CN110971135A - 三电平全桥直流变换器及其控制方法 - Google Patents

三电平全桥直流变换器及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN110971135A
CN110971135A CN201811149591.3A CN201811149591A CN110971135A CN 110971135 A CN110971135 A CN 110971135A CN 201811149591 A CN201811149591 A CN 201811149591A CN 110971135 A CN110971135 A CN 110971135A
Authority
CN
China
Prior art keywords
amplitude
current
modulation wave
wave
module
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201811149591.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110971135B (zh
Inventor
漆宇
陈涛
梅文庆
张志学
罗文广
苏亮亮
刘华东
李红波
黄子昊
陈江
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hunan Power Action Technology Co ltd
CRRC Zhuzhou Institute Co Ltd
Original Assignee
CRRC Zhuzhou Institute Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by CRRC Zhuzhou Institute Co Ltd filed Critical CRRC Zhuzhou Institute Co Ltd
Priority to CN201811149591.3A priority Critical patent/CN110971135B/zh
Publication of CN110971135A publication Critical patent/CN110971135A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110971135B publication Critical patent/CN110971135B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种三电平全桥直流变换器及其控制方法，控制方法包括以下步骤：分别采集C1的电压VC1及C2的电压VC2；判断(VC1‑VC2)的绝对值是否大于第一预设保护阈值，若是，根据(VC1‑VC2)的绝对值来生成调节量，还判断(VC1‑VC2)是否大于0，若是，在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上调节量，或令当前第二调制波的幅值减去调节量，若否，在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上调节量，或令当前第四调制波的幅值减去调节量。本发明有效地保证三电平全桥直流变换器的中点电压平衡，而且无需增加额外的硬件设备，降低了硬件成本。

