CN111212014B - 一种基于跳频规则的nb-iot定时提前量估计方法 - Google Patents

一种基于跳频规则的nb-iot定时提前量估计方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及移动通信技术领域，具体涉及一种基于跳频规则的NB‑IOT定时提前量估计方法，包括：通过射频对空口信号进行采样，得到采样信号；在采样信号中提取出基带信号，并进行基带信号处理；确定符号组所在频点位置，并基于跳频图样判定RACH信号；基于跳频规则估计定时提前量，对随机接入符号组中的符号进行两两共轭相乘，之后利用随机接入符号组跳频规则消除残留载波偏移CFO，再估计出定时提前量；获得定时提前估计量及前导索引。本发明利用随机接入符号组的跳频规则，在频域消除了残留载波偏移，提高了定时提前量估计精度，采取共轭相乘的方式完成算法的计算，复杂度低，利于硬件实现。

Description

一种基于跳频规则的NB-IOT定时提前量估计方法
技术领域
本发明涉及移动通信技术领域，具体涉及一种基于跳频规则的NB-IOT定时提前量估计方法。
背景技术
窄带物联网(NarrowBand Internet of Things,NB-IoT)作为物联网结构体系中的重要的组成部分，具有低成本、低功耗、大连接、广覆盖等优势。随着NB-IOT技术的发展与普及，在物联网应用中变得越来越广泛。随机接入过程作为接入网络的必要过程，与LTE-A系统相似，NB-IoT系统也需要通过随机接入过程进行终端初始网络接入，进而实现上行同步过程。
当传输时延过大，即终端在远离基站的方向移动的情况，会导致基站收到信息与终端前一个时间发送的数据信息有部分重叠，由此产生干扰，进而基站与终端见的通信质量会降低。在NB-IOT系统在设计之初便引入了定时提前量(Time Advance,TA)参数，以指示终端发送消息时，需要提前或推迟的时间。进而使得终端获得上行定时同步。
由于NPRACH信号中存在残留载波偏移CFO，假设为50Hz，会降低NPRACH信号估计的性能。假设每个符号组中包含6个相同符号，则T为1.6ms，然后由50Hz CFO引起的相位误差将为0.16。如果接收器没有特殊处理，相位误差将导致基于3.75kHz的较小跳变的TA估计值的误差增加21.3us，后果十分严重。对于基于较大跳频的TA估计，即使用22.5kHz的间隔，相位误差也将导致3.5us的额外定时误差。
发明内容
为了解决上述问题，降低定时提前量估计误差，引用随机接入符号组跳频规则，通过算法消除残留载波偏移，本发明提供一种基于跳频规则的NB-IOT定时提前量估计方法。
一种基于跳频规则的NB-IOT定时提前量估计方法，包括以下步骤：
S1、终端在高层配置下，生成随机接入前导码，生成基带信号，发起随机接入；
S2、接收端根据高层配置参数，通过射频在随机接入前导码信号可能出现的时机对信号进行采样，从采样的信号中提取基带信号，进行基带信号处理；
S3、确定符号组循环前缀CP在提取的基带信号中开始的位置，去除CP，对去除CP后的随机接入信号RACH信号进行采样，得到随机接入符号组；
S4、将本地生成的跳频图样与检测到的随机接入信号跳频图样进行比较，判定当前信号是否为随机接入信号，若当前信号为随机接入信号则进入步骤S5，若当前信号不是随机接入信号，则不做处理，返回步骤S2继续提取随机接入信号；
S5、对随机接入符号组中的符号进行两两共轭相乘，利用随机接入符号组跳频规则消除残留载波偏移CFO，获得定时提前估计量及前导索引。
本发明的有益效果：
1.本发明利用随机接入符号组的跳频规则，在频域消除了残留载波偏移，提高了定时提前量估计精度。
2.本发明采取共轭相乘的方式完成算法的计算，复杂度低，利于硬件实现，同时定时提前量估计误差在[-1～1us]范围内的概率为100％。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明做进一步详细的说明。
图1为本发明实施例的一种基于跳频规则的NB-IOT定时提前量估计方法流程图；
图2为本发明实施例的跳频结构图；
图3为本发明实施例的频域定时提前量估计错误分布图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示为本发明实施例的基于跳频规则的NB-IOT定时提前量估计方法流程图，该方法包括但不限于如下步骤：
