六相电枢绕组。转子极为扇形齿或T型齿结构，并采用偏心气隙极弧,电机转子为斜极结构。当励磁元件产生激励后,在转子旋转过程中,电枢绕组中感应出正弦波的反电势，可采用矢量控制方式，有效解决了传统双凸极电机方波控制转矩脉动大的问题，且该电机的六相电枢绕组可灵活构成三相、双三相余度和六相容错电机驱动控制系统，为高可靠性、低转矩脉动驱动电机提供了新的选择。

Description

一种六相正弦波双凸极电机及其控制系统

技术领域

本发明涉及特种电机本体设计及控制技术领域，尤其涉及一种六相正弦波双凸极电机及其控制系统。

背景技术

双凸极电机是一种由电力电子功率变换器、控制器、永磁或电磁励磁单元和凸极定转子结构的电机本体组成的新式电机。双凸极电机分为电励磁双凸极电机、永磁双凸极电机和混合励磁双凸极电机，在风力发电、航空和汽车等行业具有较好的应用前景。

双凸极电机作为磁阻类电机的一种，存在固有的缺陷——转矩脉动大的问题，成为其在高性能驱动、伺服领域应用的最大障碍。传统结构的电励磁双凸极电机的工作方式类似于无刷直流电机，但其反电势并非理想方波,电机采用的方波电流控制方式，由于在电机绕组电感的峰值区域电流换相，大电感导致电流换相时间变长，使电机换相转矩脉动明显。

目前已有的技术中，为改善双凸极电机输出转矩脉动，英国谢菲尔德大学褚自强教授团队针对可变磁阻电机（电励磁双凸极电机）进行研究，使得电机反电势基本趋于正弦化，并对其采用交流电机的矢量控制方式，可大幅减小其输出转矩脉动，实现了磁阻电机的正弦化驱动。但该可变磁阻电机由于励磁绕组跨单个齿分布，即定子每槽均嵌入励磁绕组，使励磁元件个数明显增加，铜材消耗大，且励磁损耗增加。该电机的单元电机转子极数为奇数，为防止奇数极转子在运行过程中产生不对称振动，使得转子极数至少翻倍，且高极数在高速驱动运行过程中对逆变器的开关频率提出了更高的要求。还有例如中国发明专利：一种梯形转子齿结构正弦化双凸极电机及其设计方法，申请号：201410852974.2；中国发明专利：一种分段转子齿结构正弦化双凸极电机及其设计方法，申请号：201610319506.8，均是在传统三相双凸极电机的基础上进行转子结构设计，以实现正弦化，但增加了转子的设计难度和结构的复杂性，且没有解决传统三相电励磁双凸极电机由于励磁绕组匝链三相电枢绕组，每相定子绕组的定子线圈距离励磁元件分布位置不同，造成的固有的各相不对称问题，和由于磁阻边缘效应引起的反电势不对称的问题，这些均影响正弦化电机的正弦度。

传统的三相电励磁双凸极电机通常采用6N/4N极结构(N为正整数)，但该电机的绕组多采用星型连接，各相之间没有实现有效的隔离，当一相绕组出现故障后就会使整个系统不能工作。六相电机拥有六相定子绕组，电机在出现单相故障后仍可以实现一定的输出，增强了电机的容错能力，故多相电机设计成为提高双凸极电机容错性能的研究热点之一。

发明内容

本发明旨在提出一种六相正弦波双凸极电机及其控制系统，有效降低双凸极电机作为驱动电机的转矩脉动，并增强电机的容错运行能力。采用如下技术方案：

一种六相正弦波双凸极电机，包括同转轴的定子铁心、转子铁心、励磁元件、电枢绕组，其特征在于：

所述定子铁心为凸极结构，设置有定子极，定子极数目为12N个，N为正整数，定子极弧系数等于或略大于0.3。

所述转子铁心为凸极结构，转子极数目为10N个，N为正整数，转子极弧系数为0.5。转子极为扇形齿结构或T型齿结构，并采用偏心气隙极弧。电机转子为斜极结构，斜极度数等于或略小于转子极弧角度的一半。

