CN110995018A - 基于双向h桥不同布置的拓扑结构 - Google Patents

基于双向h桥不同布置的拓扑结构 Download PDF

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CN110995018A CN201911379199.2A CN201911379199A CN110995018A CN 110995018 A CN110995018 A CN 110995018A CN 201911379199 A CN201911379199 A CN 201911379199A CN 110995018 A CN110995018 A CN 110995018A
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Abstract

本发明提供了一种基于双向H桥不同布置的拓扑结构，包括：三相到三相，每一相的相位相差120度，每一相都有一个对称的三相到单相固态变压器拓扑结构，所述三相到单相固态变压器拓扑结构设置有第一输入双向H桥、第二输入双向H桥、第三输入双向H桥、输出双向H桥、中频/高频隔离单元；中频/高频隔离单元，所述中频/高频隔离单元设置有中频/高频变压器，所述中频/高频变压器的输入侧的第一端与所述第一输入双向H桥的第一端电连接，所述中频/高频变压器的输入侧的第二端与所述第三输入双向H桥的第一端电连接。本发明在实现电气隔离的同时，减小了变压器的体积，降低了成本，简化了控制器的实现，增加了灵活性与可靠性。

Description

基于双向H桥不同布置的拓扑结构
技术领域
本发明涉及功率变换器领域，特别涉及一种基于双向H桥不同布置的拓扑结构。
背景技术
传统的矩阵变换器没有中间直流环节，提供了一种单级高功率密度变换方案，变换器的输入端与输出端由半导体器件直接相连，在需要电气隔离的应用中采用传统的矩阵变换器是行不通的，交流输电网或配电网就是一个需要电气隔离的系统，尽管工频变压器可以提供隔离，但它们价格昂贵，而且体积庞大，未来电网将会基于可再生能源系统集成，在这方面，模块化的双向功率变换器架构将得到特别关注，这种功率变换器结构中的电气隔离在限制故障方面起着至关重要的作用。
发明内容
本发明提供了一种基于双向H桥不同布置的拓扑结构，其目的是为了解决传统的变换器不能实现电气隔离及体积大，价格昂贵的问题。
为了达到上述目的，本发明的实施例提供了一种基于双向H桥不同布置的拓扑结构，包括：
三相到三相，每一相的相位相差120度，每一相都有一个对称的三相到单相固态变压器拓扑结构，所述三相到单相固态变压器拓扑结构设置有第一输入双向H桥、第二输入双向H桥、第三输入双向H桥、输出双向H桥、中频/高频隔离单元；
中频/高频隔离单元，所述中频/高频隔离单元设置有中频/高频变压器，所述中频/高频变压器的输入侧的第一端与所述第一输入双向H桥的第一端电连接，所述中频/高频变压器的输入侧的第二端与所述第三输入双向H桥的第一端电连接，所述第一输入双向H桥的第二端与所述第二输入双向H桥的第一端电连接，所述第二输入双向H桥的第二端与所述第三输入双向H桥的第二端电连接，所述第一输入双向H桥、所述第二输入双向H桥、所述第三输入双向H桥向所述中频/高频变压器供电，所述中频/高频变压器的输出侧的第一端与所述输出双向H桥的第一端电连接，所述中频/高频变压器的输出侧的第二端与所述输出双向H桥的第二端电连接；
过电压钳位电路，所述过电压钳位电路的第一端与所述中频/高频变压器的输出侧的第一端电连接，所述过电压钳位电路的第二端与所述中频/高频变压器的输出侧的第二端电连接，所述过电压钳位电路的第三端与所述输出双向H桥的第三端电连接，所述过电压钳位电路的第四端与所述输出双向H桥的第四端电连接。
其中，所述输出双向H桥设置有：
第一电感，所述第一电感的第一端与所述输出双向H桥的第三端电连接；
第一电流源，所述第一电流源的第一端与所述第一电感的第二端电连接，所述第一电流源的第二端与所述输出双向H桥的第四端电连接。
其中，所述过电压钳位电路包括：
第一二极管，所述第一二极管的负极端与所述输出双向H桥的第一端电连接；
第二二极管，所述第二二极管的正极端与所述第一二极管的负极端电连接；
第三二极管，所述第三二极管的正极端与所述第一二极管的正极端电连接，所述第三二极管的负极端与所述输出双向H桥的第二端电连接；
第四二极管，所述第四二极管的正极端与所述第三二极管的负极端电连接，所述第四二极管的负极端与所述第二二极管的负极端电连接；
钳位电容，所述钳位电容的第一端与所述第三二极管的正极端电连接，所述钳位电容的第二端与所述第四二极管的负极端电连接；
电阻，所述电阻的第一端与所述钳位电容的第一端电连接，所述电阻的第二端与所述钳位电容的第二端电连接；
第五二极管，所述第五二极管的正极端与所述电阻的第一端电连接，所述第五二极管的负极端与所述第一电感的第一端电连接；
