CN111049283A - 一种距离自适应无线功率传输系统及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了无线传输技术领域内的一种距离自适应无线功率传输系统，包括发射端电路和接收端电路；发射端电路包括振荡器、环形器、双波段天线A以及控制电路；环形器端口1接振荡器输出端，环形器端口2接双波段天线A，环形器端口3接控制电路；控制电路分别接环形器端口3与振荡器偏置端口；接收端电路包括双波段天线B与整流器；整流器包括匹配电路L _m、C _m、肖特基二极管D ₀、滤波电容C _L以及负载电阻R _L；匹配电路L _m、C _m包括串接在双波段天线B与地之间的电感L _m、电容C _m，本发明不需要额外添加反馈电路，有助于紧凑型高效率无线功率传输系统的实现。

Description

一种距离自适应无线功率传输系统及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种传输系统，特别涉及一种距离自适应无线功率传输系统。

背景技术

无线功率传输技术加快了无线传感网络的发展。通常，高增益发射、接收天线可实现高效无线功率传输，图7所示。然而，需要动态调节控制振荡器输出基波频率(V_ωo)信号以适应发射、接收天线之间距离(d)变化，维持整流器输入功率以及相应高整流效率。

发明内容

本发明的目的是提供一种距离自适应无线功率传输系统及其控制方法，不需要额外添加反馈电路，有助于紧凑型高效率无线功率传输系统的实现。

本发明的目的是这样实现的：一种距离自适应无线功率传输系统，其特征在于，包括发射端电路和接收端电路；

所述发射端电路包括振荡器、环形器、双波段天线A以及控制电路；所述环形器端口1接振荡器输出端，环形器端口2接双波段天线A，环形器端口3接控制电路；所述控制电路分别接环形器端口3与振荡器偏置端口；

所述接收端电路包括双波段天线B与整流器；所述整流器包括匹配电路L_m、C_m、肖特基二极管D₀、滤波电容C_L以及负载电阻R_L；所述匹配电路L_m、C_m包括串接在双波段天线B与地之间的电感L_m、电容C_m，其中电容C_m一端接双波段天线B，另一端接电感L_m、所述肖特基二极管D₀正极；所述电感L_m一端接地，另一端接C_m、肖特基二极管D₀正极；所述肖特基二极管D₀正极接匹配电路L_m、C_m，肖特基二极管D₀负极接滤波电容C_L、负载电阻R_L；所述滤波电容C_L一端接地，另一端接负载电组R_L、肖特基二极管D₀负极；所述负载电阻R_L一端接地，另一端接滤波电容C_L、肖特基二极管D₀负极。

作为本发明的进一步限定，加载在振荡器上的直流偏置电压V_dc与振荡器输出基波频率信号V_ωo、基波频率功率P_ωo以及整流器输出直流电压V_o、二次谐波频率功率P_2ωo具有一一对应单调递增相关性，即V_{dc_n}与P_{ωo_n}、V_{o_n}、P_{2ωo_n}n＝1，2，3…n表示控制电路扫描V_dc次数一一对应；使得控制直流偏置电压V_dc可实现振荡器输出基波频率功率P_ωo、整流器输出直流电压V_o、二次谐波频率功率P_2ωo的调节控制。

一种距离自适应无线功率传输系统控制方法，包括以下步骤：

步骤1：控制电路控制初始直流偏置电压V_{dc_1}控制振荡器输出基波频率信号V_ωo，相应基波频率功率P_ωo经环形器无损耗传输至双波段天线A；双波段天线B接收基波频率信号V_ωo，激励整流器产生直流电压V_{o_1}、二次谐波频率信号V_2ωo；直流电压V_{o_1}经滤波电容C_L传输至负载电阻R_L端；二次谐波频率功率P_{2ωo_1}经滤波电容C_L反射至双波段天线B，实现二次谐波频率功率P_{2ωo_1}反馈；双波段天线A接收二次谐波频率功率P_{2ωo_1}反馈，经环形器无损耗传输至控制电路。

步骤2：线性扫描直流偏置电压V_{dc_n}n次，当控制电路捕获二次谐波频率功率P_{2ωo_n}反馈突变点，控制电路停止递增直流偏置电压V_{dc_n}，实现距离自适应无线功率传输，维持整流器输入功率以及相应高整流效率。

作为本发明的进一步限定，通常情况下，直流偏置电压V_{dc_n}递增间隔V_{dc_n}-V_{dc_n-1}越小，实现距离自适应无线功率传输的精度越高。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：本发明基于二次谐波反馈的距离自适应无线功率传输系统的关键技术在于不同发射、接收天线之间距离d下，控制电路扫描直流偏置电压V_dc，捕获不同基波频率功率P_ωo下二次谐波频率信号V_2ωo反馈，通过控制电路处理、获取二次谐波频率功率P_2ωo反馈随基波频率功率P_ωo突变点，实现距离自适应无线功率传输；从而不需要额外添加反馈电路，有助于紧凑型高效率无线功率传输系统的实现。

