CN110995017B - 一种高压谐振网络能量波动控制电路及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高压谐振网络能量波动控制电路及控制方法，该控制电路包括整流电路、功率波动控制电路和逆变电路，功率波动控制电路包括第三电感、第五IGBT模块、第六IGBT模块、第五电容、第六电容，以及用于驱动IGBT模块的驱动控制电路；第五电容与母线整流输出端并联，第五电容的一端与第三电感的输入端连接，第五电容的另一端与第六IGBT模块的发射极连接，第三电感的输出端与第五IGBT模块的发射极连接，第五IGBT模块和第六IGBT模块串联，第六电容两端与第五IGBT模块和第六IGBT模块并联。本发明具有检测量少，控制电路简单，解决大动态电流大感性储能负载的能量波动造成的电网侧供电次谐波25Hz功率波动，有效稳定和减小电源系统网侧的平均配电功率。

Description

一种高压谐振网络能量波动控制电路及控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种高压谐振网络能量波动控制电路及控制方法。

背景技术

高压谐振负载在动态25Hz电流激励下能量波动会造成电网侧配电功率25Hz波动问题，负载功率大部分是负载与电源内部的储能元件的无功交换，电网侧主要提供负载有功损耗以及功率变换和传递过程中电源本身的有功损耗，电网侧配电经过整流电路、母线储能电容和逆变电路后输出到负载，负载上的电感与母线储能电容之间的无功能量交换会直接造成母线电压的巨大波动，此母线电压波动直接反映在交流输入侧电流上直接就是25Hz的次谐波电流，从而造成配电功率不平稳。现有的针对负载特点在交流电网侧配置三相PWM整流器完成网侧功率波动控制，但是检测量多，控制逻辑复杂，整体电路体积大且成本高。

发明内容

为了克服现有技术存在的缺陷与不足，本发明提供一种高压谐振网络能量波动控制电路及控制方法，在整流电路和逆变电路之间增加功率波动控制电路，具有检测量少、控制电路较为简单，体积小、成本低的特点，解决大动态电流大感性储能负载的能量波动造成电网侧供电次谐波25Hz功率波动问题，有效稳定和减小电源系统网侧的平均配电功率。

为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案：

本发明提供一种高压谐振网络能量波动控制电路，包括：整流电路、功率波动控制电路和逆变电路，所述整流电路与所述功率波动控制电路连接，所述功率波动控制电路与所述逆变电路连接；

所述功率波动控制电路包括第三电感、第五IGBT模块、第六IGBT模块、第五电容和第六电容；

所述第五电容与母线整流输出端并联，所述第五电容的一端与第三电感的输入端连接，第五电容的另一端与第六IGBT模块的发射极连接，第三电感的输出端与第五IGBT模块的发射极连接，第五IGBT模块的发射极和第六IGBT模块的集电极串联，第六电容两端分别与第五IGBT模块的集电极和第六IGBT模块的发射极连接。

作为优选的技术方案，所述功率波动控制电路还设有驱动控制电路，用于驱动控制第五IGBT模块和第六IGBT模块；

所述驱动控制电路包括电压传感器、低通滤波器、电压调节器、电流采样电路、电流调节器、PWM控制器和驱动器；

所述电压调节器设有母线电压反馈输入端和给定电压输入端，所述电流调节器设有电流反馈输入端和电流给定输入端；

所述电压传感器检测母线电压，所述电压传感器输出端与低通滤波器输入端连接，所述低通滤波器输出端与所述母线电压反馈输入端连接，所述电压调节器输出端与所述电流给定输入端连接，所述电流采样电路用于采集经过第三电感的电流信号，所述电流采样电路输出端与所述电流反馈输入端连接，所述电流调节器输出端与PWM控制器输入端连接，所述PWM控制器输出端与驱动器输入端连接，驱动器输出端输出两路驱动信号，分别用于驱动控制第五IGBT模块和第六IGBT模块。