所述励磁绕组的数目为2N个，N为正整数，分别跨六个定子极分布，相邻励磁绕组产生的磁场方向相反。

所述电枢绕组为在各个定子极上绕制的集中绕组，且每个励磁元件下的电枢绕组按照所匝链的励磁绕组的极性相同的方向进行绕制，形成12N个电枢线圈；各相电枢绕组的相位相差60°电角度，相位相差180°电角度的电枢线圈相互组合并反相串联后可构成对称性较好的六相绕组。当励磁绕组产生激励后，转子旋转过程中，在电枢绕组中感应出近似正弦波的反电势，构成正弦化双凸极电机。

作为本发明一种六相正弦波双凸极电机进一步的优化方案，所述定子和转子均为硅钢片冲压而成。

作为本发明一种六相正弦波双凸极电机进一步的优化方案，转子极采用扇形齿结构时，转子磁极宽边宽度b ₁等于转子极弧宽度，转子磁极窄边宽度b ₂等于转子极弧宽度的一半；转子极采用T型齿结构时，其转子齿腹板厚度w等于转子极弧宽度的一半，T型翼缘厚度h为转子齿腹板厚度w的一半。

作为本发明一种六相正弦波双凸极电机进一步的优化方案，所述的励磁绕组由永磁体或者由励磁绕组和永磁体构成的混合励磁元件取代，每个永磁体或者励磁绕组和永磁体构成的混合励磁元件产生的磁场方向与相应的励磁绕组产生的磁场方向相同。

本发明还公开了一种所述正弦波双凸极电机的控制系统，其特征在于，该电机的六相电枢绕组可灵活构成三相、双三相余度和六相容错双凸极电机驱动控制系统。

所述构成的三相双凸极电机的控制系统，其特征在于，相位相差180°电角度的六相绕组反相串联后可构成对称性较好的U、V、W三相绕组，所述三相绕组采用星形连接的方式连接到所述三相全桥变换器。

所述构成的双三相余度双凸极电机的控制系统，其特征在于，分别将六相正弦波双凸极电机的A、C、E和B、D、G三相绕组的接出端相连成中性点，构成2套三相绕组，所述2套三相绕组分别采用星形连接的方式连接到2套三相全桥变换器。

所述构成的六相容错双凸极电机驱动控制系统，其特征在于，分别将六相正弦波双凸极电机的六相绕组的两端分别接出，与六个H桥变换器的桥臂中点连接。

所述的正弦波双凸极电机的控制系统，其特征在于，在驱动系统应用中，不再采用传统双凸极电机的方波控制方式，而采用交流电机矢量控制方式，通以正弦交流电，可有效降低其输出转矩脉动，解决传统双凸极电机在驱动应用领域存在的固有的转矩脉动问题。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

1、本发明每个励磁元件跨六个定子极绕制，一个励磁源能给多个定子极提供励磁，不会增加额外的励磁元件而增加电机铜材或增加永磁体。

2、转子齿为扇形齿或T型齿结构，更为合理的磁密分布使得铁心利用更高。

3、本发明六相电枢绕组中正弦波反电势的正弦度良好，不再采用传统双凸极电机的方波控制方式，而采用交流电机矢量控制方式，可有效降低其输出转矩脉动，电机六相绕组同时通电工作，绕组利用率高；

4、电机的六相电枢绕组可灵活构成三相、双三相余度和六相容错双凸极电机驱动控制系统。相位角相差180°的两相绕组的反电势和自感具有互补性，因此六相绕组两两反向串联后所构成双凸极电机驱动控制系统时，其反电势波形正弦度更高；电机的六相电枢绕组构成双三相余度和六相容错双凸极电机驱动控制系统时，电机容错运行能力明显增强。