S1、终端在高层配置下，生成随机接入前导码，生成基带信号，发起随机接入；
S2、接收端根据高层配置参数，通过射频在随机接入前导码信号可能出现的时机对信号进行采样，从采样的信号中提取基带信号，进行基带信号处理；
S3、确定符号组循环前缀CP在提取的基带信号中开始的位置，去除CP，对去除CP后的随机接入信号(Random Access Channel,RACH)进行采样，得到随机接入符号组；
S4、将本地生成的跳频图样与检测到的随机接入信号跳频图样进行比较，判定当前信号是否为随机接入信号，若当前信号为随机接入信号则进入步骤S5，若当前信号不是随机接入信号，则不做处理，返回步骤S2继续提取随机接入信号；
S5、对随机接入符号组中的符号进行两两共轭相乘，利用随机接入符号组跳频规则消除残留载波偏移CFO，获得定时提前估计量及前导索引。
为了使本发明实施例更加清楚、完整，接下来对本发明方法的各个步骤进行详细描述。
第一步终端设备在高层配置下，生成随机接入前导码(一个随机接入前导码包含4个随机接入符号组)发送给接收端，生成基带信号，发起随机接入；
第二步接收端根据高层配置参数，在随机接入前导码信号可能出现的时机对信号采样，提取出可能存在的基带信号，并对提取出的基带信号进行预处理，预处理包括：降采样、滤波等基带处理。
第三步确定CP在接收信号中开始的位置，之后去除循环前缀CP，对于去除循环前缀CP后的基带信号，符号组中只有5个信号，进行RACH采样得到5个信号，每采样N点信号值进行一次FFT变换，每变换5次，对变换所得数组找出对应最大值并获得最大值所在行号，最大值所在的行号为当前符号所在的频点号，可得到随机接入符号组。
上述步骤中，若当前采样符号组是随机接入发起时机上的第一个符号组，则当前符号组所在频点号为前导码的开始子载波索引号RAPID，对于除此之外的其它符号组，所得值即是当前符号组所在的子载波序号。
第四步根据NB-IoT协议中的描述及高层配置参数，生成本地所使用的跳频图样，将本地生成的跳频图样，与随机接入信号检测到的跳频图样进行比较，判定当前信号是否为随机接入信号，若当前信号为随机接入信号则进入下一步骤估计定时提前量值，若当前信号不是随机接入信号，则不做处理，返回步骤S2继续提取随机接入信号。
当前信号是否为随机接入信号的判断包括：若当前信号前四个随机接入符号组所得跳频图样与本地生成的初始四个跳频图样一致，则认为该信号为RACH信号，不再做继续处理，节省系统资源；若存在个别图样有偏差，但是跳频图样累计正确率不低于75％，同样认为是RACH信号；除此之外，则认为当前信号不是RACH信号，丢弃相应数据，返回步骤S2继续提取随机接入信号。同时，若检测出当前信号是随机接入信号，则将当前信号的第一个符号组所在的子载波认定为本次随机接入信号的前导码索引。
第五步基于随机接入符号组跳变规则估计定时提前量值：对随机接入符号组中的符号进行两两共轭相乘，利用随机接入符号组跳频规则消除残留载波偏移CFO，估计出定时提前量。
随机接入信号符号组中，随机接入前导码的时域表达形式如下：
Figure BDA0002321110220000041
其中，t表示时间，0≤t＜TSEQ+TCP，TSEQ表示随机接入符号组长度，TCP表示循环冗余前缀长度，βNPRACH为幅度比例因子，j表示虚数单位，
Figure BDA0002321110220000051
表示第i个随机接入符号组占用的频域位置，决定随机接入信号在频域中的位置，K表示载波间隔比，且K＝Δf/ΔfRA，Δf表示采样率归一化的残余载波频率偏移，ΔfRA表示NPRACH子载波间隔，取值为3.75kHz，中间变量
Figure BDA0002321110220000052
Figure BDA0002321110220000053
为上行载波对应的子载波数。
FFT变换后的接收端第i个随机接入符号组的第m个符号离散数字信号表示如下式：
Figure BDA0002321110220000054
其中，Y[m,i]表示接收端第i个随机接入符号组的第m个符号离散数字信号，βNPRACH为幅度比例因子，h[i]表示信号增益，此处假设一个随机接入符号组上增益不变，j表示虚数单位，
Figure BDA0002321110220000055
表示第i个随机接入符号组占用的频域位置，N为采样点数，Δf表示采样率归一化的残余载波频率偏移，k表示符号的频域位置，K表示载波间隔比，且K＝Δf/ΔfRA，ΔfRA表示NPRACH子载波间隔，取值为3.75kHz，k0为中间变量，且