作为优选的技术方案，所述电压调节器设有一阶低通滤波器和比例积分电压调节器，所述一阶低通滤波器输入端设置为母线电压反馈输入端，一阶低通滤波器输出端与比例积分电压调节器输入端连接，所述比例积分电压调节器输出端与所述电流给定输入端连接。

作为优选的技术方案，所述一阶低通滤波器包括第一电阻、第四电阻、第九电阻、第九电容和第一运放，所述比例积分电压调节器包括第二电阻、第五电阻、第六电阻、第八电阻、第三电容、第八电容以及第二运放；

所述第一电阻和第九电容并联，所述第四电阻设置在第一运放的反相输入端，并与第一电阻一端连接，所述第一电阻另一端与第一运放的输出端连接，并与第五电阻一端连接，所述第九电阻一端与第一运放同相输入端连接，另一端接地；

所述第五电阻的另一端与第二运放反相输入端连接，所述第八电阻一端与给定电压输入端连接，另一端与第二运放反相输入端连接，所述第二电阻一端与第二运放的反相输入端连接，另一端与第三电容一端连接，所述第三电容另一端与第二运放的输出端连接，所述第八电容与第三电容并联，所述第六电阻一端与第二运放同相输入端连接，另一端接地。

作为优选的技术方案，所述电流调节器采用电感电流环比例积分调节器。

作为优选的技术方案，所述电感电流环比例积分调节器包括第三电阻、第七电阻、第十电阻、第十一电阻、第四电容以及第三运放，所述第七电阻一端与电流反馈输入端连接，另一端与第三运放反相输入端连接，所述第十电阻一端与电流给定输入端连接，另一端与第三运放反相输入端连接，所述第三电阻一端与第三运放反相输入端连接，另一端与第四电容一端连接，所述第四电容另一端与第三运放输出连接，所述第十一电阻一端与第三运放的同相输入端连接，另一端接地。

作为优选的技术方案，所述整流电路设有六个二极管和第一电容，所述六个二极管用于构建为三相全桥整流电路，所述第一电容与所述三相全桥整流电路的整流母线输出并联，所述第一电容还与所述第五电容并联。

作为优选的技术方案，所述逆变电路设有第一IGBT模块、第二IGBT模块、第三IGBT模块、第四IGBT模块、第二电容、第一电感和第二电感，所述第一IGBT模块、第二IGBT模块、第三IGBT模块和第四IGBT模块用于构建为全桥逆变电路，所述第二电容两端分别与第一IGBT模块的集电极和第二IGBT模块的发射极连接，所述第一电感一端与第一IGBT模块的发射极连接，另一端连接输出负载，第二电感一端与第四IGBT模块的集电极连接，另一端连接输出负载。

本发明还提供一种高压谐振网络能量波动控制电路的控制方法，包括下述步骤：

构建高压谐振网络能量波动控制电路，所述高压谐振网络能量波动控制电路包括整流电路、功率波动控制电路和逆变电路，所述功率波动控制电路包括第三电感、第五IGBT模块、第六IGBT模块、第五电容和第六电容，将所述第三电感L3设置为输入滤波电感，所述第五电容C5设置为输入滤波电容，所述第六电容C6设置为输出滤波电容，所述第五IGBT模块和第六IGBT模块设置为驱动控制开关；