第六二极管，所述第六二极管的正极端与所述第五二极管的负极端电连接，所述第六二极管的负极端与所述电阻的第二端电连接；
第七二极管，所述第七二极管的正极端与所述第五二极管的正极端电连接，所述第七二极管的负极端与所述第一电流源的第二端电连接；
第八二极管，所述第八二极管的正极端与所述第七二极管的负极端电连接，所述第八二极管的负极端与所述第六二极管的负极端电连接。
其中，所述拓扑结构用输出电压和输入电压之间的开关函数来表示，所述中频/高频变压器输入侧的单个所述输入双向H桥电压用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000031
Figure BDA0002341815590000032
Figure BDA0002341815590000033
所述中频/高频变压器输入侧的所述第一输入双向H桥、所述第二输入双向H桥、所述第三输入双向H桥串联，所述中频/高频变压器的电压用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000034
其中，为了在所述中频/高频变压器处获得50％的占空比波形，所述输入双向H桥以适合所述中频/高频变压器工作的频率在以下公式的状态之间变化：
Figure BDA0002341815590000035
Figure BDA0002341815590000041
所述中频/高频变压器电压是虚拟方波，虚拟方波是开关函数方波和以下公式中给出的虚拟直流波的函数，虚拟方波中包括有附加谐波：
VT(t)＝s(t)·V′vir-dc(t) (7)
其中，虚拟方波的傅里叶级数用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000042
其中，虚拟直流波的傅里叶级数用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000043
其中，利用以下公式计算虚拟直流波的傅里叶级数系数：
Figure BDA0002341815590000044
上述公式中的直流系数用以下公式表示虚拟直流波：
Figure BDA0002341815590000045
将公式(8)和公式(11)代入公式(7)，得到所述中频/高频变压器电压的傅里叶级数：
Figure BDA0002341815590000051
其中，根据以下公式给出的所述中频/高频变压器电压中的所有谐波成分，以计算所述中频/高频变压器铁芯面积：
Figure BDA0002341815590000052
其中，N是匝数，Bmax是材料的最大磁通密度，Amax是所需的最大磁芯面积；
所述输出双向H桥的输出电压表示为所述中频/高频变压器电压的函数，输出双向H桥开关用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000053
其中，双极性PWM的输出调制矩阵：
Figure BDA0002341815590000054
其中，当所述输出双向H桥展开所述中频/高频变压器电压时，所述输出双向H桥输出电压的基本分量用以下公式表示：
Va＝V′m·V′vir-dc (16)
调制波调整以补偿所述虚拟直流包含谐波，实际调制波用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000055
其中，所述过电压钳位电路中的负载能量用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000061
其中，Eload是负载能量，L是负载电感，Imax是最大负载电流；
所述钳位电容的初始电压到最终电压的能量变化用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000062
在故障条件下，负载能量将被钳制，Eload＝Eclamp，所述钳位电容的大小用以下公式计算：
Figure BDA0002341815590000063
其中，Vfinal是所述钳位电容的最终电压。
本发明的上述方案有如下的有益效果：
本发明的上述实施例所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，调制输出双向H桥，可以产生任何期望的输出电压和频率，在实现电气隔离的同时，减小了变压器的体积，降低了成本，简化了控制器的实现，增加了灵活性与可靠性。
附图说明
图1为本发明的三相到三相的结构示意图；
图2为本发明的三相到单相固态变压器拓扑结构示意图；
图3为本发明的输出双向H桥基于电流的换相情况图；
图4为本发明的过电压钳位电路图；
图5为本发明的三相的相位波形图；
图6为本发明的虚拟直流波图；
图7为本发明的虚拟直流波的FFT频谱图；
图8为本发明的输出双向H桥的虚拟直流包络波形图；
图9为本发明的虚拟方波的FFT频谱图。
【附图标记说明】