附图说明

图1本发明的原理示意图。

图2本发明中整流器电路原理图。

图3本发明中肖特基二极管(D₀)直流电流-电压(i-v)曲线。

图4本发明中整流器射频至直流功率转换曲线。

图5本发明中不同基波频率信号激励下整流器射频至直流功率转换曲线。

图6本发明中不同基本频率输入功率下整流器射频至直流功率转换效率。

图7常见无线功率传输系统。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明做进一步说明。

如图1所示的一种距离自适应无线功率传输系统，包括发射端电路和接收端电路；

发射端电路包括振荡器、环形器、双波段天线A以及控制电路；环形器端口1接振荡器输出端，环形器端口2接双波段天线A，环形器端口3接控制电路；控制电路分别接环形器端口3与振荡器偏置端口；

接收端电路包括双波段天线B与整流器；整流器包括匹配电路L_m、C_m、肖特基二极管D₀、滤波电容C_L以及负载电阻R_L；匹配电路L_m、C_m包括串接在双波段天线B与地之间的电感L_m、电容C_m，其中电容C_m一端接双波段天线B，另一端接电感L_m、肖特基二极管D₀正极；电感L_m一端接地，另一端接C_m、肖特基二极管D₀正极；肖特基二极管D₀正极接匹配电路L_m、C_m，肖特基二极管D₀负极接滤波电容C_L、负载电阻R_L；滤波电容C_L一端接地，另一端接负载电组R_L、肖特基二极管D₀负极；负载电阻R_L一端接地，另一端接滤波电容C_L、肖特基二极管D₀负极；

加载在振荡器上的直流偏置电压V_dc与振荡器输出基波频率信号V_ωo、基波频率功率P_ωo以及整流器输出直流电压V_o、二次谐波频率功率P_2ωo具有一一对应单调递增相关性，即V_{dc_n}与P_{ωo_n}、V_{o_n}、P_{2ωo_n}n＝1，2，3…n表示控制电路扫描V_dc次数一一对应；使得控制直流偏置电压V_dc可实现振荡器输出基波频率功率P_ωo、整流器输出直流电压V_o、二次谐波频率功率P_2ωo的调节控制。

一种距离自适应无线功率传输系统控制方法，包括以下步骤：

步骤1：控制电路控制初始直流偏置电压V_{dc_1}控制振荡器输出基波频率信号V_ωo，相应基波频率功率P_ωo经环形器无损耗传输至双波段天线A；双波段天线B接收基波频率信号V_ωo，激励整流器产生直流电压V_{o_1}、二次谐波频率信号V_2ωo；直流电压V_{o_1}经滤波电容C_L传输至负载电阻R_L端；二次谐波频率功率P_{2ωo_1}经滤波电容C_L反射至双波段天线B，实现二次谐波频率功率P_{2ωo_1}反馈；双波段天线A接收二次谐波频率功率P_{2ωo_1}反馈，经环形器无损耗传输至控制电路。

步骤2：线性扫描直流偏置电压V_{dc_n}n次，当控制电路捕获二次谐波频率功率P_{2ωo_n}反馈突变点，控制电路停止递增直流偏置电压V_{dc_n}，实现距离自适应无线功率传输，维持整流器输入功率以及相应高整流效率；通常情况下，直流偏置电压V_{dc_n}递增间隔V_{dc_n}-V_{dc_n-1}越小，实现距离自适应无线功率传输的精度越高。

结合附图2-6对本实施例的原理做进一步说明。

图2为整流器电路原理图，包括匹配电路L_m、C_m、肖特基二极管D₀、滤波电容C_L以及负载电阻R_L；肖特基二极管D₀作为整流器关键可实现高效率射频至直流功率转换；图3所示D₀直流电流-电压i-v曲线，开启电压V_th、截至电压V_br是影响整流器整流效率关键参数；整流器接收基波频率功率P_ωo对应的基波频率信号V_ωo大于肖特基二极管D₀开启电压V_th时，如图4所示，V_th切割基波频率信号V_ωo，产生直流电压V₀，并输出在负载电阻R_L端。整流器直流通路图2所示V₀红色箭头，负载电阻R_L端直流电压V₀导致肖特基二极管D₀反向偏置，即加载在D₀两端正极至负极电压为-V₀。因此，同样验证了图4基波频率信号V_ωo反向偏置原因。

图4所示，随着基波频率信号V_ωo相应基波频率功率P_ωo增加，整流器产生直流电压V₀增加，整流器射频至直流功率转换效率增加。然而，如图5所示，当基波频率信号V_ωo电压幅度超过截止电压V_br时，V₀将不再增加，射频至直流功率转换效率出现突变点，即效率随着基波频率功率P_ωo增加而不断减少。通常情况下，整流器射频至直流功率转换效率η随着基波频率功率P_ωo变化曲线由图6表示，开启电压V_th贡献最佳基波频率输入功率P_{ωo_optimal}前η的增加；最佳基波频率输入功率P_{ωo_optimal}对应最大直流功率转换效率η_max；截止电压V_br贡献最佳基波频率输入功率P_{ωo_optimal}后η的减少。因此，在最佳基波频率输入功率P_{ωo_optimal}时，效率η突变，如公式1所示，即相对应负载电阻R_L端直流电压V₀突变。