构建驱动控制电路，所述驱动控制电路设置电压传感器、低通滤波器、电压调节器、电流采样电路、电流调节器、PWM控制器和驱动器；

预设恒定的母线电压给定信号；

所述电压传感器采集母线电压，将母线电压采集信号传输至低通滤波器；

所述低通滤波器输出滤波电压信号至电压调节器；

所述电压调节器接收输出滤波电压信号和所述母线电压给定信号，输出电流给定信号至电流调节器；

所述电流调节器接收所述电流采样电路的电流采样反馈信号和所述电流给定信号，输出控制信号至PWM控制器；

所述PWM控制器接收电流调节器数输出控制信号，输出PWM控制信号，所述输出PWM控制信号经驱动器产生驱动信号，分别控制第五IGBT模块和第六IGBT模块工作。

作为优选的技术方案，所述电压调节器设置一阶低通滤波器和比例积分电压调节器，所述电流调节器设置电感电流环比例积分调节器；

所述一阶低通滤波器截止频率设为1.6Hz，所述比例积分电压调节器的比例设置为3，积分时间常数设置为0.094s，并设置比例积分电压调节器频域零点；

所述电感电流环比例积分调节器的比例设置为20，积分时间常数设置为0.1ms，并设置电感电流环比例积分调节器频域零点。

本发明与现有技术相比，具有如下优点和有益效果：

(1)本发明在整流电路和逆变电路之间增加功率波动控制电路，功率波动控制电路主电路包括一个直流差模电感、一个半桥IGBT模块和母线直流电容，驱动控制电路通过检测电感电流和直流母线电压，采用慢响应的电压控制环路与快响应的电感电流环路配合，进行动态调整驱动信号，本发明具有检测量少、控制电路较为简单，体积小、成本低的特点，解决大动态电流大感性储能负载的能量波动造成电网侧供电次谐波25Hz功率波动问题，有效稳定和减小电源系统网侧的平均配电功率。

附图说明

图1为本实施例高压谐振网络能量波动控制电路的整体电路示意图；

图2为本实施例功率波动控制电路的工作示意图；

图3为本实施例功率波动控制电路的控制时序和逻辑示意图；

图4为本实施例电压调节器电路结构示意图；

图5为本实施例电流调节器电路结构示意图；

图6为本实施例未加功率波动控制电路时的网侧电压及电流波形示意图；

图7为本实施例加入功率波动控制电路后的网侧电压及电流波形示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例

如图1所示，本实施例提供一种高压谐振网络能量波动控制电路，包括：整流电路、逆变电路和功率波动控制电路，功率波动控制电路在整流电路和逆变电路之间，解决25Hz次谐波带来的网侧功率波动；

本实施例增加的功率波动控制电路完成网侧功率波动控制的思路如下:整流桥VD1～VD6输出作为电压源，当其输出电流稳定时其输出功率就是稳定的，输出功率稳定时输入功率也稳定，本实施例通过完成功率波动控制电路主电路上第三电感L3的电流的平稳，从而完成网侧功率平稳控制。对于网侧功率波动控制电路，其目标是控制第三电感L3上电流平稳和逆变级母线电容C2上电压平均值平稳。同时，配合每个功率单元约0.245F母线储能电容容量将负载巨大的无功功率波动“压制”在逆变母线电容C2的电压波动上，即负载的功率波动最终反映为逆变级母线C2的电压波动，最终效果为网侧功率平稳，母线储能电容容量配合功率波动控制电路配合实现能量波动控制，本实施例提供一种功率波动控制电路中的主电路、控制电路以及控制方法，整个系统为高压系统，可以采用10个功率单元输出级串联，负载也采用串联高压谐振网络，对于逆变电路负载巨大的无功能量交换在负载电感第四电感L4和第五电感L5与逆变级母线电容C2之间完成，第五电感L5两端并联设置有第七电容C7；

本实施例的整流电流的器件连接关系为：六个二极管VD1～VD6搭建成三相全桥整流电路，整流输出母线端并联有第一电容C1，在本实施例中，VD1～VD6可以采用三个二极管半桥封装模块，每个二极管半桥封装模块规格为1200V600A，整流桥输出母线端第一电容C1可采用3个型号为1600V/2μF的电容进行并联。

本实施例功率波动控制电路主回路的器件连接关系为：

第五电容C5作为输入滤波电容，第三电感L3作为输入滤波电感，第五IGBT模块V5和第六IGBT模块V6为封装一体的开关器件，第六电容C6为输出滤波电容，第五电容C5的一端与第三电感L3的输入端连接，第五电容C5的另一端与第六IGBT模块V6的发射极连接，第三电感L3的输出端与第五IGBT模块V5的发射极连接，第五IGBT模块V5的发射极和第六IGBT模块V6的集电极串联，第六电容C6两端分别与第五IGBT模块V5的集电极和第六IGBT模块V6的发射极连接；本实施例的第五电容C5可采用3个型号为1600V/2μF的电容进行并联构成第五电容C5，第三电感L3规格可采用0.3mH/600A，第五IGBT模块V5和第六IGBT模块V6可采用封装一体的IGBT模块，规格为1200V/1400A，第六电容C6的规格可采用1600V/2μF。