Description

三电平全桥直流变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及变换器控制领域，特别涉及一种三电平全桥直流变换器及其中点电压平衡控制方法。
背景技术
随着科技水平的飞速发展，新能源发电、高压直流输电、船舶电力推进、轨道交通电气等大功率应用场合中的现代电力电子技术应用水平已经成为了当代社会现代化程度的重要指标之一。高能效、高功率密度、高可靠性和低成本已经成为了高压大功率电能变换装置的主要发展趋势。
三电平全桥直流变换器，通过低压功率开关器件的串联，解决了高压应用场合下功率开关器件工作频率过低、损耗大、可选范围小、成本过高等问题，有利于提高变换器工作频率、功率密度和经济性，已经成为了很多应用方向的研究热点。
然而，由于功率器件和主电路线路参数的分散性、控制信号传输延时不一致以及在一定的暂态非理想工况下，三电平全桥直流变换器的直流输入侧的2个串联电容的电压不可避免存在一定的差异性。当电压差异较严重时，可能导致承担较大电压一侧的功率开关管过压损坏。因此，三电平全桥直流变换器在设计的时候，需要额外施加一定的均压措施来保证直流侧中点电压平衡，以保证安全性和可靠性。
目前，均压措施往往是通过增加额外的硬件来实施的，新加入的硬件提高了三电平全桥变换器的成本，而且随着工作电压等级的提升，硬件均压技术引入的附加成本更高。
发明内容
以下给出一个或多个方面的简要概述以提供对这些方面的基本理解。此概述不是所有构想到的方面的详尽综览，并且既非旨在指认出所有方面的关键性或决定性要素亦非试图界定任何或所有方面的范围。其唯一的目的是要以简化形式给出一个或多个方面的一些概念以为稍后给出的更加详细的描述之序。
本发明要解决的技术问题是为了克服现有技术中三电平全桥变换器的硬件均压技术引入的附加成本高的缺陷，提供一种三电平全桥直流变换器及其控制方法，有效地保证三电平全桥直流变换器的中点电压平衡，无需增加额外的硬件设备，具备较高的工程化可行性。
本发明是通过下述技术方案来解决所述技术问题：
一种三电平全桥直流变换器的控制方法，所述三电平全桥直流变换器包括逆变模块、电压检测模块、信号比较模块、控制模块及上位机；
所述逆变模块包括第一桥臂、第二桥臂及2个分压电容，所述第一桥臂的4个开关从上到下依次记为T1、T2、T3及T4，所述第二桥臂的4个开关从上到下依次记为T5、T6、T7及T8，2个分压电容从上到下依次记为C1及C2；
所述上位机分别生成第一调制波、第二调制波、第三调制波及第四调制波；
所述信号比较模块将所述第一调制波及所述第二调制波分别与第一载波做比较以生成第一PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)信号及第二PWM信号，并且将所述第三调制波及所述第四调制波分别与第二载波做比较以生成第三PWM信号及第四PWM信号，所述第二载波为所述第一载波的互补信号，所述第一调制波与所述第二调制波的幅值的差值等于所述第三调制波与所述第四调制波的幅值的差值；
所述第一PWM信号用于生成T1驱动信号及T3驱动信号，所述第二PWM信号用于生成T2驱动信号及T4驱动信号，所述第三PWM信号用于生成T5驱动信号及T7驱动信号，所述第四PWM信号用于生成T6驱动信号及T8驱动信号；
所述控制方法包括以下步骤：
所述电压检测模块分别采集C1的电压VC1及C2的电压VC2，并且将VC1及VC2发送至所述信号比较模块；
所述信号比较模块判断(VC1-VC2)的绝对值是否大于第一预设保护阈值，所述第一预设保护阈值大于0，若是，所述控制模块根据(VC1-VC2)的绝对值来生成调节量，所述信号比较模块还判断(VC1-VC2)是否大于0，若是，所述控制模块在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，或，所述控制模块在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，若否，所述控制模块在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，或，所述控制模块在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量。
可选地，在所述信号比较模块判断(VC1-VC2)是否大于0，并且所述控制模块调节调制波的步骤之后，所述控制方法还包括以下步骤：
所述信号比较模块还判断(VC1-VC2)的绝对值是否小于第二预设保护阈值，所述第二预设保护阈值大于0且小于所述第一预设保护阈值，若是，结束流程，或经过第一预设时间段之后返回所述电压检测模块分别采集VC1及VC2的步骤，若否，返回所述控制模块根据(VC1-VC2)的绝对值来生成调节量的步骤。
可选地，若(VC1-VC2)的绝对值小于或等于所述第一预设保护阈值，结束流程，或经过第二预设时间段之后返回所述电压检测模块分别采集VC1及VC2的步骤。
可选地，当(VC1-VC2)大于0时，所述控制模块在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，并且在当前开关周期的后半个开关周期内，令增加后的第一调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第一调制波的幅值，或令减少后的第二调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第二调制波的幅值；或，
当(VC1-VC2)小于0时，所述控制模块在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，并且在下一个开关周期的前半个开关周期内，令增加后的第一调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第一调制波的幅值，或令减少后的第二调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第二调制波的幅值；
当(VC1-VC2)小于0时，所述控制模块在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，并且在当前开关周期的后半个开关周期内，令增加后的第三调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第三调制波的幅值，或令减少后的第四调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第四调制波的幅值；或，
当(VC1-VC2)大于0时，所述控制模块在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，并且在下一个开关周期的前半个开关周期内，令增加后的第三调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第三调制波的幅值，或令减少后的第四调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第四调制波的幅值。