Figure BDA0002321110220000056
Figure BDA0002321110220000057
为上行载波对应的子载波数，None_group表示一个随机接入符号组的采样点数，D表示定时提前量，V[m,i]表示第i个随机接入符号组的第m个离散数字信号中的噪声。
在忽略白噪声的情况下，将第0个随机接入符号组的值共轭后与第1个随机接入符号组的值点乘，第3个随机接入符号组的值共轭后与第2个随机接入符号组的值点乘。假设在每个最基本的传输块(4个随机接入符号组)，信道环境不变，发射功率相同，即信道冲激响应简化为h，发射功率简化为β，Δf为采样率归一化频偏，则点乘的计算方式如下：
Figure BDA0002321110220000058
Figure BDA0002321110220000061
其中，Sij(m)表示第i个随机接入符号组的共轭与第j个随机接入符号组的点乘，如：S01(m)表示第0个随机接入符号组的共轭与第1个随机接入符号组的点乘，S32(m)表示第3个随机接入符号组的共轭与第2个随机接入符号组的点乘；Y*[m；0]表示Y[m,0]的共轭，h表示信道冲激响应，β表示发射功率，N为采样点数，Δf表示采样率归一化的残余载波频率偏移，None_group表示一个随机接入符号组的采样点数。
根据协议中得出的跳频规则，第零、第一符号组之间的跳频间隔与第二、第三符号组之间的跳频间隔相等，如图2所示，第零符号组与第一符号组之间的跳频间隔fFH1为3.75khz，第一符号组与第二符号组间的跳频间隔fFH2为22.5Khz，图2是根据协议中得到的随机接入符号可能出现的一种情况，且附图中出现的“符号组”表示随机接入符号组。随机接入符号组的频域位置由接收端选定，故只能在可能出现的位置进行盲检：
Figure BDA0002321110220000062
将处理过的随机接入符号组相加求和：
Figure BDA0002321110220000063
其中，S(m)表示随机接入符号组的相域CFO消除解，Δfhop表示第一随机接入符号组与第二随机接入符号组之间的跳频间隔，N表示采样点数。
考虑到RAR中并没有关于CFO的字段，因此，利用RACH信号的跳频的设计来降低CFO的影响。
通过上述公式可以看出，在相域中，只与D相关，消除了CFO的影响，CFO仅影响幅度。根据跳频图样估计出定时提前量D，针对每个符号求解D，然后对其求平均，以提高估计精确性：
Figure BDA0002321110220000071
其中，D表示定时提前量，m为常数，取值为1至5，每个随机接入符号组由五个相同的符号与一个循环前缀组成，angle(*)是为取相位角函数，S(m)表示随机接入符号组的相域CFO消除解,Δfhop表示第一随机接入符号组与第二随机接入符号组之间的跳频间隔。
本发明利用随机接入符号组的跳频规则，在频域消除了残留载波偏移，提高了定时提前量估计精度。采取共轭相乘的方式完成算法的计算，复杂度低，利于硬件实现，同时定时提前量估计误差在[-1～1us]范围内的概率为100％。
如图3所示为频域定时提前量估计错误分布图，由于NB-IoT系统的应用场景多处于静止或低速移动场景，故本发明选用扩展行人模型进行仿真实验。在扩展行人模型下的仿真环境下，通过大量重复实验统计分析，可以发现在本发明的基于跳频规则的NB-IOT定时提前量估计方法中，估计误差非常理想，定时提前量估计误差在[-1.5-1.5us]范围内的概率为100％，远远低于标准要求3.646us，同时，随着覆盖等级提高，定时提前量估计精度均会有所下降。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (1)

1.一种基于跳频规则的NB-IOT定时提前量估计方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、终端在高层配置下，生成随机接入前导码，生成基带信号，发起随机接入；
随机接入前导码的时域表达形式如下：
Figure FDA0003668310930000011
其中，t表示时间，且0≤t＜TSEQ+TCP，TSEQ表示随机接入符号组长度，TCP表示循环前缀长度，βNPRACH为幅度比例因子，j表示虚数单位，
Figure FDA0003668310930000012