本实施例逆变电路的器件连接关系为：

第一IGBT模块V1、第二IGBT模块V2、第三IGBT模块V3、第四IGBT模块V4搭建成全桥逆变电路，第二电容C2与功率波动控制电路主回路中的第六电容C6并联，且两端分别与第一IGBT模块V1(或第三IGBT模块V3)的集电极和第二IGBT模块V2(或第四IGBT模块V4)的发射极连接，第一电感L1一端与第一IGBT模块V1的发射极连接，另一端连接输出负载，第二电感一端与第四IGBT模块V4的集电极连接，另一端连接输出负载；

本实施例中的第二电容C2可采用2个单体为10000μF/450V的电解电容进行串联，然后并联49组构成，实际电容总数量为98个，总容量为0.245F；第一IGBT模块V1、第二IGBT模块V2的半桥支路可采用3个1200V/1400A半桥IGBT模块构成，第三IGBT模块V3、第四IGBT模块V4的半桥支路可采用3个1200V/1400A半桥IGBT模块并联，其中第一电感L1和第二电感L2的规格可采用10μH/1800A。

在本实施例中，第二电容C2两端还并联有电压传感器，电压传感器用于检测母线电压Udc，电压传感器输出端与低通滤波器输入端连接，低通滤波器输出端与母线电压反馈输入端连接，电压调节器还设有给定电压输入端，电压调节器输出端与电流给定输入端连接，电流采样电路设在第三电感L3输入端，用于采集经过第三电感L3的电流信号，电流采样电路的输出端与电流反馈输入端连接，电流调节器输出端与PWM控制器输入端连接，PWM控制器输出端与驱动器输入端连接，驱动器输出端输出DRIVE1和DRIVE2两路驱动信号，分别驱动控制第五IGBT模块V5和第六IGBT模块V6。

如图2所示，本实施例提供一种高压谐振网络能量波动控制电路的控制方法，具体工作过程为：

本实施例驱动控制电路采用双环负反馈无差控制电路，控制环路包括电压控制环路和电感电流控制环路，电压控制电路环路有稳定的母线电压给定信号Uref，母线电压信号Udc经电压传感器采样输出信号Uf1,Uf1经低通滤波器输出信号Uf2，Uref和Uf2同时输入慢响应比例积分电压调节器后输出信号控制信号Iref，输出信号控制信号Iref作为电流调节器的给定输入，主回路第三电感L3的电流IL经电流采样器件输出信号If，输出信号If作为电流调节器的反馈信号输入，信号Iref和If经过电流比例积分调节器后输出控制信号CTR，CTR信号经PWM控制器生成PWM信号，PWM信号经驱动器产生DRIVE1和DRIVE2两路驱动信号分别控制第五IGBT模块V5和第六IGBT模块V6动作，如图3所示，可知具体的控制时序和逻辑，如图4和图5所示，可知具体的比例积分控制电路的控制参数。