可选地，(VC1-VC2)的绝对值与生成的调节量正相关。
可选地，所述三电平全桥直流变换器还包括变压器及整流模块；
所述逆变模块的交流输出端电连接至所述变压器的原边，所述变压器的副边电连接至所述整流模块的交流输入端。
可选地，所述控制模块为P(比例控制器)、PI(比例-积分控制器)或PID控制器(比例-积分-微分控制器)。
一种三电平全桥直流变换器，包括逆变模块、电压检测模块、信号比较模块、控制模块及上位机；
所述逆变模块包括第一桥臂、第二桥臂及2个分压电容，所述第一桥臂的4个开关从上到下依次记为T1、T2、T3及T4，所述第二桥臂的4个开关从上到下依次记为T5、T6、T7及T8，2个分压电容从上到下依次记为C1及C2；
所述电压检测模块与所述逆变模块电连接；
所述上位机配置为分别生成第一调制波、第二调制波、第三调制波及第四调制波；
所述信号比较模块配置为将所述第一调制波及所述第二调制波分别与第一载波做比较以生成第一PWM信号及第二PWM信号，并且将所述第三调制波及所述第四调制波分别与第二载波做比较以生成第三PWM信号及第四PWM信号，所述第二载波为所述第一载波的互补信号，所述第一调制波与所述第二调制波的幅值的差值等于所述第三调制波与所述第四调制波的幅值的差值；
所述第一PWM信号用于生成T1驱动信号及T3驱动信号，所述第二PWM信号用于生成T2驱动信号及T4驱动信号，所述第三PWM信号用于生成T5驱动信号及T7驱动信号，所述第四PWM信号用于生成T6驱动信号及T8驱动信号；
所述电压检测模块配置为分别采集C1的电压VC1及C2的电压VC2，并且将VC1及VC2发送至所述信号比较模块；
所述信号比较模块还配置为判断(VC1-VC2)的绝对值是否大于第一预设保护阈值，所述第一预设保护阈值大于0，若是，所述控制模块配置为根据(VC1-VC2)的绝对值来生成调节量，所述信号比较模块还配置为判断(VC1-VC2)是否大于0，若是，所述控制模块还配置为在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，或，所述控制模块配置为在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，若否，所述控制模块配置为在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，或，所述控制模块配置为在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量。
可选地，所述信号比较模块还配置为：
在判断(VC1-VC2)是否大于0，并且调节调制波之后，判断(VC1-VC2)的绝对值是否小于第二预设保护阈值，所述第二预设保护阈值大于0且小于所述第一预设保护阈值，若是，停止调用所述控制模块，或经过第一预设时间段之后调用所述电压检测模块以分别采集VC1及VC2，若否，调用所述控制模块以根据(VC1-VC2)的绝对值来生成所述调节量。
可选地，所述信号比较模块还配置为：
若(VC1-VC2)的绝对值小于或等于所述第一预设保护阈值，停止调用所述控制模块，或经过第二预设时间段之后调用所述电压检测模块以分别采集VC1及VC2。
可选地，当(VC1-VC2)大于0时，所述控制模块配置为在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，并且在当前开关周期的后半个开关周期内，令增加后的第一调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第一调制波的幅值，或令减少后的第二调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第二调制波的幅值；或，
当(VC1-VC2)小于0时，所述控制模块配置为在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，并且在下一个开关周期的前半个开关周期内，令增加后的第一调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第一调制波的幅值，或令减少后的第二调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第二调制波的幅值；
当(VC1-VC2)小于0时，所述控制模块配置为在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，并且在当前开关周期的后半个开关周期内，令增加后的第三调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第三调制波的幅值，或令减少后的第四调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第四调制波的幅值；或，
当(VC1-VC2)大于0时，所述控制模块配置为在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，并且在下一个开关周期的前半个开关周期内，令增加后的第三调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第三调制波的幅值，或令减少后的第四调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第四调制波的幅值。
可选地，(VC1-VC2)的绝对值与生成的调节量正相关。
可选地，所述三电平全桥直流变换器还包括变压器及整流模块；
所述逆变模块的交流输出端电连接至所述变压器的原边，所述变压器的副边电连接至所述整流模块的交流输入端。
可选地，所述控制模块为P、PI或PID控制器。
在符合本领域常识的基础上，所述各优选条件，可任意组合，即得本发明各较佳实施例。
本发明的积极进步效果在于：
本发明提供的三电平全桥直流变换器及其控制方法，针对不同的中点电压异常情况，可以及时且准确地调节电压，从而有效地保证三电平全桥直流变换器的中点电压平衡，而且无需增加额外的硬件设备，降低了三电平全桥直流变换器的硬件成本，具备较高的工程化可行性。
附图说明
在结合以下附图阅读本公开的实施例的详细描述之后，能够更好地理解本发明的所述特征和优点。在附图中，各组件不一定是按比例绘制，并且具有类似的相关特性或特征的组件可能具有相同或相近的附图标记。
图1为本发明较佳实施例的三电平全桥直流变换器的控制方法的流程图。
图2为本发明较佳实施例的三电平全桥直流变换器的电路拓扑示意图。
图3为本发明较佳实施例的调节电压前的开关驱动信号的生成机制示意图。
图4为本发明较佳实施例的调节电压时的开关驱动信号的生成机制示意图。
附图标记说明：
逆变模块1
变压器2
整流模块3
第一桥臂11
第二桥臂12
具体实施方式