附图说明

图1为本发明实施例一T型转子极结构12/10极六相正弦波电励磁双凸极电机轴向剖视示意图；

图2为本发明实施例一中电机斜极转子铁心立体视图；

图3为本发明实施例一中电机的转子极结构及其偏心气隙示意图；

图4为本发明实施例一中电机的反电势仿真波形图；

图5为本发明实施例一中电机的反电势仿真波形频谱分析图；

图6为本发明实施例二扇形转子极结构12/10极六相正弦波电励磁双凸极电机轴向剖视示意图；

图7为本发明实施例二中电机斜极转子铁心立体视图；

图8为本发明实施例二中电机的转子极结构及其偏心气隙示意图；

图9为本发明实施例二中电机的反电势仿真波形图；

图10为本发明实施例二中电机的反电势仿真波形频谱分析图；

图11为本发明实施例一和例二中电机的转子分五段等效斜极示意图及反电势叠合产生正弦波反电势的原理图；

图12为本发明实施例一和例二中电机构成六相绕组连接图；

图13为本发明实施例一和例二中电机构成三相绕组连接图；

图14是本发明实施例一和例二中电机构成三相双凸极电机驱动控制系统时，三相绕组与三相全桥变换器的星形连接图；

图15是本发明实施例一和例二中电机构成双三相余度双凸极电机驱动控制系统时，双三相绕组与两个三相全桥变换器的星形连接图；

图16是本发明实施例一和例二中电机构成六相容错双凸极电机驱动控制系统时，六相绕组与H变换器的连接图；

图中，1-定子铁心，2-转子铁心，3-A相电枢绕组，4-B相电枢绕组，5-C相电枢绕组，6-D相电枢绕组，7-E相电枢绕组，8-G相电枢绕组，9-励磁绕组，10-转轴。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：

本发明可以以许多不同的形式实现，而不应当认为限于这里所述的实施例。相反，提供这些实施例以便使本公开透彻且完整，并且将向本领域技术人员充分表达本发明的范围。

实施例一

T型转子极结构12/10极六相正弦波电励磁双凸极电机，如图1所示，包括同转轴的定子铁心、转子铁心、励磁元件、电枢绕组。

所述定子铁心如图1所示，设置有定子极，定子极为凸极结构，定子极数目为12个，本例中定子极弧系数为0.317。

所述转子铁心如图2所示，设置有转子极，转子极为凸极结构，转子极数目为10个；转子极弧系数为0.5。

转子极为T型齿结构，其结构及偏心气隙示意图如图3所示，其转子齿腹板厚度w等于转子极弧宽度的一半，T型翼缘厚度h为转子齿腹板厚度w的一半，电机转子为斜极结构，本例中斜极度数为8.28°。本例中最大气隙δ ₂和最小气隙δ ₁长度分别为0.5mm和0.3mm。

所述励磁绕组的数目为2个，分别跨六个定子极分布，相邻励磁绕组产生的磁场方向相反。

所述电枢绕组为在各个定子极上绕制的集中绕组，且每个励磁元件下的电枢绕组按照所匝链的励磁绕组的极性相同的方向进行绕制，形成12个电枢线圈，各相电枢绕组的相位相差60°电角度。相位相差180°的电枢线圈A1、D2反相串联后组成A相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈B1、E2反相串联后组成B相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈C1、G2反相串联后组成C相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈D1、A2反相串联后组成D相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈E1、B2反相串联后组成E相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈G1、C2反相串联后组成G相电枢绕组，可构成A、B、C、D、E、G六相绕组。相位相差180°的电枢线圈A1、A2和D1、D2反相串联后组成U相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈B1、B2和E1、E2反相串联后组成V相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈C1、C2和G1、G2反相串联后组成W相电枢绕组，可构成U、V、W三相绕组。其各电枢线圈位置如图1所示，构成A、B、C、D、E、G六相绕组的绕组连接图如图12所示，构成的U、V、W三相绕组的绕组连接图如图13所示。当励磁绕组产生激励后，转子旋转过程中，在电枢绕组中感应出近似正弦波的反电势，构成正弦化双凸极电机。