其中，在电压控制环路调节过程中，本实施例母线无功交换造成的母线电压Udc波动频率为25Hz，通过反馈信号低通滤波处理和慢响应的比例积分电压调节器参数实现，如图4所示，采用第一电阻R1(10KΩ)、第四电阻R4(10KΩ)、第九电阻R9(5.1KΩ)、第九电容C9(10μF/25V)和第一运放AJ1C组成一阶低通滤波器，一阶低通滤波器的截止频率为：f＝1/(2π*R1*C9)＝1.6Hz；采用第二电阻R2(30KΩ)、第五电阻R5(10KΩ)、第六电阻R6(5.1KΩ)、第八电阻R8(10KΩ)、第三电容C3(4.7μF/50V)、第八电容C8(4.7μF/50V)以及运放AJ1D组成比例积分电压调节器，比例积分电压调节器的比例为：Kp1＝R2/R5＝30k/10k＝3，积分时间常数为τ1＝(C3+C8)*R5＝9.4μ*10k＝0.094s，比例积分电压调节器频域零点所在频率点约为1/((C3+C8)*R2)＝6.7rad/s，以上三个参数综合作用，电压控制环路带宽约1～2Hz，以上参数措施保证母线电压Udc平均值控制。根据自动控制理论，给定为直流信号(如图3的Uref)，母线电压信号Udc经电压检测电路按照比例变成小信号(如图3的Uf1)，Uf1的直流和交流成分与Udc均成比例，Uf1经一阶低通滤波电路处理后变成交流幅值波动量变小的小信号(如图3的Uf2)，信号Uf2与信号Uf1相比较，直流成份不变，交流25Hz幅值经一阶低通滤波电路被衰减变小约10dB，即信号Uf2的交流成分幅值变成Uf1的交流成分的约1/10，Uf2再经低增益、积分时间常数较长的比例积分电路的慢速电压调节器，实现母线电压Udc平均值无差控制(如图3的Udc)。

本实施例在电流控制环路调节过程中，本实施例电流调节器接收电压调节器的输出作为给定Iref，配合恰当的电感电流检测反馈信号If和电感电流环比例积分调节器参数，完成控制信号CTR输出，实现电感电流平稳控制，如图5所示，采用第三电阻R3(200KΩ)、第七电阻R7(10KΩ)、第十电阻R10(10KΩ)、第十一电阻R11(5.1KΩ)、第四电容C4(103μF/50V)以及第三运放AJ1B组成的电感电流环比例积分调节器，比例为：Kp2＝R3/R7＝200k/10k＝20，积分时间常数为τ2＝C4*R7＝0.01μ*10k＝0.1ms，电感电流环比例积分调节器频域零点所在频率点约为1/(C4*R3)＝500rad/s，以上三个参数综合作用，电感电流控制环路带宽约400～500Hz，根据自动控制理论，电感电流环给定小信号为略带小波动的直流小信号(如图3的Iref)，第三电感L3上的电流大信号经检测和滤波电路处理后变成与第三电感L3上25Hz波动同频率波动的小信号(如图3的If)，经图5所示的高增益，积分时间常数较小的电感电流环比例积分调节器调节，输出CTR信号用于产生PWM控制信号，控制V6开关占空比进而实现电感电流的平稳控制(如图3的IL)。

电压控制环路和电感电流控制环路配合，其中，电压控制环路带宽只有约1～2Hz，不响应25Hz对应的40ms周期的低频波动，只响应1～2Hz以下更慢的扰动从而控制母线Udc的电压平均值无差控制，同时电感电流控制环路带宽约400～500Hz，足够快，只要电感电流调节器给定信号Iref平稳，利用电流调节器比例积分电路的快速响应和无差跟随能力就可以实现第三电感L3上电流的平稳控制。本实施例的慢速电压调节器与快速电流调节器配合实现逆变级母线电压Udc平均值无差平稳控制和第三电感L3电流的平稳控制，从而实现网侧功率平稳控制。当母线电压Udc平均值变大，反馈信号Uf1和Uf2相应的直流分量会变大，此时电压调节器中的积分电容C3和C8电压极性左正右负，放电，Iref信号极性为负，但其幅值量减小，此时信号Iref进入电感电流环表现为电流环给定量幅值减小，电流调节器快速跟踪给定，其输出信号幅值减小，经PWM产生和驱动电路，开关管V6开关占空比减小，第三电感L3上电流减小，此时电网向母线电压传递能量变小，母线电压升高趋势得到有效抑制，此为负反馈性质调节器的调节过程。同理当母线电压减小，负反馈性质调节器同样会控制开关管V6占空比变大，电网向母线电容传递能量变大从而抑制母线电压平均值变小。母线电压平均值控制越平稳，功率波动控制电路主电路的开关器件开关频率越高，功率波动控制电路电流调节器的增益越高积分时间越短，则网侧25Hz次谐波电流的波动越小，网侧50Hz功率波动越小，电网向系统的平均配电功率越平稳。