以下结合附图和具体实施例对本发明作详细描述。注意，以下结合附图和具体实施例描述的诸方面仅是示例性的，而不应被理解为对本发明的保护范围进行任何限制。
给出以下描述以使得本领域技术人员能够实施和使用本发明并将其结合到具体应用背景中。各种变型、以及在不同应用中的各种使用对于本领域技术人员将是容易显见的，并且本文定义的一般性原理可适用于较宽范围的实施例。由此，本发明并不限于本文中给出的实施例，而是应被授予与本文中公开的原理和新颖性特征相一致的最广义的范围。
在以下详细描述中，阐述了许多特定细节以提供对本发明的更透彻理解。然而，对于本领域技术人员显而易见的是，本发明的实践可不必局限于这些具体细节。换言之，公知的结构和器件以框图形式示出而没有详细显示，以避免模糊本发明。
注意，在使用到的情况下，标志左、右、前、后、顶、底、正、反、顺时针和逆时针仅仅是出于方便的目的所使用的，而并不暗示任何具体的固定方向。事实上，它们被用于反映对象的各个部分之间的相对位置和/或方向。
本实施例提供一种三电平全桥直流变换器的控制方法，但是，所述控制方法并不仅限于所述三电平全桥直流变换器，也可适用于其他三电平桥式变换器，而且，还可根据实际情况易于灵活拓展至多电平变换器电路。
如图2所示，所述三电平全桥直流变换器包括逆变模块1、变压器2、整流模块3、电压检测模块(图中未示出)、信号比较模块(图中未示出)、控制模块(图中未示出)及上位机(图中未示出)。
具体地，逆变模块1的交流输出端电连接至变压器2的原边，变压器2的副边电连接至整流模块3的交流输入端，逆变模块1分别与所述电压检测模块及所述上位机电连接。
在本实施例中，所述控制模块为P、PI或PID控制器中的任意一种，所述电压检测模块、所述信号比较模块及所述上位机均可采用现有硬件设备来实现，故不再一一赘述其结构。
逆变模块1包括第一桥臂11、第二桥臂12及2个串联分压电容，T1～T8为逆变模块1的8个功率开关器件，第一桥臂11的4个开关从上到下依次记为T1、T2、T3及T4，第二桥臂12的4个开关从上到下依次记为T5、T6、T7及T8，D1～D8分别为与T1～T8相对应的反并联二极管，D11、D22、D33及D44分别为中点钳位二极管，逆变模块1的直流输入侧的2个串联分压电容从上到下依次记为C1及C2，Lm和Ls分别为变压器2的励磁电抗和漏抗，Cr为谐振电容器，ir为谐振电流。
在本实施例中，所述三电平全桥直流变换器的基本工作原理如下：逆变模块1通过对开关T1～T8进行驱动控制，将直流输入电能逆变成为高频交流电能，整流模块3则将高频交流电能整流变换成直流输出电能并提供给负载。中间高频变压器2及谐振电容构成软开关谐振环节，实现原边三电平逆变模块功率开关器件的零电压开通(Zero-Voltage-Switching，ZVS)以及整流模块功率开关器件的零电流关断(Zero-Current-Switching，ZCS)，同时高频变压器2实现电气隔离，改变电感和电容参数以及变压器匝比可调节输出与输入的直流电压比值。所述三电平全桥直流变换器在保证电气隔离的基础上，通过变压器高频化显著提升装置的功率密度，通过软开关谐振电路降低变换器工作损耗，提升效率，并且可以在一定范围内调节输出与输入的直流电压比值，是当前高压大功率变换器的研究热点及发展趋势之一。
在设计三电平全桥直流变换器时，为了避免由于功率器件和主电路参数离散、控制信号传输延时差异以及暂态非理想工况导致的C1及C2分压不均，往往需要通过一些均压措施来保证功率器件的安全工作。在现有技术中，均压措施往往是通过增加额外的硬件来实施的，新加入的硬件提高了三电平全桥变换器的成本，而且随着工作电压等级的提升，硬件均压技术引入的附加成本更高。但是，本实施例提供的三电平全桥直流变换器的控制方法，在不增加额外的硬件成本的前提下，实现C1及C2的均压，符合当前技术发展的趋势。
如图3所示，开关驱动信号采用方波控制，所述上位机分别生成第一调制波、第二调制波、第三调制波及第四调制波，所述信号比较模块将所述第一调制波及所述第二调制波分别与第一载波做比较以生成第一PWM信号及第二PWM信号，并且将所述第三调制波及所述第四调制波分别与第二载波做比较以生成第三PWM信号及第四PWM信号，所述第一载波及所述第二载波均为三角载波，并且所述第二载波为所述第一载波的互补信号(也可以是相同的信号，若相同，将第三调制波和第四调制波互换名称即可，可根据实际情况来进行相应的调整)，所述第一调制波与所述第二调制波的幅值的差值等于所述第三调制波与所述第四调制波的幅值的差值。
在本实施例中，上述四路PWM信号的生成方式，可以令第一PWM信号和第四PWM信号的生成以及第二PWM信号和第三PWM信号的生成相互独立。
所述第一PWM信号用于生成T1驱动信号及T3驱动信号，所述第二PWM信号用于生成T2驱动信号及T4驱动信号，所述第三PWM信号用于生成T5驱动信号及T7驱动信号，所述第四PWM信号用于生成T6驱动信号及T8驱动信号，以使得分别驱动T1～T8的开通和关断动作。
在本实施例中，四路PWM信号分别插入死区时间，以生成T1～T8驱动信号，插入死区时间时，仅有上升沿加入死区时间，下降沿不加入死区时间(并不具体限定死区时间的加入方式，下降沿也可以加入死区时间，可根据实际情况来进行相应的调整)。
在本实施例中，所述第一调制波与所述第二调制波以及所述第三调制波与所述第四调制波之间的差值形成的时间差，一方面保证了T1、T4、T5、T8分别提早于T2、T3、T6、T7关断，避免T2、T3、T6、T7过压损坏；另一方面保证了D11、D22、D33、D44在换流过程中的最小导通时间(如10us)，提升了箝位二极管的可靠性。
由图3可知，在一个开关周期(功率开关的开关周期)内，根据T1～T8不同的开关动作，可以分为t1～t9的九个时间段，对该九个时间段进行换流分析，结果如下表1所示。可见，在一个完整开关周期内，直流侧电容C1和C2都是一起充电、放电或者被短路，不存在调控C1和C2之间电压差的自由度。
表1
Figure BDA0001817625070000101
Figure BDA0001817625070000111
以下具体说明三电平全桥直流变换器的控制方法的步骤。
如图1所示，所述控制方法包括以下步骤：
步骤101、采集VC1及VC2。
在本步骤中，所述电压检测模块根据预设频率分别采集C1的电压VC1及C2的电压VC2，并且将VC1及VC2发送至所述信号比较模块。
在本实施例中，所述预设频率可根据实际情况来进行设定。
步骤102、判断|VC1-VC2|是否大于第一预设保护阈值，若是，执行步骤103，若否，返回执行步骤101。
在本步骤中，所述信号比较模块判断(VC1-VC2)的绝对值是否大于第一预设保护阈值，所述第一预设保护阈值大于0，若是，执行步骤103，若否，结束流程，或经过第二预设时间段之后返回执行步骤101。
在本实施例中，所述第一预设保护阈值及所述第二预设时间段均可根据实际情况来进行设定。
步骤103、根据|VC1-VC2|来生成调节量。