1-第一输入双向H桥；2-第二输入双向H桥；3-第三输入双向H桥；4-输出双向H桥；5-中频/高频变压器；6-第一电感；7-第一电流源；8-过电压钳位电路；9-第一二极管；10-第二二极管；11-第三二极管；12-第四二极管；13-钳位电容；14-电阻；15-第五二极管；16-第六二极管；17-第七二极管；18-第八二极管。
具体实施方式
为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。
本发明针对现有的变换器不能实现电气隔离及传统的变压器体积大，价格昂贵的问题，提供了一种基于双向H桥不同布置的拓扑结构。
如图1所示，本发明的实施例提供了一种基于双向H桥不同布置的拓扑结构，包括：三相到三相，每一相的相位相差120度，每一相都有一个对称的三相到单相固态变压器拓扑结构，所述三相到单相固态变压器拓扑结构设置有第一输入双向H桥1、第二输入双向H桥2、第三输入双向H桥3、输出双向H桥4、中频/高频隔离单元；中频/高频隔离单元，所述中频/高频隔离单元设置有中频/高频变压器5，所述中频/高频变压器5的输入侧的第一端与所述第一输入双向H桥1的第一端电连接，所述中频/高频变压器5的输入侧的第二端与所述第三输入双向H桥3的第一端电连接，所述第一输入双向H桥1的第二端与所述第二输入双向H桥2的第一端电连接，所述第二输入双向H桥2的第二端与所述第三输入双向H桥3的第二端电连接，所述第一输入双向H桥1、所述第二输入双向H桥2、所述第三输入双向H桥3向所述中频/高频变压器5供电，所述中频/高频变压器5的输出侧的第一端与所述输出双向H桥4的第一端电连接，所述中频/高频变压器5的输出侧的第二端与所述输出双向H桥4的第二端电连接；过电压钳位电路8，所述过电压钳位电路8的第一端与所述中频/高频变压器5的输出侧的第一端电连接，所述过电压钳位电路8的第二端与所述中频/高频变压器5的输出侧的第二端电连接，所述过电压钳位电路8的第三端与所述输出双向H桥4的第三端电连接，所述过电压钳位电路8的第四端与所述输出双向H桥4的第四端电连接。
本发明的上述实施例所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，三相到三相，每一相的相位相差120度，每一相都有一个对称的所述三相到单相固态变压器拓扑结构，所述三相到单相固态变压器拓扑结构设置有所述第一输入双向H桥1、所述第二输入双向H桥2、所述第三输入双向H桥3、所述输出双向H桥4、中频/高频隔离单元，所述拓扑结构的变压器数量少，半导体器件数量减少，仍保持了模块化功能。
如图2至图4所示，所述输出双向H桥4设置有：第一电感6，所述第一电感6的第一端与所述输出双向H桥4的第三端电连接；第一电流源7，所述第一电流源7的第一端与所述第一电感6的第二端电连接，所述第一电流源7的第二端与所述输出双向H桥4的第四端电连接。
其中，所述过电压钳位电路8包括：第一二极管9，所述第一二极管9的负极端与所述输出双向H桥4的第一端电连接；第二二极管10，所述第二二极管10的正极端与所述第一二极管9的负极端电连接；第三二极管11，所述第三二极管11的正极端与所述第一二极管9的正极端电连接，所述第三二极管11的负极端与所述输出双向H桥4的第二端电连接；第四二极管12，所述第四二极管12的正极端与所述第三二极管11的负极端电连接，所述第四二极管12的负极端与所述第二二极管10的负极端电连接；钳位电容13，所述钳位电容13的第一端与所述第三二极管11的正极端电连接，所述钳位电容13的第二端与所述第四二极管12的负极端电连接；电阻14，所述电阻14的第一端与所述钳位电容13的第一端电连接，所述电阻14的第二端与所述钳位电容13的第二端电连接；第五二极管15，所述第五二极管15的正极端与所述电阻14的第一端电连接，所述第五二极管15的负极端与所述第一电感6的第一端电连接；第六二极管16，所述第六二极管16的正极端与所述第五二极管15的负极端电连接，所述第六二极管16的负极端与所述电阻14的第二端电连接；第七二极管17，所述第七二极管17的正极端与所述第五二极管15的正极端电连接，所述第七二极管17的负极端与所述第一电流源7的第二端电连接；第八二极管18，所述第八二极管18的正极端与所述第七二极管17的负极端电连接，所述第八二极管18的负极端与所述第六二极管16的负极端电连接。
其中，所述拓扑结构用输出电压和输入电压之间的开关函数来表示，所述中频/高频变压器5输入侧的单个所述输入双向H桥电压用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000091
Figure BDA0002341815590000092
Figure BDA0002341815590000093
所述中频/高频变压器5输入侧的所述第一输入双向H桥1、所述第二输入双向H桥2、所述第三输入双向H桥3串联，所述中频/高频变压器5的电压用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000094