如图6和图7所示，对比加入功率波动控制电路前后的网侧电压、电网电流波形可以明显看到：未加功率波动控制电路前，网侧有25Hz次谐波电流，造成电网电流不平稳，增加相关功率波动控制电路后，网侧电流平稳。

本实施例经实验测试后，得到的结果为：二极磁铁励磁电源的网侧功率波动约±5％，电源内部10个功率单元，每个功率单元0.245F的储能电容上电压波动DC650V±30V。

本实施例为解决25Hz次谐波带来的网侧功率波动，在整流电路和逆变电路之间增加功率波动控制电路，功率波动控制电路包括一个直流差模电感、一个半桥IGBT模块和母线直流电容，通过检测电感电流和直流母线电压进行动态调整相关控制信号完成相关控制效果，本实施例具有检测量少、控制电路较为简单，体积小、成本低的特点，解决大动态电流大感性储能负载的能量波动造成电网侧供电次谐波25Hz功率波动问题，有效稳定和减小电源系统网侧的平均配电功率。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种高压谐振网络能量波动控制电路，其特征在于，包括：整流电路、功率波动控制电路和逆变电路，所述整流电路与所述功率波动控制电路连接，所述功率波动控制电路与所述逆变电路连接；

所述功率波动控制电路包括第三电感、第五IGBT模块、第六IGBT模块、第五电容和第六电容；

所述第五电容与母线整流输出端并联，所述第五电容的一端与第三电感的输入端连接，第五电容的另一端与第六IGBT模块的发射极连接，第三电感的输出端与第五IGBT模块的发射极连接，第五IGBT模块的发射极和第六IGBT模块的集电极串联，第六电容两端分别与第五IGBT模块的集电极和第六IGBT模块的发射极连接；

所述功率波动控制电路还设有驱动控制电路，用于驱动控制第五IGBT模块和第六IGBT模块；

所述驱动控制电路包括电压传感器、低通滤波器、电压调节器、电流采样电路、电流调节器、PWM控制器和驱动器；

所述电压调节器设有母线电压反馈输入端和给定电压输入端，所述电流调节器设有电流反馈输入端和电流给定输入端；

所述电压传感器检测母线电压，所述电压传感器输出端与低通滤波器输入端连接，所述低通滤波器输出端与所述母线电压反馈输入端连接，所述电压调节器输出端与所述电流给定输入端连接，所述电流采样电路用于采集经过第三电感的电流信号，所述电流采样电路输出端与所述电流反馈输入端连接，所述电流调节器输出端与PWM控制器输入端连接，所述PWM控制器输出端与驱动器输入端连接，驱动器输出端输出两路驱动信号，分别用于驱动控制第五IGBT模块和第六IGBT模块。

2.根据权利要求1所述的高压谐振网络能量波动控制电路，其特征在于，所述电压调节器设有一阶低通滤波器和比例积分电压调节器，所述一阶低通滤波器输入端设置为母线电压反馈输入端，一阶低通滤波器输出端与比例积分电压调节器输入端连接，所述比例积分电压调节器输出端与所述电流给定输入端连接。

3.根据权利要求2所述的高压谐振网络能量波动控制电路，其特征在于，所述一阶低通滤波器包括第一电阻、第四电阻、第九电阻、第九电容和第一运放，所述比例积分电压调节器包括第二电阻、第五电阻、第六电阻、第八电阻、第三电容、第八电容以及第二运放；

所述第一电阻和第九电容并联，所述第四电阻设置在第一运放的反相输入端，并与第一电阻一端连接，所述第一电阻另一端与第一运放的输出端连接，并与第五电阻一端连接，所述第九电阻一端与第一运放同相输入端连接，另一端接地；