在本步骤中，所述控制模块根据(VC1-VC2)的绝对值来生成调节量，先将|VC1-VC2|输入所述控制模块，并且将所述控制模块输出的调节量进行限幅，(VC1-VC2)的绝对值与生成的调节量正相关，即|VC1-VC2|越大生成的调节量越大，但增大的比例不一定呈线性关系，可根据实际情况来进行相应的选择。
执行步骤103之后，执行步骤104。
步骤104、判断(VC1-VC2)是否大于0，若是，执行步骤105，若否，执行步骤106。
在本步骤中，所述信号比较模块还判断(VC1-VC2)是否大于0，若是，执行步骤105，若否，执行步骤106。
步骤105、在前半个开关周期内，令第一调制波加上调节量，或令第二调制波减去调节量。
在本步骤中，所述控制模块在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，或，所述控制模块在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量。
具体地，当(VC1-VC2)大于0时，所述控制模块在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，并且在当前开关周期的后半个开关周期内，令增加后的第一调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第一调制波的幅值，或令减少后的第二调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第二调制波的幅值；或，
当(VC1-VC2)大于0时，所述控制模块在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，并且在下一个开关周期的前半个开关周期内，令增加后的第三调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第三调制波的幅值，或令减少后的第四调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第四调制波的幅值。
下面以调节第二调制波的幅值为例具体说明其调节原理。
如图4所示，基于图3示出的驱动信号生成机制，在前半个开关周期，令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，以使得第二PWM信号相应提前由0翻转为1，T2驱动信号(T2驱动信号上升沿加入死区时间段并再提前一时间段，一般死区时间段大于或等于10us，提前的时间段一般在5us左右，但并不具体限定其死区时间段及对应提前的时间段，均可根据实际情况来进行相应的调整)相应提前开通，T4驱动信号相应提前关断，在后半个开关周期，令减少后的第二调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第二调制波的幅值。
对比图3及图4，可以发现驱动信号的改变主要集中在时间段t2，对其进行换流分析，结果如表2所示。可以看到，通过在前半个开关周期减小第二调制波的幅值，换流过程中增加了一个“C1放电、C2充电”的状态，可以用来控制中点电压平衡。特别注意的是，对第二调制波的幅值进行减小的改动，应只加在前半个开关周期，后半个开关周期中的第二调制波的幅值恢复原始值。因为如果整个开关周期内均减小第二调制波，则前后增加的中点电位调整状态作用相互抵消，控制失效。
表2
Figure BDA0001817625070000121
Figure BDA0001817625070000131
表3是针对前半个开关周期进行调制波调节，全部八种情况下，增加的中点电位调整状态汇总。此外，还分析了调节调制波对箝位二极管续流时间的影响，若二极管最小续流时间得不到保证，可能影响二极管寿命，降低系统可靠性，因此不可取。由结果可知，当(VC1-VC2)大于0时，可用的控制方式是在前半个开关周期增大第一调制波的幅值或者减小第二调制波的幅值；当(VC1-VC2)小于0时，可用的控制方式是在前半个开关周期增大第三调制波的幅值或者减小第四调制波的幅值。
表3
Figure BDA0001817625070000132
表4是针对前半个开关周期进行调制波调节，全部八种情况下，增加的中点电位调整状态汇总。由结果可知，当(VC1-VC2)大于0时，可用的控制方式是在后半个开关周期增大第三调制波的幅值或者减小第四调制波的幅值；当(VC1-VC2)小于0时，可用的控制方式是在后半个开关周期增大第一调制波的幅值或者减小第二调制波的幅值。
表4
Figure BDA0001817625070000141
调节第一调制波的原理可参考上述调节第二调制波的原理，因此不再一一赘述。
执行步骤105之后，执行步骤107。
步骤106、在前半个开关周期内，令第三调制波加上调节量，或令第四调制波减去调节量，或，所述控制模块在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量。
在本步骤中，所述控制模块在一个开关周期的前或后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量。
具体地，当(VC1-VC2)小于0时，所述控制模块在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，并且在当前开关周期的后半个开关周期内，令增加后的第三调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第三调制波的幅值，或令减少后的第四调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第四调制波的幅值；或，
当(VC1-VC2)小于0时，所述控制模块在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，并且在下一个开关周期的前半个开关周期内，令增加后的第一调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第一调制波的幅值，或令减少后的第二调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第二调制波的幅值。
调节第三调制波或第四调制波的原理可参考上述调节第二调制波的原理，因此不再一一赘述。
执行步骤106之后，执行步骤107。
步骤107、判断|VC1-VC2|是否小于第二预设保护阈值，若是，返回执行步骤101，若否，返回执行步骤103。
在本步骤中，所述信号比较模块还判断(VC1-VC2)的绝对值是否小于第二预设保护阈值，所述第二预设保护阈值大于0且小于所述第一预设保护阈值(考虑到信号浮动等问题)，若是，结束流程，或经过第一预设时间段之后返回执行步骤101，若否，则说明还需要继续调节，因此返回执行步骤103。
本实施例提供的三电平全桥直流变换器的控制方法，针对不同的中点电压异常情况，可以及时且准确地调节电压，从而有效地保证三电平全桥直流变换器的中点电压平衡，而且无需增加额外的硬件设备，降低了三电平全桥直流变换器的硬件成本，具备较高的工程化可行性。