图11为本发明实施例一中电机的转子分五段等效斜极示意图及反电势叠合产生正弦波反电势的原理图。在电机磁路不饱和，励磁磁通恒定时，各分段转子在旋转过程中分别使定子绕组感应出近似矩形波的反电势。通过各分段转子依次错位，在轴向形成5个错位段,根据叠加原理，五段错位转子齿使定子感应出近似正弦波的阶梯波反电势。进而采用转子斜极的方式，即可得到近似正弦波的反电势。

图4为本发明实施例一中电机的反电势仿真波形图；通过合理的定转子极宽设计，转子斜极角度设计，使得转子旋转过程中在定子电枢绕组感应出的空载反电势呈现正弦波。图5为本发明实施例一中电机的反电势仿真波形频谱分析图，绕组反电势的总谐波失真（Total Harmonic Distortion，THD）为3.45%，适合构成正弦化的驱动系统，解决传统电励磁双凸极电机在驱动应用领域存在的固有的转矩脉动问题，提高双凸极电机驱动系统的性能。

该电机的六相电枢绕组可灵活构成三相、双三相余度和六相容错双凸极电机驱动控制系统。电机构成三相双凸极电机驱动控制系统时，U、V、W三相绕组与三相全桥变换器的星形连接图如图14所示。电机构成的双三相余度双凸极电机的控制系统时，分别将六相正弦波双凸极电机的A、C、E和B、D、G三相绕组的接出端相连成中性点，构成2套三相绕组，所述2套三相绕组分别采用星形连接的方式连接到2套三相全桥变换器，如图15所示。电机构成六相容错双凸极电机驱动控制系统时，分别将六相正弦波双凸极电机的六相绕组的两端分别接出，与六个H桥变换器的桥臂中点连接，如图16所示。在以上驱动系统应用中，不再采用传统双凸极电机的方波控制方式，而采用交流电机矢量控制方式，通以正弦交流电，可有效降低其输出转矩脉动，解决传统双凸极电机在驱动应用领域存在的固有的转矩脉动问题。

实施例二

扇形转子极结构12/10极六相正弦波双凸极电机，如图6所示，包括同转轴的定子铁心、转子铁心、励磁元件、电枢绕组。

所述定子铁心如图6所示，设置有定子极，定子极为凸极结构，定子极数目为12，定子极弧系数等于0.317。

所述转子铁心如图7所示，设置有转子极，转子极为凸极结构，转子极数目为10个；转子极弧系数为0.5。

扇形转子极结构及偏心气隙示意图如图3所示，转子极为扇形齿结构，其宽边b ₁等于转子极弧宽度，窄边b ₂等于转子极弧宽度的一半；本例中最大气隙δ ₂和最小气隙δ ₁长度分别为0.5mm和0.3mm。电机转子为斜极结构，本例中斜极度数为8.46°。

所述励磁绕组的数目为2个，分别跨六个定子极分布，相邻励磁绕组产生的磁场方向相反。

所述电枢绕组为在各个定子极上绕制的集中绕组，且每个励磁元件下的电枢绕组按照所匝链的励磁绕组的极性相同的方向进行绕制，形成12个电枢线圈，各相电枢绕组的相位相差60°电角度。相位相差180°的电枢线圈A1、D2反相串联后组成A相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈B1、E2反相串联后组成B相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈C1、G2反相串联后组成C相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈D1、A2反相串联后组成D相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈E1、B2反相串联后组成E相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈G1、C2反相串联后组成G相电枢绕组，可构成A、B、C、D、E、G六相绕组。相位相差180°的电枢线圈A1、A2和D1、D2反相串联后组成U相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈B1、B2和E1、E2反相串联后组成V相电枢绕组，相位相差180°的电枢线圈C1、C2和G1、G2反相串联后组成W相电枢绕组，可构成U、V、W三相绕组。其各电枢线圈位置如图1所示，构成A、B、C、D、E、G六相绕组的绕组连接图如图12所示，构成的U、V、W三相绕组的绕组连接图如图13所示。当励磁绕组产生激励后，转子旋转过程中，在电枢绕组中感应出近似正弦波的反电势，构成正弦化双凸极电机。