其中，为了在所述中频/高频变压器5处获得50％的占空比波形，所述输入双向H桥以适合所述中频/高频变压器5工作的频率在以下公式的状态之间变化：
Figure BDA0002341815590000095
Figure BDA0002341815590000096
所述中频/高频变压器5电压是虚拟方波，虚拟方波是开关函数方波和以下公式中给出的虚拟直流波的函数，虚拟方波中包括有附加谐波：
VT(t)＝s(t)·V′vir-dc(t) (7)
其中，虚拟方波的傅里叶级数用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000101
其中，虚拟直流波的傅里叶级数用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000102
本发明的上述实施例所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，所述拓扑结构可以用输出电压和输入电压之间的开关函数来表示，虚拟直流电压实际上是三相输入电压的包络线，因此在任何时刻t都选择具有最大幅值的输入电压，由于所述中频/高频变压器5的电压是虚拟方波，因为它是开关函数方波和式(7)中给出的虚拟直流波的函数，因此，它含有附加谐波，必须对其进行分析，才能设计出完整的变换器调制方式，由于双向开关中没有自由轮换路径，必须制定合适的换相策略，以实现功率变换器的正常运行，换相可以是基于电压的，也可以是基于电流的，在基于电流的换相中，检测输出电流并根据其方向启动换相过程，而在基于电压的换相中，根据电压的符号启动该过程，所述第一输入双向H桥1、所述第二输入双向H桥2、所述第三输入双向H桥3、所述输出双向H桥4独立交换，由于输入端的电压和输出端的电流是低频的，因此，最好在所述第一输入双向H桥1、所述第二输入双向H桥2、所述第三输入双向H桥3上使用基于电压的换相，在所述输出双向H桥4上使用基于电流的换相，所示的基于电流的换相过程有四个步骤，在此过程中，假设电流方向不变。
状态1：如图3(a)所示，所述输出双向H桥4处于稳态，S0、S1、S2、S3导通。
状态2：如图3(b)所示，非导电开关S1、S3可以关闭，因为Iout有一条通过反并联二极管的路径。
状态3：如图3(c)所示，开关S5、S7可沿Iout方向导通电流，并能安全开启。
状态4：如图3(d)所示，由于S5、S7已经打开，它们可以为Iout提供路径，并且可以关闭开关S0、S2。
状态5：如图3(e)所示，为使所述输出双向H桥4达到新的稳定状态，开关S4、S6导通。
必须指出的是，换相顺序是利用两个约束条件设计的，即电压源不得短路，电流源不得开路，通过这些约束条件，也可以推导出基于电压的换相序列，以类似的方式，也可以考虑从活动状态到零状态(即S0…S3导通到S4…S7导通)的转换。
在开路故障的情况下，所述过电压钳位电路8将作为所述输出双向H桥4的替代路径以消耗负载能量，同时，所述过电压钳位电路8提高了所述拓扑结构的整体可靠性，所述过电压钳位电路8中的参数需要仔细确定，以便在不产生危险过电压的情况下容纳峰值电感负载能量。
如图5至图7所示，利用以下公式计算虚拟直流波的傅里叶级数系数：
Figure BDA0002341815590000111
上述公式中的直流系数用以下公式表示虚拟直流波：
Figure BDA0002341815590000112
将公式(8)和公式(11)代入公式(7)，得到所述中频/高频变压器5电压的傅里叶级数：
Figure BDA0002341815590000113
本发明的上述实施例所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，可以通过图5来计算式(10)中的虚拟直流波的傅里叶级数，在从π/6到5π/6的时间间隔内，选择输入相位A，因为它的值高于其它相位，即VA>VB和VA>VC，当选择A相时，式(5)和式(6)的状态绕过其余相，而不会干扰负载电流。
如图8至图9所示，根据以下公式给出的所述中频/高频变压器5电压中的所有谐波成分，以计算所述中频/高频变压器5铁芯面积：
Figure BDA0002341815590000121
其中，N是匝数，Bmax是材料的最大磁通密度，Amax是所需的最大磁芯面积；
所述输出双向H桥4的输出电压表示为所述中频/高频变压器5电压的函数，输出双向H桥开关用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000122
其中，双极性PWM的输出调制矩阵：
Figure BDA0002341815590000123
其中，当所述输出双向H桥4展开所述中频/高频变压器5电压时，所述输出双向H桥4输出电压的基本分量用以下公式表示：
Va＝V′m·V′vir-dc (16)