同时，整流器肖特基二极管D₀非线性特征可通过相应基波频率信号V_ωo＝V_scosω₀t，ω₀是基波频率泰勒级数展开，如公式2所示：

V_o＝x₀+x₁V_scosω₀t+x₂V_s ²cos²ω₀t+… 公式2

其中，x₀、x₁、x₂为泰勒级数展开各项系数，x₂V² _scos²ω₀t主要贡献公式1中直流电压V₀。同时，x₂V² _scos²ω₀t也主要贡献二次谐波频率信号V_2ωo产生，经滤波电容C_L反射至双波段天线B，实现二次谐波频率信号V_2ωo反馈，如图1、3所示V_2ωo蓝色箭头。二次谐波频率信号V_2ωo与公式1中射频至直流功率转换效率η、直流电压V₀随着基波频率功率P_ωo具有相同变化关系，即二次谐波频率信号V_2ωo在最佳基波频率输入功率P_{ωo_optimal}突变。因此，在不同发射、接收天线距离d下，通过控制电路扫描直流偏置V_dc，改变基波频率功率P_ωo激励双波段天线A、B以及整流器，捕获二次谐波频率信号V_2ωo反馈突变点，维持佳基波频率输入功率P_{ωo_optimal}以及最大直流功率转换效率η_max，实现基于二次谐波反馈的距离自适应无线功率传输系统。

本发明并不局限于上述实施例，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域的技术人员根据所公开的技术内容，不需要创造性的劳动就可以对其中的一些技术特征作出一些替换和变形，这些替换和变形均在本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.一种距离自适应无线功率传输系统，其特征在于，包括发射端电路和接收端电路；

所述发射端电路包括振荡器、环形器、双波段天线A以及控制电路；所述环形器端口1接振荡器输出端，环形器端口2接双波段天线A，环形器端口3接控制电路；所述控制电路分别接环形器端口3与振荡器偏置端口；

所述接收端电路包括双波段天线B与整流器；所述整流器包括匹配电路（L _m、C _m）、肖特基二极管（D ₀）、滤波电容（C _L）以及负载电阻（R _L）；所述匹配电路（L _m、C _m）包括串接在双波段天线B与地之间的电感（L _m）、电容（C _m），其中电容（C _m）一端接双波段天线B，另一端接电感（L _m）、所述肖特基二极管（D ₀）正极；所述电感（L _m）一端接地，另一端接C _m、肖特基二极管（D ₀）正极；所述肖特基二极管（D ₀）正极接匹配电路（L _m、C _m），肖特基二极管（D ₀）负极接滤波电容（C _L）、负载电阻（R _L）；所述滤波电容（C _L）一端接地，另一端接负载电组（R _L）、肖特基二极管（D ₀）负极；所述负载电阻（R _L）一端接地，另一端接滤波电容（C _L）、肖特基二极管（D ₀）负极。

2.根据权利要求1所述的一种距离自适应无线功率传输系统，其特征在于，加载在振荡器上的直流偏置电压（V _dc）与振荡器输出基波频率信号（V _ωo）、基波频率功率（P _ωo）以及整流器输出直流电压（V _o）、二次谐波频率功率（P _2ωo）具有一一对应单调递增相关性，即V _{dc_n}与P _{ωo_n}、V _{o_n}、P _{2ωo_n}（n=1，2，3…n表示控制电路扫描V _dc次数）一一对应；使得控制直流偏置电压（V _dc）可实现振荡器输出基波频率功率（P _ωo）、整流器输出直流电压（V _o）、二次谐波频率功率（P _2ωo）的调节控制。

3.一种如权利要求1-2所述系统的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1）：控制电路控制初始直流偏置电压（V _{dc_1}）控制振荡器输出基波频率信号（V _ωo），相应基波频率功率（P _ωo）经环形器无损耗传输至双波段天线A；双波段天线B接收基波频率信号（V _ωo），激励整流器产生直流电压（V _{o_1}）、二次谐波频率信号（V _2ωo）；直流电压（V _{o_1}）经滤波电容（C _L）传输至负载电阻（R _L）端；二次谐波频率功率（P _{2ωo_1}）经滤波电容（C _L）反射至双波段天线B，实现二次谐波频率功率（P _{2ωo_1}）反馈；双波段天线A接收二次谐波频率功率（P _{2ωo_1}）反馈，经环形器无损耗传输至控制电路；

步骤2）：线性扫描直流偏置电压（V _{dc_n}）n次，当控制电路捕获二次谐波频率功率（P _{2ωo_n}）反馈突变点，控制电路停止递增直流偏置电压（V _{dc_n}），实现距离自适应无线功率传输，维持整流器输入功率以及相应高整流效率。

4.根据权利要求3所述的一种控制方法，其特征在于，通常情况下，直流偏置电压（V _{dc_n}）递增间隔（V _{dc_n}- V _{dc_n-1}）越小，实现距离自适应无线功率传输的精度越高。

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