如图2所示，本实施例还提供一种三电平全桥直流变换器，所述三电平全桥直流变换器利用如上述的控制方法。
所述上位机配置为分别生成第一调制波、第二调制波、第三调制波及第四调制波。
所述信号比较模块配置为将所述第一调制波及所述第二调制波分别与第一载波做比较以生成第一PWM信号及第二PWM信号，并且将所述第三调制波及所述第四调制波分别与第二载波做比较以生成第三PWM信号及第四PWM信号，所述第一载波及所述第二载波均为三角载波，并且所述第二载波为所述第一载波的互补信号(也可以是相同的信号，若相同，将第三调制波和第四调制波互换名称即可，可根据实际情况来进行相应的调整)，所述第一调制波与所述第二调制波的幅值的差值等于所述第三调制波与所述第四调制波的幅值的差值。
在本实施例中，上述四路PWM信号的生成方式，可以令第一PWM信号和第四PWM信号的生成以及第二PWM信号和第三PWM信号的生成相互独立。
所述第一PWM信号用于生成T1驱动信号及T3驱动信号，所述第二PWM信号用于生成T2驱动信号及T4驱动信号，所述第三PWM信号用于生成T5驱动信号及T7驱动信号，所述第四PWM信号用于生成T6驱动信号及T8驱动信号，以使得分别驱动T1～T8的开通和关断动作。
在本实施例中，四路PWM信号分别插入死区时间，以生成T1～T8驱动信号，插入死区时间时，仅有上升沿加入死区时间，下降沿不加入死区时间(并不具体限定死区时间的加入方式，下降沿也可以加入死区时间，可根据实际情况来进行相应的调整)。
在本实施例中，所述第一调制波与所述第二调制波以及所述第三调制波与所述第四调制波之间的差值形成的时间差，一方面保证了T1、T4、T5、T8分别提早于T2、T3、T6、T7关断，避免T2、T3、T6、T7过压损坏；另一方面保证了D11、D22、D33、D44在换流过程中的最小导通时间(如10us)，提升了箝位二极管的可靠性。
所述电压检测模块配置为根据预设频率分别采集C1的电压VC1及C2的电压VC2，并且将VC1及VC2发送至所述信号比较模块。
所述信号比较模块还配置为判断(VC1-VC2)的绝对值是否大于第一预设保护阈值，所述第一预设保护阈值大于0。
若否，停止调用所述控制模块，或经过第二预设时间段之后调用所述电压检测模块以分别采集VC1及VC2。
若是，调用所述控制模块，所述控制模块配置为根据(VC1-VC2)的绝对值来生成调节量，(VC1-VC2)的绝对值与生成的调节量正相关，即|VC1-VC2|越大生成的调节量越大，但增大的比例不一定呈线性关系，可根据实际情况来进行相应的选择。
若是，所述信号比较模块还配置为判断(VC1-VC2)是否大于0。
若(VC1-VC2)大于0，所述控制模块还配置为在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，或，所述控制模块还配置为在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量。
具体地，当(VC1-VC2)大于0时，所述控制模块还配置为在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，并且在当前开关周期的后半个开关周期内，令增加后的第一调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第一调制波的幅值，或令减少后的第二调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第二调制波的幅值；或，
当(VC1-VC2)大于0时，所述控制模块还配置为在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，并且在下一个开关周期的前半个开关周期内，令增加后的第三调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第三调制波的幅值，或令减少后的第四调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第四调制波的幅值。
若(VC1-VC2)小于0，所述控制模块还配置为在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，或，所述控制模块还配置为在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量。
具体地，当(VC1-VC2)小于0时，所述控制模块还配置为在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，并且在当前开关周期的后半个开关周期内，令增加后的第三调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第三调制波的幅值，或令减少后的第四调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第四调制波的幅值；或，
当(VC1-VC2)小于0时，所述控制模块还配置为在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，并且在下一个开关周期的前半个开关周期内，令增加后的第一调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第一调制波的幅值，或令减少后的第二调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第二调制波的幅值。
所述信号比较模块还配置为：在判断(VC1-VC2)是否大于0，并且调节调制波之后，判断(VC1-VC2)的绝对值是否小于第二预设保护阈值，所述第二预设保护阈值大于0且小于所述第一预设保护阈值，若是，停止调用所述控制模块，或经过第一预设时间段之后调用所述电压检测模块以分别采集VC1及VC2，若否，调用所述控制模块以根据(VC1-VC2)的绝对值来生成所述调节量。
本实施例提供的三电平全桥直流变换器，针对不同的中点电压异常情况，可以及时且准确地调节电压，从而有效地保证三电平全桥直流变换器的中点电压平衡，而且无需增加额外的硬件设备，降低了三电平全桥直流变换器的硬件成本，具备较高的工程化可行性。
尽管为使解释简单化将所述方法图示并描述为一系列动作，但是应理解并领会，这些方法不受动作的次序所限，因为根据一个或多个实施例，一些动作可按不同次序发生和/或与来自本文中图示和描述或本文中未图示和描述但本领域技术人员可以理解的其他动作并发地发生。
提供对本公开的先前描述是为使得本领域任何技术人员皆能够制作或使用本公开。对本公开的各种修改对本领域技术人员来说都将是显而易见的，且本文中所定义的普适原理可被应用到其他变体而不会脱离本公开的精神或范围。由此，本公开并非旨在被限定于本文中所描述的示例和设计，而是应被授予与本文中所公开的原理和新颖性特征相一致的最广范围。