调制波调整以补偿所述虚拟直流包含谐波，实际调制波用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000124
本发明的上述实施例所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，从图8中可以看出，所述第一输入双向H桥1、所述第二输入双向H桥2、所述第三输入双向H桥3在所述中频/高频变压器5处应用50％占空比虚拟直流包络波形非常关键，由于所述中频/高频变压器5处的电压是虚拟方波，根据图9的FFT频谱，所述中频/高频变压器5的设计必须考虑所述中频/高频变压器5电压中存在的所有谐波分量，在开关频率下设计所述中频/高频变压器5，忽略谐波分量，会导致铁心饱和，在所述中频/高频变压器5上施加伏秒平衡控制，以避免由于变换器不对称产生的不希望得到的直流分量而导致铁芯饱和，输出状态矩阵与输入侧状态矩阵类似，输出状态矩阵也可以确定50％占空比展开所述中频/高频变压器5电压波形以实现正弦波调制，可以利用经典的正弦三角波或正弦锯齿波比较法得到式(17)中的占空比D。
其中，所述过电压钳位电路8中的负载能量用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000131
其中，Eload是负载能量，L是负载电感，Imax是最大负载电流；
所述钳位电容13的初始电压到最终电压的能量变化用以下公式表示：
Figure BDA0002341815590000132
在故障条件下，负载能量将被钳制，Eload＝Eclamp，所述钳位电容13的大小用以下公式计算：
Figure BDA0002341815590000133
其中，Vfinal是所述钳位电容13的最终电压。
本发明的上述实施例所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，所述过电压钳位电路8的所述电阻14的大小可以根据应用来确定，因为所述电阻14的大小将决定所述过电压钳位电路8中的能量耗散速度，Vfinal的值必须保持在半导体器件的额定电压以下。
以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种基于双向H桥不同布置的拓扑结构，应用于AC/AC功率变换器，其特征在于，包括：
三相到三相，每一相的相位相差120度，每一相都有一个对称的三相到单相固态变压器拓扑结构，所述三相到单相固态变压器拓扑结构设置有第一输入双向H桥、第二输入双向H桥、第三输入双向H桥、输出双向H桥、中频/高频隔离单元；
中频/高频隔离单元，所述中频/高频隔离单元设置有中频/高频变压器，所述中频/高频变压器的输入侧的第一端与所述第一输入双向H桥的第一端电连接，所述中频/高频变压器的输入侧的第二端与所述第三输入双向H桥的第一端电连接，所述第一输入双向H桥的第二端与所述第二输入双向H桥的第一端电连接，所述第二输入双向H桥的第二端与所述第三输入双向H桥的第二端电连接，所述第一输入双向H桥、所述第二输入双向H桥、所述第三输入双向H桥向所述中频/高频变压器供电，所述中频/高频变压器的输出侧的第一端与所述输出双向H桥的第一端电连接，所述中频/高频变压器的输出侧的第二端与所述输出双向H桥的第二端电连接；
过电压钳位电路，所述过电压钳位电路的第一端与所述中频/高频变压器的输出侧的第一端电连接，所述过电压钳位电路的第二端与所述中频/高频变压器的输出侧的第二端电连接，所述过电压钳位电路的第三端与所述输出双向H桥的第三端电连接，所述过电压钳位电路的第四端与所述输出双向H桥的第四端电连接。
2.根据权利要求1所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，其特征在于，所述输出双向H桥设置有：
第一电感，所述第一电感的第一端与所述输出双向H桥的第三端电连接；
第一电流源，所述第一电流源的第一端与所述第一电感的第二端电连接，所述第一电流源的第二端与所述输出双向H桥的第四端电连接。
3.根据权利要求2所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，其特征在于，所述过电压钳位电路包括：
第一二极管，所述第一二极管的负极端与所述输出双向H桥的第一端电连接；
第二二极管，所述第二二极管的正极端与所述第一二极管的负极端电连接；
第三二极管，所述第三二极管的正极端与所述第一二极管的正极端电连接，所述第三二极管的负极端与所述输出双向H桥的第二端电连接；
第四二极管，所述第四二极管的正极端与所述第三二极管的负极端电连接，所述第四二极管的负极端与所述第二二极管的负极端电连接；
钳位电容，所述钳位电容的第一端与所述第三二极管的正极端电连接，所述钳位电容的第二端与所述第四二极管的负极端电连接；
电阻，所述电阻的第一端与所述钳位电容的第一端电连接，所述电阻的第二端与所述钳位电容的第二端电连接；