所述第五电阻的另一端与第二运放反相输入端连接，所述第八电阻一端与给定电压输入端连接，另一端与第二运放反相输入端连接，所述第二电阻一端与第二运放的反相输入端连接，另一端与第三电容一端连接，所述第三电容另一端与第二运放的输出端连接，所述第八电容与第三电容并联，所述第六电阻一端与第二运放同相输入端连接，另一端接地。

4.根据权利要求1或2所述的高压谐振网络能量波动控制电路，其特征在于，所述电流调节器采用电感电流环比例积分调节器。

5.根据权利要求4所述的高压谐振网络能量波动控制电路，其特征在于，所述电感电流环比例积分调节器包括第三电阻、第七电阻、第十电阻、第十一电阻、第四电容以及第三运放，所述第七电阻一端与电流反馈输入端连接，另一端与第三运放反相输入端连接，所述第十电阻一端与电流给定输入端连接，另一端与第三运放反相输入端连接，所述第三电阻一端与第三运放反相输入端连接，另一端与第四电容一端连接，所述第四电容另一端与第三运放输出连接，所述第十一电阻一端与第三运放的同相输入端连接，另一端接地。

6.根据权利要求1所述的高压谐振网络能量波动控制电路，其特征在于，所述整流电路设有六个二极管和第一电容，所述六个二极管用于构建为三相全桥整流电路，所述第一电容与所述三相全桥整流电路的整流母线输出并联，所述第一电容还与所述第五电容并联。

7.根据权利要求1所述的高压谐振网络能量波动控制电路，其特征在于，所述逆变电路设有第一IGBT模块、第二IGBT模块、第三IGBT模块、第四IGBT模块、第二电容、第一电感和第二电感，所述第一IGBT模块、第二IGBT模块、第三IGBT模块和第四IGBT模块用于构建为全桥逆变电路，所述第二电容两端分别与第一IGBT模块的集电极和第二IGBT模块的发射极连接，所述第一电感一端与第一IGBT模块的发射极连接，另一端连接输出负载，第二电感一端与第四IGBT模块的集电极连接，另一端连接输出负载。

8.一种高压谐振网络能量波动控制电路的控制方法，其特征在于，包括下述步骤：

构建高压谐振网络能量波动控制电路，所述高压谐振网络能量波动控制电路包括整流电路、功率波动控制电路和逆变电路，所述功率波动控制电路包括第三电感、第五IGBT模块、第六IGBT模块、第五电容和第六电容，将所述第三电感L3设置为输入滤波电感，所述第五电容C5设置为输入滤波电容，所述第六电容C6设置为输出滤波电容，所述第五IGBT模块和第六IGBT模块设置为驱动控制开关；

构建驱动控制电路，所述驱动控制电路设置电压传感器、低通滤波器、电压调节器、电流采样电路、电流调节器、PWM控制器和驱动器；

预设恒定的母线电压给定信号；

所述电压传感器采集母线电压，将母线电压采集信号传输至低通滤波器；

所述低通滤波器输出滤波电压信号至电压调节器；

所述电压调节器接收输出滤波电压信号和所述母线电压给定信号，输出电流给定信号至电流调节器；

所述电流调节器接收所述电流采样电路的电流采样反馈信号和所述电流给定信号，输出控制信号至PWM控制器；

所述PWM控制器接收电流调节器数输出控制信号，输出PWM控制信号，所述输出PWM控制信号经驱动器产生驱动信号，分别控制第五IGBT模块和第六IGBT模块工作。

9.根据权利要求8所述的高压谐振网络能量波动控制电路的控制方法，其特征在于，所述电压调节器设置一阶低通滤波器和比例积分电压调节器，所述电流调节器设置电感电流环比例积分调节器；

所述一阶低通滤波器截止频率设为1.6Hz，所述比例积分电压调节器的比例设置为3，积分时间常数设置为0.094s，并设置比例积分电压调节器频域零点；

所述电感电流环比例积分调节器的比例设置为20，积分时间常数设置为0.1ms，并设置电感电流环比例积分调节器频域零点。

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