图9为本发明实施例一中电机的反电势仿真波形图；图10为本发明实施例一中电机的反电势仿真波形频谱分析图，绕组反电势的总谐波失真（Total HarmonicDistortion，THD）为4.32%，适合构成正弦化的驱动系统，解决传统电励磁双凸极电机在驱动应用领域存在的固有的转矩脉动问题，提高双凸极电机驱动系统的性能。

实施例二中电机的六相电枢绕组同样可灵活构成三相、双三相余度和六相容错双凸极电机驱动控制系统。其绕组与变换器连接方式以实施例一相同，不再赘述。其控制方式采用交流电机矢量控制方式，通以正弦交流电，解决传统双凸极电机在驱动应用领域存在的固有的转矩脉动问题。

本技术领域技术人员可以理解的是，除非另外定义，这里使用的所有术语（包括技术术语和科学术语）具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种六相正弦波双凸极电机，包括同转轴的定子铁心、转子铁心、励磁元件、电枢绕组，其特征在于：

所述定子铁心为凸极结构，设置有定子极，定子极数目为12N个，N为正整数，定子极弧系数等于或略大于0.3；

所述转子铁心为凸极结构，转子极数目为10N个，N为正整数，转子极弧系数为0.5；转子极为扇形齿结构或T型齿结构，采用偏心气隙极弧；电机转子为斜极结构，斜极度数等于或略小于转子极弧角度的一半；

所述励磁绕组的数目为2N个，N为正整数，分别跨六个定子极分布，相邻励磁绕组产生的磁场方向相反；

在各个定子极上绕制的集中绕组为电枢绕组，每个励磁元件下的电枢绕组按照所匝链的励磁绕组极性相同的方向进行绕制，形成12N个电枢线圈；各相电枢绕组的相位相差60°电角度，相位相差180°电角度的电枢线圈相互组合并反相串联后构成A、B、C、D、E、G六相绕组；当励磁绕组产生激励后，在转子旋转过程中，电枢绕组中感应出近似正弦波的反电势，构成正弦化双凸极电机。

2.根据权利要求1所述的一种六相正弦波双凸极电机，其特征在于，所述转子极采用扇形齿结构，转子极宽边宽度b ₁等于转子极弧宽度，转子极窄边宽度b ₂等于转子极弧宽度的一半。

3.根据权利要求1所述的一种六相正弦波双凸极电机，其特征在于，所述转子极采用T型齿结构，其转子齿腹板厚度w等于转子极弧宽度的一半，T型翼缘厚度h为转子齿腹板厚度w的一半。

4.根据权利要求2或3所述的一种六相正弦波双凸极电机，其特征在于，所述的励磁绕组由永磁体或者由励磁绕组和永磁体构成的混合励磁元件构成，每个永磁体或者励磁绕组和永磁体构成的混合励磁元件产生的磁场方向与相应的励磁绕组产生的磁场方向相同。

5.基于权利要求4所述正弦波双凸极电机的控制系统，其特征在于，该电机的六相电枢绕组构成三相、双三相余度和六相容错双凸极电机驱动控制系统，在驱动系统应用中，采用交流电机矢量控制方式，通以正弦交流电。

6.根据权利要求5所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统为三相双凸极电机的控制系统，相位相差180°电角度的六相绕组反相串联后构成U、V、W三相绕组，所述三相绕组采用星形连接的方式连接到三相全桥变换器。

7.根据权利要求5所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统为双三相余度双凸极电机的控制系统，分别将六相正弦波双凸极电机的A、C、E和B、D、G电枢绕组的接出端相连成中性点，构成2套三相绕组，所述2套三相绕组分别采用星形连接的方式连接到2套三相全桥变换器。

8.根据权利要求5所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统为六相容错双凸极电机的驱动控制系统，分别将六相正弦波双凸极电机的六相绕组的两端分别接出，与六个H桥变换器的桥臂中点连接。

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