Claims (14)

1.一种三电平全桥直流变换器的控制方法，其特征在于，所述三电平全桥直流变换器包括逆变模块、电压检测模块、信号比较模块、控制模块及上位机；
所述逆变模块包括第一桥臂、第二桥臂及2个分压电容，所述第一桥臂的4个开关从上到下依次记为T1、T2、T3及T4，所述第二桥臂的4个开关从上到下依次记为T5、T6、T7及T8，2个分压电容从上到下依次记为C1及C2；
所述上位机分别生成第一调制波、第二调制波、第三调制波及第四调制波；
所述信号比较模块将所述第一调制波及所述第二调制波分别与第一载波做比较以生成第一PWM信号及第二PWM信号，并且将所述第三调制波及所述第四调制波分别与第二载波做比较以生成第三PWM信号及第四PWM信号，所述第二载波为所述第一载波的互补信号，所述第一调制波与所述第二调制波的幅值的差值等于所述第三调制波与所述第四调制波的幅值的差值；
所述第一PWM信号用于生成T1驱动信号及T3驱动信号，所述第二PWM信号用于生成T2驱动信号及T4驱动信号，所述第三PWM信号用于生成T5驱动信号及T7驱动信号，所述第四PWM信号用于生成T6驱动信号及T8驱动信号；
所述控制方法包括以下步骤：
所述电压检测模块分别采集C1的电压VC1及C2的电压VC2，并且将VC1及VC2发送至所述信号比较模块；
所述信号比较模块判断(VC1-VC2)的绝对值是否大于第一预设保护阈值，所述第一预设保护阈值大于0，若是，所述控制模块根据(VC1-VC2)的绝对值来生成调节量，所述信号比较模块还判断(VC1-VC2)是否大于0，若是，所述控制模块在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，或，所述控制模块在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，若否，所述控制模块在一个开关周期的前或后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，或，所述控制模块在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量。
2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，在所述信号比较模块判断(VC1-VC2)是否大于0，并且所述控制模块调节调制波的步骤之后，所述控制方法还包括以下步骤：
所述信号比较模块还判断(VC1-VC2)的绝对值是否小于第二预设保护阈值，所述第二预设保护阈值大于0且小于所述第一预设保护阈值，若是，结束流程，或经过第一预设时间段之后返回所述电压检测模块分别采集VC1及VC2的步骤，若否，返回所述控制模块根据(VC1-VC2)的绝对值来生成调节量的步骤。
3.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，若(VC1-VC2)的绝对值小于或等于所述第一预设保护阈值，结束流程，或经过第二预设时间段之后返回所述电压检测模块分别采集VC1及VC2的步骤。
4.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，当(VC1-VC2)大于0时，所述控制模块在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，并且在当前开关周期的后半个开关周期内，令增加后的第一调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第一调制波的幅值，或令减少后的第二调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第二调制波的幅值；或，
当(VC1-VC2)小于0时，所述控制模块在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，并且在下一个开关周期的前半个开关周期内，令增加后的第一调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第一调制波的幅值，或令减少后的第二调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第二调制波的幅值；
当(VC1-VC2)小于0时，所述控制模块在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，并且在当前开关周期的后半个开关周期内，令增加后的第三调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第三调制波的幅值，或令减少后的第四调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第四调制波的幅值；或，
当(VC1-VC2)大于0时，所述控制模块在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，并且在下一个开关周期的前半个开关周期内，令增加后的第三调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第三调制波的幅值，或令减少后的第四调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第四调制波的幅值。
5.如权利要求1～4中任意一项所述的控制方法，其特征在于，(VC1-VC2)的绝对值与生成的调节量正相关。
6.如权利要求1～4中任意一项所述的控制方法，其特征在于，所述三电平全桥直流变换器还包括变压器及整流模块；
所述逆变模块的交流输出端电连接至所述变压器的原边，所述变压器的副边电连接至所述整流模块的交流输入端。
7.如权利要求1～4中任意一项所述的控制方法，其特征在于，所述控制模块为P、PI或PID控制器。
8.一种三电平全桥直流变换器，其特征在于，包括逆变模块、电压检测模块、信号比较模块、控制模块及上位机；
所述逆变模块包括第一桥臂、第二桥臂及2个分压电容，所述第一桥臂的4个开关从上到下依次记为T1、T2、T3及T4，所述第二桥臂的4个开关从上到下依次记为T5、T6、T7及T8，2个分压电容从上到下依次记为C1及C2；
所述电压检测模块与所述逆变模块电连接；
所述上位机配置为分别生成第一调制波、第二调制波、第三调制波及第四调制波；
所述信号比较模块配置为将所述第一调制波及所述第二调制波分别与第一载波做比较以生成第一PWM信号及第二PWM信号，并且将所述第三调制波及所述第四调制波分别与第二载波做比较以生成第三PWM信号及第四PWM信号，所述第二载波为所述第一载波的互补信号，所述第一调制波与所述第二调制波的幅值的差值等于所述第三调制波与所述第四调制波的幅值的差值；
所述第一PWM信号用于生成T1驱动信号及T3驱动信号，所述第二PWM信号用于生成T2驱动信号及T4驱动信号，所述第三PWM信号用于生成T5驱动信号及T7驱动信号，所述第四PWM信号用于生成T6驱动信号及T8驱动信号；
所述电压检测模块配置为分别采集C1的电压VC1及C2的电压VC2，并且将VC1及VC2发送至所述信号比较模块；
所述信号比较模块还配置为判断(VC1-VC2)的绝对值是否大于第一预设保护阈值，所述第一预设保护阈值大于0，若是，所述控制模块配置为根据(VC1-VC2)的绝对值来生成调节量，所述信号比较模块还配置为判断(VC1-VC2)是否大于0，若是，所述控制模块还配置为在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，或，所述控制模块配置为在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，若否，所述控制模块配置为在一个开关周期的前或后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，或，所述控制模块配置为在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量。
9.如权利要求8所述的三电平全桥直流变换器，其特征在于，所述信号比较模块还配置为：
在判断(VC1-VC2)是否大于0，并且调节调制波之后，判断(VC1-VC2)的绝对值是否小于第二预设保护阈值，所述第二预设保护阈值大于0且小于所述第一预设保护阈值，若是，停止调用所述控制模块，或经过第一预设时间段之后调用所述电压检测模块以分别采集VC1及VC2，若否，调用所述控制模块以根据(VC1-VC2)的绝对值来生成所述调节量。
10.如权利要求8所述的三电平全桥直流变换器，其特征在于，所述信号比较模块还配置为：
若(VC1-VC2)的绝对值小于或等于所述第一预设保护阈值，停止调用所述控制模块，或经过第二预设时间段之后调用所述电压检测模块以分别采集VC1及VC2。
11.如权利要求8所述的三电平全桥直流变换器，其特征在于，当(VC1-VC2)大于0时，所述控制模块配置为在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，并且在当前开关周期的后半个开关周期内，令增加后的第一调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第一调制波的幅值，或令减少后的第二调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第二调制波的幅值；或，
当(VC1-VC2)小于0时，所述控制模块配置为在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第一调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第二调制波的幅值减去所述调节量，并且在下一个开关周期的前半个开关周期内，令增加后的第一调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第一调制波的幅值，或令减少后的第二调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第二调制波的幅值；
当(VC1-VC2)小于0时，所述控制模块配置为在一个开关周期的前半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，并且在当前开关周期的后半个开关周期内，令增加后的第三调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第三调制波的幅值，或令减少后的第四调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第四调制波的幅值；或，
当(VC1-VC2)大于0时，所述控制模块配置为在一个开关周期的后半个开关周期内，令当前第三调制波的幅值加上所述调节量，或令当前第四调制波的幅值减去所述调节量，并且在下一个开关周期的前半个开关周期内，令增加后的第三调制波的幅值恢复至增加前的所述当前第三调制波的幅值，或令减少后的第四调制波的幅值恢复至减少前的所述当前第四调制波的幅值。
12.如权利要求8～11中任意一项所述的三电平全桥直流变换器，其特征在于，(VC1-VC2)的绝对值与生成的调节量正相关。
13.如权利要求8～11中任意一项所述的三电平全桥直流变换器，其特征在于，所述三电平全桥直流变换器还包括变压器及整流模块；
所述逆变模块的交流输出端电连接至所述变压器的原边，所述变压器的副边电连接至所述整流模块的交流输入端。
14.如权利要求8～11中任意一项所述的三电平全桥直流变换器，其特征在于，所述控制模块为P、PI或PID控制器。
CN201811149591.3A 2018-09-29 2018-09-29 三电平全桥直流变换器及其控制方法 Active CN110971135B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201811149591.3A CN110971135B (zh) 2018-09-29 2018-09-29 三电平全桥直流变换器及其控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201811149591.3A CN110971135B (zh) 2018-09-29 2018-09-29 三电平全桥直流变换器及其控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110971135A true CN110971135A (zh) 2020-04-07
CN110971135B CN110971135B (zh) 2021-07-13