第五二极管，所述第五二极管的正极端与所述电阻的第一端电连接，所述第五二极管的负极端与所述第一电感的第一端电连接；
第六二极管，所述第六二极管的正极端与所述第五二极管的负极端电连接，所述第六二极管的负极端与所述电阻的第二端电连接；
第七二极管，所述第七二极管的正极端与所述第五二极管的正极端电连接，所述第七二极管的负极端与所述第一电流源的第二端电连接；
第八二极管，所述第八二极管的正极端与所述第七二极管的负极端电连接，所述第八二极管的负极端与所述第六二极管的负极端电连接。
4.根据权利要求3所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，其特征在于，所述拓扑结构用输出电压和输入电压之间的开关函数来表示，所述中频/高频变压器输入侧的单个所述输入双向H桥电压用以下公式表示：
Figure FDA0002341815580000021
Figure FDA0002341815580000022
Figure FDA0002341815580000023
所述中频/高频变压器输入侧的所述第一输入双向H桥、所述第二输入双向H桥、所述第三输入双向H桥串联，所述中频/高频变压器的电压用以下公式表示：
Figure FDA0002341815580000031
5.根据权利要求4所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，其特征在于，为了在所述中频/高频变压器处获得50％的占空比波形，所述输入双向H桥以适合所述中频/高频变压器工作的频率在以下公式的状态之间变化：
Figure FDA0002341815580000032
Figure FDA0002341815580000033
所述中频/高频变压器电压是虚拟方波，虚拟方波是开关函数方波和以下公式中给出的虚拟直流波的函数，虚拟方波中包括有附加谐波：
VT(t)＝s(t)·V′vir-dc(t) (7)
其中，虚拟方波的傅里叶级数用以下公式表示：
Figure FDA0002341815580000034
其中，虚拟直流波的傅里叶级数用以下公式表示：
Figure FDA0002341815580000041
6.根据权利要求5所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，其特征在于，利用以下公式计算虚拟直流波的傅里叶级数系数：
Figure FDA0002341815580000042
上述公式中的直流系数用以下公式表示虚拟直流波：
Figure FDA0002341815580000043
将公式(8)和公式(11)代入公式(7)，得到所述中频/高频变压器电压的傅里叶级数：
Figure FDA0002341815580000044
7.根据权利要求6所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，其特征在于，根据以下公式给出的所述中频/高频变压器电压中的所有谐波成分，以计算所述中频/高频变压器铁芯面积：
Figure FDA0002341815580000045
其中，N是匝数，Bmax是材料的最大磁通密度，Amax是所需的最大磁芯面积；
所述输出双向H桥的输出电压表示为所述中频/高频变压器电压的函数，输出双向H桥开关用以下公式表示：
Figure FDA0002341815580000046
8.根据权利要求7所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，其特征在于，双极性PWM的输出调制矩阵：
Figure FDA0002341815580000051
9.根据权利要求8所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，其特征在于，当所述输出双向H桥展开所述中频/高频变压器电压时，所述输出双向H桥输出电压的基本分量用以下公式表示：
Va＝V′m·V′vir-dc (16)
调制波调整以补偿所述虚拟直流包含谐波，实际调制波用以下公式表示：
Figure FDA0002341815580000052
10.根据权利要求9所述的基于双向H桥不同布置的拓扑结构，其特征在于，所述过电压钳位电路中的负载能量用以下公式表示：
Figure FDA0002341815580000053
其中，Eload是负载能量，L是负载电感，Imax是最大负载电流；
所述钳位电容的初始电压到最终电压的能量变化用以下公式表示：
Figure FDA0002341815580000054
在故障条件下，负载能量将被钳制，Eload＝Eclamp，所述钳位电容的大小用以下公式计算：
Figure FDA0002341815580000055
其中，Vfinal是所述钳位电容的最终电压。
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