表示第i个随机接入符号组占用的频域位置，决定随机接入信号在频域中的位置，K表示载波间隔比，且K＝Δf/ΔfRA，Δf表示采样率归一化的残余载波频率偏移，ΔfRA表示NPRACH子载波间隔，取值为3.75kHz，中间变量
Figure FDA0003668310930000014
Figure FDA0003668310930000013
为上行载波对应的子载波数；
S2、接收端根据高层配置参数，在随机接入前导码信号可能出现的时机对信号采样，从采样的信号中提取基带信号，进行基带信号处理；
S3、确定符号组循环前缀CP在提取的基带信号中开始的位置，对去除CP后的随机接入信号RACH信号进行采样，得到随机接入符号组；
随机接入符号组的确定包括：对去除CP后的随机接入信号RACH信号进行采样，每采样N点信号值进行一次快速傅里叶FFT变换，每变换5次，在FFT变换所得数组中找出最大值并获得最大值所在的行号，最大值所在的行号为当前符号所在的频点号，采样完成后，将FFT变换所得数组中找出的最大值的集合作为随机接入符号组；
每采样N点信号值进行一次快速傅里叶变换，计算方式包括：
Figure FDA0003668310930000021
其中，Y[m,i]表示接收端第i符号组的第m个符号离散数字信号，βNPRACH为幅度比例因子，h[i]表示信号增益，j表示虚数单位，
Figure FDA0003668310930000022
表示第i个随机接入符号组占用的频域位置，N为采样点数，Δf表示采样率归一化的残余载波频率偏移，k表示符号的频域位置，K表示载波间隔比，且K＝Δf/ΔfRA表示采样率归一化的残余载波频率偏移，ΔfRA表示NPRACH子载波间隔，取值为3.75kHz，k0为中间变量，且
Figure FDA0003668310930000023
为上行载波对应的子载波数，None_group表示一个符号组的采样点数，D表示定时提前量,V[m,i]表示第i个随机接入符号组的第m个离散数字信号中的噪声；
S4、将本地生成的跳频图样与检测到的随机接入信号跳频图样进行比较，判定当前信号是否为随机接入信号，若当前信号为随机接入信号则进入步骤S5，若当前信号不是随机接入信号，则不做处理，返回步骤S2继续提取随机接入信号；
当前信号是否为随机接入信号的判断包括：若当前信号前四个符号组所得跳频图样与本地生成的初始四个跳频图样一致，则该信号为随机接入信号；若存在个别图样有偏差，但是跳频图样的累计正确率不低于75％，则该信号为随机接入信号；否则，不是随机接入信号；
S5、对随机接入符号组中的符号进行两两共轭相乘，利用随机接入符号组跳频规则消除残留载波偏移CFO，获得定时提前估计量及前导索引；
对随机接入符号组中的符号进行两两共轭相乘包括：
Figure FDA0003668310930000024
Figure FDA0003668310930000031
其中，S01(m)表示第0个随机接入符号组的共轭与第1个随机接入符号组的点乘，S32(m)表示第3个随机接入符号组的共轭与第2个随机接入符号组的点乘，Y*[m；0]表示Y[m,0]的共轭，Y[m,0]表示接收端第0个随机接入符号组的第m个符号离散数字信号，h表示信道冲激响应，β表示发射功率，N为采样点数，Δf表示采样率归一化的残余载波频率偏移，None_group表示一个符号组的采样点数；
利用随机接入符号组跳频规则消除残留载波偏移CFO获得定时提前量的计算方式包括：
Figure FDA0003668310930000032
其中，D表示定时提前量，m为常数，angle(*)是为取相位角函数，S(m)表示随机接入符号组的相域CFO消除解，Δfhop表示第一符号组与第二符号组之间的跳频间隔；
随机接入符号组的相域CFO消除解的计算方式包括：
Figure FDA0003668310930000033
其中，S01(m)表示第0个随机接入符号组的共轭与第1个随机接入符号组的点乘，S32(m)表示第3个随机接入符号组的共轭与第2个随机接入符号组的点乘，h表示信道冲激响应，β表示发射功率，N为采样点数，Δf表示采样率归一化的残余载波频率偏移，None_group表示一个随机接入符号组的采样点数，Δfhop表示第一随机接入符号组与第二随机接入符号组之间的跳频间隔，D表示定时提前量。
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