Family

ID=70027588

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201811149591.3A Active CN110971135B (zh) 2018-09-29 2018-09-29 三电平全桥直流变换器及其控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN110971135B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114520520A (zh) * 2022-04-20 2022-05-20 深圳市首航新能源股份有限公司 母线电压的调整方法及装置、光伏逆变器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102739100A (zh) * 2012-06-11 2012-10-17 合肥工业大学 三电平三相四桥臂变流器
CN102801163A (zh) * 2011-05-27 2012-11-28 阿尔斯通技术有限公司 对npc vsc、特别是有源电源滤波器的控制方案的确定方法
EP2683067A1 (en) * 2012-07-04 2014-01-08 DET International Holding Limited LLC Balancing
CN103872938A (zh) * 2014-03-31 2014-06-18 上海交通大学 一种飞跨电容型三电平逆变装置的控制方法
CN106385191A (zh) * 2016-09-23 2017-02-08 电子科技大学 基于统一不连续调制策略的三电平中点电压控制方法
CN207766156U (zh) * 2017-11-14 2018-08-24 山东奥太电气有限公司 实现三电平逆变电路中点电位平衡的电路结构、焊机、电解水电源和充电机

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102801163A (zh) * 2011-05-27 2012-11-28 阿尔斯通技术有限公司 对npc vsc、特别是有源电源滤波器的控制方案的确定方法
CN102739100A (zh) * 2012-06-11 2012-10-17 合肥工业大学 三电平三相四桥臂变流器
EP2683067A1 (en) * 2012-07-04 2014-01-08 DET International Holding Limited LLC Balancing
CN103872938A (zh) * 2014-03-31 2014-06-18 上海交通大学 一种飞跨电容型三电平逆变装置的控制方法
CN106385191A (zh) * 2016-09-23 2017-02-08 电子科技大学 基于统一不连续调制策略的三电平中点电压控制方法
CN207766156U (zh) * 2017-11-14 2018-08-24 山东奥太电气有限公司 实现三电平逆变电路中点电位平衡的电路结构、焊机、电解水电源和充电机

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114520520A (zh) * 2022-04-20 2022-05-20 深圳市首航新能源股份有限公司 母线电压的调整方法及装置、光伏逆变器

Also Published As

Publication number Publication date
CN110971135B (zh) 2021-07-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Shao et al. Circulating current and ZVS-on of a dual active bridge DC-DC converter: A review
Xuan et al. A novel NPC dual-active-bridge converter with blocking capacitor for energy storage system
Buticchi et al. A nine-level grid-connected converter topology for single-phase transformerless PV systems
Zengin et al. A novel current modulation method to eliminate low-frequency harmonics in single-stage dual active bridge AC–DC converter
Carvalho et al. Asymmetrical-PWM DAB converter with extended ZVS/ZCS range and reduced circulating current for ESS applications
Jeong et al. A soft-switching single-stage converter with high efficiency for a 3.3-kW on-board charger
US11005268B2 (en) Optimizer, control method and parallel arrangement for photovoltaic system
US20110127837A1 (en) Power conversion apparatus
US9570993B2 (en) DC-DC converter
US10608542B2 (en) Power conversion device with operation in dual-leg resonant mode or single-leg resonant mode
JP5316514B2 (ja) 電力変換装置
Suresh et al. A novel dual-leg DC-DC converter for wide range DC-AC conversion
US20200287468A1 (en) Power conversion apparatus
US20120281441A1 (en) Circuit for converting a direct current voltage to an alternating current voltage
Arab Ansari et al. Analysis and implementation of a new zero current switching flyback inverter
Yao Review of dual-buck-type single-phase grid-connected inverters
Haddadi et al. An isolated bidirectional single-stage inverter without electrolytic capacitor for energy storage systems
CN110971135B (zh) 三电平全桥直流变换器及其控制方法
Baars et al. A three-level three-phase dual active bridge DC-DC converter with a star-delta connected transformer
Gandomi et al. Five-Level T-type converter based fault-tolerant isolated DC-DC topology using WBG devices
Liu et al. Control of single-stage AC-AC solid state transformer for power exchange between grids
US20230071003A1 (en) Power factor correction circuits controlled using adjustable deadtime
Azharudeen et al. A power factor correcting electric vehicle fast charger with wide voltage range
Takuma et al. Hybrid commutation method with current direction estimation for three-phase-to-single-phase matrix converter
CN110061523B (zh) 一种新型拓扑结构的多功能单相并网逆变系统及方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20230522

Address after: The age of 412001 in Hunan Province, Zhuzhou Shifeng District Road No. 169

Patentee after: CRRC Zhuzhou Institute Co.,Ltd.

Patentee after: Hunan Power Action Technology Co.,Ltd.

Address before: No. 169 Shidai Road, Shifeng District, Zhuzhou City, Hunan Province, 412001

Patentee before: CRRC Zhuzhou Institute Co.,Ltd.

TR01 Transfer of patent right